JP3205185B2 - レベル変換回路 - Google Patents
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Description
の小さい入力信号を受けこれを増幅する回路として好適
なレベル変換回路に関するものであり、例えばインタフ
ェース回路、レベルシフタ回路などとして利用可能なレ
ベル変換回路に関するものである。
)回路で扱われている信号をMOS(Metal Oxide Sem
iconductor )回路に入力する場合のインターフェース
回路として、例えば図9に示すレベル変換回路10が用
いられている。このレベル変換回路10は、Pチャネル
MOS電界効果トランジスタ(以下、P−MOSともい
う)11と、NチャネルMOS電界効果トランジスタ
(以下、N−MOSともいう)13とを直列(この場合
はN−MOS15を介し直列)に接続し構成されたC(C
omplementary)−MOSインバータ回路17および、こ
のC−MOSインバータ回路17の出力を反転しこのレ
ベル変換回路の出力とするインバータ19とを具える。
P−MOS11のソースおよびこのP−MOS11を作
り込んである基板は第1の電源VDDと接続され、また、
N−MOS13のソースおよびこのN−MOS13を作
り込んである基板は第2の電源(GND)と接続されて
いる。
S11,13それぞれのゲート電極にレベル変換対象の
入力信号VINが入力される。第1の電源VDDの電圧を5
V、入力センスレベルを約1.5Vとした場合で、入力
信号VINとして例えば0〜3Vの電圧振幅の信号を入力
した場合、出力VOUT として0〜5ボルトの振幅の信号
が出力される。
レベル変換回路10では、P−MOS11の基板電圧が
VDDであるので、入力信号VINの電圧が、第1の電源の
電圧VDDからP−MOS11のしきい値電圧を引いた値
より大きい値にならないと、P−MOS11はオフ状態
にならない。したがって、入力信号VINの電圧が、N−
MOS13がオン状態になる電圧から上記P−MOS1
1がオフ状態になる電圧までの間は、第1の電源VDDか
らP−MOS11、N−MOS15およびN−MOS1
3を通っていわゆる静止時電流iが生じてしまうという
問題点があった。その具体例を図3中に特性曲線IIと
して示した。ここで、図3中の横軸は入力信号VINの電
圧(V)を示し、縦軸は静止時電流(mA)を示す。こ
の図3から分かるように、従来のレベル変換回路10で
は、入力信号VINの電圧がN−MOS13のしきい値電
圧V1 を越えたところから、電源電圧VDDからP−MO
S11のしきい値電圧を引いた電圧V2 の範囲で、静止
時電流が生じるのである。したがって、レベル変換回路
10に入力信号VINとして上記のごとく0〜3Vの電圧
振幅の信号を入力した場合は、入力信号VINの電圧がN
−MOS13のしきい値を越えた後ずっと静止時電流が
生じてしまう。これは消費電力を増加させるので改善が
望まれる。
INとして例えば2〜5Vの電圧振幅の信号を入力しこれ
を0〜5Vの電圧振幅を有したレベルの信号にシフトさ
せる場合を考えると、入力信号VINの最低レベルが2V
であるのでN−MOS13は継続的にオン状態となるた
め、このケースの場合も、入力電圧VINが、接地電圧G
NDからN−MOS13のしきい値電圧を加えた値より
低くなるまでの間(すなわちN−MOSがオフになるま
での間)静止時電流が生じてしまう。
明によれば、第1の電源とこれより低い電圧を示す第2
の電源との間にC−MOSインバータ回路を具え、入力
信号のレベルを変換して出力するレベル変換回路におい
て、第1の電源が示す電圧より低くかつ第2の電源が示
す電圧以上の第3の電圧を発生する少なくとも1つの電
圧発生部と、第1の電源をC−MOSインバータ回路を
構成するP−MOSが作り込まれた基板に接続するため
の第1の回路と、電圧発生部を上記基板に接続するため
の第2の回路と、入力信号に応じこれら第1の回路およ
び第2の回路のいずれか一方を有効とする回路切り換え
部とを具えたことを特徴とする。
電圧VDDとできる。また、電圧発生部は、第3の電圧の
条件を満足する互いに異なる電圧を発生する複数の電圧
発生部であっても良い。そしてその場合、例えば入力電
圧の大小に応じ上記異なる電圧を発生する電圧発生部の
うちの任意のものを選択するようにしても良い。また、
この第一発明の実施に当たり、第3の電圧を、前記入力
信号における最大電圧に前記P−MOSのしきい値電圧
を加えた電圧より低い電圧とするのが良い。こうする
と、入力信号における少なくとも最大電圧の際にP−M
OSをオフできる。具体例でいえば、例えば入力信号が
ハイレベルおよびローレベルの繰り返されるディジタル
信号の場合ローレベルおよびハイレベル間の移行時間よ
りハイレベル状態の時間の方が一般に長いが、少なくと
もこのハイレベル時にP−MOSをオフできる。したが
って、静止時電流を有効に抑制できる。なお、第一発明
における第3の電圧の下限を第2の電源が示す電圧以上
と述べているが、例えば、入力信号における最大電圧程
度とするのが良い。こうすると、入力信号の電圧が入力
信号における最大電圧からP−MOSのしきい値電圧を
引いた値程度になったあたりからP−MOSをオフ状態
にできるからである。
−MOSインバータ回路を構成するP−MOSが作り込
まれている基板と、このP−MOSのソースとを接続し
ておき、この接続点に前記第1の回路及び第2の回路の
一端を接続しておくのが好適である。
の電源とこれより低い電圧を示す第2の電源との間にC
−MOSインバータ回路を具え、入力信号のレベルを変
換して出力するレベル変換回路において、第1の電源が
示す電圧以下でかつ第2の電源が示す電圧より高い第3
の電圧を発生する少なくとも1つの電圧発生部と、第2
の電源をC−MOSインバータ回路を構成するN−MO
Sが作り込まれた基板に接続するための第1の回路と、
電圧発生部を上記基板に接続するための第2の回路と、
入力信号に応じこれら第1の回路および第2の回路のい
ずれか一方を有効とする回路切り換え部とを具えたこと
を特徴とする。
電位(GND)とできる。また、電圧発生部は、第3の
電圧の条件を満足する互いに異なる電圧を発生する複数
の電圧発生部であっても良い。そしてその場合、例えば
入力電圧の大小に応じ上記異なる電圧を発生する電圧発
生部のうちの任意のものを選択するようにしても良い。
また、この第二発明の実施に当たり、第3の電圧を、前
記入力信号における最低電圧から前記N−MOSのしき
い値電圧を引いた電圧より高い電圧とするのが良い。こ
うすると、入力信号における少なくとも最低電圧の際に
N−MOSをオフできる。具体例でいえば、例えば入力
信号がハイレベルおよびローレベルの繰り返されるディ
ジタル信号の場合ローレベルおよびハイレベル間の移行
時間よりローレベル状態の時間の方が一般に長いが、少
なくともこのローレベル時にN−MOSをオフできる。
したがって、静止時電流を有効に抑制できる。なお、第
二発明における第3の電圧の上限であるが、例えば、入
力信号における最低電圧程度とするのが良い。こうする
と、入力信号の電圧が入力信号における最低電圧にN−
MOSのしきい値電圧を加えた値程度になったあたりか
らN−MOSをオフ状態にできるからである。
−MOSインバータ回路を構成するN−MOSが作り込
まれている基板と、このN−MOSのソースとを接続し
ておき、この接続点に前記第1の回路及び第2の回路の
一端を接続しておくのが好適である。
ン基板に各構成成分を作り込んで構成される場合はもち
ろん、個々の構成成分を組み立てて回路を構成する場合
にも適用できることは明らかである。
Sが作り込まれた基板の電位を入力信号に応じ切り換え
ることができる。P−MOSが作り込まれた基板の電位
を切り換えるとこのP−MOSをオフ状態とし得る入力
信号の電圧を変えることが出来る。
のP−MOSのソースとを接続しておく構成の場合、P
−MOSのソースは一般に第1の電源に接続されるか
ら、P−MOSが作り込まれた基板と第1電源との接続
回路を容易に構成出来る。また、入力信号に応じこのP
−MOSのソースの電位も切り換えられるようになる。
こうなると、C−MOSインバータ回路を構成している
PおよびNの各MOSのセンスレベルが変わるので、こ
のレベル変換回路はシュミットトリガ回路の機能をも示
すようになる。
ば、N−MOSが作り込まれた基板の電位を入力信号に
応じ切り換えることができる。N−MOSが作り込まれ
た基板の電位を切り換えるとこのN−MOSをオフ状態
とし得る入力信号の電圧を変えることが出来る。
のN−MOSのソースとを接続しておく構成の場合、N
−MOSのソースは一般に第2の電源に接続されるか
ら、N−MOSが作り込まれた基板と第2電源との接続
回路を容易に構成出来る。また、入力信号に応じこのN
−MOSのソースの電位も切り換えられるようになる。
こうなると、C−MOSインバータ回路を構成している
PおよびNの各MOSのセンスレベルが変わるので、こ
のレベル変換回路はシュミットトリガ回路の機能をも示
すようになる。
よび第二発明の実施例についてそれぞれ説明する。ただ
し、いずれの図もこれらの発明を理解出来る程度に概略
的に示してある。また、説明に用いる各図において同様
な構成成分については同一の番号を付して示してある。
した図である。この第1実施例のレベル変換回路20
は、P−MOS21とN−MOS23とを直列接続し構
成したC−MOSインバータ回路25と、このC−MO
Sインバータ回路25の出力端に接続されレベル変換回
路20の出力VOUT を出力するインバータ27と、この
インバータ27の出力端にそれぞれゲートが接続されて
いるP−MOS29およびN−MOS31とを具えてい
る。ただし、P−MOS21およびN−MOS23のゲ
ートそれぞれは、このレベル変換回路20の入力端子2
0aと接続してある。また、P−MOS21のソースと
このP−MOS21が作り込まれている基板(シリコン
基板)とを電気的に接続してあり、この接続点にP−M
OS29のドレインおよびN−MOS31のドレインを
それぞれ接続してある。この接続点での信号を、説明の
都合上以下、信号S1と称する。また、P−MOS29
のソースとN−MOS31のソースそれぞれは、電源V
DDと接続してある。また、N−MOS23のソースは接
地電位に接続してあり、またそのドレインはP−MOS
21のドレインに接続してある。なお、これらP−MO
S21およびN−MOS23のドレイン同士の接続点で
の信号を、説明の都合上以下、信号S2と称する。
は、電源VDDがこの第一発明でいう第1の電源110に
相当する。また、接地電位がこの第一発明でいう第2の
電源120に相当する。また、N−MOS31とそのド
レインに接続されている電源VDDとで構成される部分
が、この第一発明でいう電圧発生部130に相当する。
なぜなら、この電圧発生部130でのN−MOS31の
ソース側には、N−MOS31のしきい値電圧をVNTと
したときN−MOSの特性から、おおよそVDD−2VNT
の値に相当する一定電圧が出力されるからである。つま
り、この第1実施例の場合は、VDD=5Vおよび接地電
位=OVとした場合、第1の電源110は5Vの電圧を
出力するものとなり、電圧発生部130は約5−2VNT
(約1.7V)=3.3Vの電圧を出力するものとな
る。また、この第1実施例のレベル変換回路20におい
て、P−MOS29がこの第一発明でいう第1の回路に
相当し、N−MOS31がこの発明でいう第2の回路に
相当する。また、同一の信号がそれぞれのゲートに入力
されるこれらP−MOS29およびN−MOS31双方
がこの第一発明でいう回路切り換え部140に相当す
る。
解を深めるため、第1実施例のレベル変換回路20の動
作について説明する。この説明を図1、図2および図3
を参照して説明する。ここで、図2は、第1実施例のレ
ベル変換回路20における、入力信号VIN、信号S1、
信号S2および出力信号VOUT の関係を示したタイミン
グチャートある。また図3は、この第1実施例のレベル
変換回路20での入力信号VINと静止時電流との関係を
図9の従来回路のものと併せて示した図である。
3の信号を、入力端子20aからレベル変換回路20に
入力する場合を考える。その場合で、入力信号VINの電
圧が0Vの場合は、N−MOS23はオフとなりP−M
OS21はオンとなるので信号S2はHレベルとなる。
この結果VOUT はLレベルとなる。ここで、VOUT がL
レベルであると回路切り換え部140のP−MOS29
がオンとなりかつN−MOS31がオフとなるので、信
号S1(すなわちP−MOS21の基板やソースの電
位)は第1の電源110から供給される電圧すなわち5
Vとなる。次に、入力信号VINの電圧が3Vになると、
図2のt1 区間に示したように、今度は、N−MOS2
3がオンとなるので信号S2はLレベルとなり、この結
果VOUT はHレベルとなる。VOUT がHレベルであると
回路切り換え部140のP−MOS29がオフとなりか
つN−MOS31がオンとなるので、P−MOS29の
基板やソースは電圧発生部130と接続されることにな
る。この結果、信号S1は今度は電圧発生部130から
供給される電圧の影響を受ける。このため、5Vであっ
た信号S1は電圧発生部130の電圧3.3Vに近づい
て行くので、P−MOS21の基板電位も電圧発生部1
30の電圧に近づく。ここで、P−MOS21のゲート
へは電圧が3Vの入力信号が印加されているので、P−
MOS21の基板電位が5Vから3.3Vに近づく途中
のあるところすなわち基板とゲートとの電位差がP−M
OS21のしきい値を下回るところでP−MOS21は
オフ状態になる。N−MOS31による効果のみである
と信号S1は3.3Vまで下がるが、P−MOS21が
上記のごとく途中でオフするので、信号S1の電位は結
局、入力信号VINの電圧にP−MOSのしきい値電圧を
加えた値(この例であれば、約3V+0.8V=3.8
V)程度になる(図2のt1 参照)。
実施例のレベル変換回路20では、入力信号VINの電圧
が3Vの場合(より正確にいうと入力信号VINの電圧が
電圧発生部130の電圧(ここでは3.3V)からP−
MOS21のしきい値電圧を引いた電圧(ここでは2.
5V)より高い場合)、P−MOS21をオフ状態に出
来るので、入力信号VINの電圧が2.5V以上での静止
時電流の発生を防止できることが分かる。この様子を図
3に特性曲線Iとして示した。図3中の特性曲線Iおよ
び特性曲線IIを比較して明らかなように、この発明の
方が従来に比べ静止時電流が生じる電圧範囲が狭いこと
が分かる。
0Vに変化した場合は、図2のt2区間に示したよう
に、信号S2はHレベルになるので出力信号VOUT はL
レベルになる。これに応じ、回路切り換え部140のP
−MOS29はオンとなりかつN−MOS31はオフと
なるのでP−MOS21のソースは第1の電源110と
接続されることになる。したがって、信号S1は5Vを
示すので、信号S2の電位すなわちインバータ27の入
力端の電位も5Vになる。インバータ27の入力にもし
電圧発生部130の電圧(ここでは3.3V)が印加さ
れると、インバータ27において静止時電流が発生する
ことになるが、この発明ではインバータ27の入力端に
は0Vか5Vが印加されるからインバータ27での静止
時電流の発生も抑制出来る。
は、P−MOS21のソース電圧は、入力信号VINの電
圧が0Vの場合は5Vとなり3Vの場合は約3.8Vと
なる。このため、P−MOS21とN−MOS23のセ
ンスレベルは入力信号の電圧が3Vの場合の方が0Vの
場合より低く設定されるので、このレベル変換回路はシ
ュミットトリガ回路の機能も果たす。ただし、PーMO
S21が作り込まれている基板とこのP−MOSのソー
スとを接続する点は、静止時電流の抑制という点では必
須ではない。両者を接続せずに、基板に第1の回路、第
2の回路を直接接続しても静止時電流の抑制はできるこ
とは明らかである(第二発明においても同様。)。
2Vの場合の出力信号VOUT 、信号S1および信号S2
それぞれの状態を示した。この場合の動作原理は図2の
t1区間の動作原理と同様であるのでその説明を省略す
る。また、図2のt4 区間に、Lレベルが0.8Vの場
合の出力信号VOUT 、信号S1および信号S2それぞれ
の状態を示した。この場合の動作原理は図2のt2 区間
の動作原理と同様であるのでその説明を省略する。
説明に供する図である。第1実施例では、第1の電源V
DDとN−MOS31とで電圧発生部130を構成してい
たのに対し、この第2実施例では、N−MOS31のド
レインと信号S1のラインとの間に所定のP−MOS4
1を設け、これら第1の電源VDDとN−MOS31と所
定のP−MOS41とで電圧発生部130aを構成す
る。ここで、所定のP−MOS41とは、このP−MO
S41のソースとこのP−MOS41を作り込んである
基板とをN−MOS31のドレインと接続してあり、こ
のP−MOS41のゲートとドレインとを上記信号S1
のラインと接続してあるP−MOS41である。
aでは、第1実施例の場合に比べ、P−MOS41のし
きい値分の電圧降下が生じるので、この電圧発生部13
0aは約2.5Vの電圧を出力するものとなる。このた
め、入力信号VINの電圧が第1実施例よりさらに低い範
囲まで例えばTTL入力インタフェースの規格値である
VIH=2.2Vにおいても静止時電流を抑制することが
出来る。
換え部とをそれぞれ他の構成とした例を説明する。図5
はその説明に供する図である。第1実施例の場合との相
違点は次のとおりである。まず、新たな電圧発生部13
0bは、第1の電源(VDD)と、ゲートをVDDに接続し
た状態の(常時オン状態とされる)N−MOS31とで
構成している。また、N−MOS31のドレインと信号
S1のラインとの間にP−MOS51を設けこのP−M
OSでこの第一発明でいう第2の回路51を構成する。
また、新たに設けたP−MOS51のゲートとインバー
タ27の出力との間に新たにインバータ53を設け、こ
のインバータ53と、P−MOS51と、P−MOS2
9とで新たな回路切り換え部140aを構成している。
を、図6に示した電圧発生部130cに置き換えても良
い。3つのP−MOS61〜63をソースおよびドレイ
ンを介し直列に接続すると共に、各P−MOSを作りこ
んである基板を対応するP−MOSのソースと接続して
あり、及びこれらP−MOSのゲートを対応するP−M
OSのドレインと接続してある、電圧発生部130cに
置き換えるのである。
合も、入力信号VINの電圧が例えばTTL入力インタフ
ェースの規格値であるVIH=2.2VにおいてもP−M
OS21はオフ状態となるので、この入力信号電圧にお
いても静止時電流を抑制することができる。
生部130cでは、電圧降下用の素子(この例ではP−
MOS61〜63で構成したMOS抵抗)を複数段設け
てある分、信号S2のLレベルからHレベルへの変化時
間が遅くなる。したがって、この発明のレベル変換回路
に遅延回路の機能も持たせることが出来る。なお、P−
MOS61〜63の一部または全部のゲート幅/ゲート
長の比を小さくすることによりこれらトランジスタのデ
ィメンジョンを小さくすることによっても、遅延回路の
機能は得られる。
路構成の一例を説明する。図7はその説明に供する図で
ある。この図7の例では、図5を用いて説明したレベル
変換回路の電圧発生部130bを除いた部分70(図7
参照)を複数個用意し、それらでのP−MOS51各々
のソース同士を接続し、この接続点に電圧発生部130
bを接続している。もちろん、電圧発生部は130bで
示すものに限られず他のものでも良い。なお、電圧発生
部は、レベル変換回路1個に対し1個設ける必要は必ず
しもなく、複数のレベル変換回路用の電圧発生部を1つ
のもので共用するようにしても良い。また、電圧発生部
をレベル変換回路1個に対し1個というほどではないが
2以上設ける場合は、それらが配線上の1個所に集中し
ないように配線上に均等に配置するのが良い。このよう
に均等に配置した方が定電圧の供給の安定化が図れる。
1それぞれをN−MOSに変更し、対応するVOUT (イ
ンバータ27の出力)をこのN−MOSのゲートに対し
入力する構成としても良い。もちろんその場合は、イン
バータ53は不要になる。
説明に供する図である。この実施例のレベル変換回路8
0は、P−MOS21とN−MOS23とを直列接続し
構成したC−MOSインバータ回路25と、このC−M
OSインバータ回路25の出力端に接続されレベル変換
回路80の出力VOUT を出力するインバータ27と、こ
のインバータ27の出力端にそれぞれゲートが接続され
ているP−MOS81およびN−MOS83とを具えて
いる。ただし、P−MOS21およびN−MOS23の
ゲートそれぞれは、このレベル変換回路80の入力端子
80aと接続してある。また、N−MOS23のソース
とこのN−MOSが作り込まれている基板(シリコン基
板)とを電気的に接続してあり、この接続点にP−MO
S81のドレインおよびN−MOS83のドレインをそ
れぞれ接続してある。この接続点での信号を、説明の都
合上以下、信号Saと称する。また、P−MOS81の
ソースとN−MOS83のソースそれぞれは接地電位と
接続してある。また、P−MOS21のソースは電源V
DDと接続してあり、またそのドレインはN−MOS23
のドレインに接続してある。ここで、P−MOS21お
よびN−MOS23のドレイン同士の接続点での信号
を、説明の都合上以下、信号Sbと称する。
0では、電源VDDがこの第二発明でいう第1の電源11
0に相当する。また、接地電位がこの第二発明でいう第
2の電源120に相当する。また、P−MOS81とこ
のP−MOS81のソースに接続されている接地電位
(第2の電源120)とで構成される部分が、この第二
発明でいう電圧発生部130xに相当する。なぜなら、
この電圧発生部130xでのP−MOS81のドレイン
側には、P−MOS81のしきい値電圧をVPTとしたと
きP−MOSの特性から、おおよそ接地電位+2VPTの
値に相当する一定電圧が出力されるからである。つま
り、この実施例の場合は、電源VDD=5V、接地電位=
OVとした場合、第1の電源110は5Vの電圧を出力
するものとなり、電圧発生部130は約0+2VPT(約
1.5V)=1.5Vの電圧を出力するものとなる。ま
た、この実施例のレベル変換回路80において、N−M
OS83がこの第二発明でいう第1の回路に相当し、P
−MOS81がこの第二発明でいう第2の回路に相当す
る。また、同一の信号がそれぞれのゲートに入力される
これらP−MOS81およびN−MOS83双方がこの
第二発明でいう回路切り換え部140xに相当する。
解を深めるため、実施例のレベル変換回路80の動作に
ついて図8を参照して説明する。ただし、ここでは、入
力信号VINとして電圧振幅が2〜5Vの信号を入力端子
80aからレベル変換回路80に入力してレベルシフト
する場合を考える。
と、信号SbはLレベルとなるので、VOUT はHレベル
となる。ここで、VOUT がHレベルであると回路切り換
え部140xのN−MOS83がオンとなりかつP−M
OS81がオフとなる。このため、第2の電源(接地電
位)120が有効になるので信号Sa(すなわちN−M
OS23の基板やソースの電位)は接地電位(0V)と
なる。信号SbのLレベルも0Vとなる。次に、入力信
号VINの電圧が2Vになると、今度は、信号SbはHレ
ベルとなり、この結果VOUT はLレベルとなる。VOUT
がLレベルであると回路切り換え部140xのP−MO
S81がオンとなりかつN−MOS83がオフとなるの
でN−MOS23の基板やソースは電圧発生部130x
と接続されることになる。この結果、信号Saは今度は
電圧発生部130xから供給される電圧の影響を受け
る。このため、信号Sa(N−MOS23の基板やソー
スの電位)が1.5V程度になるので、N−MOS23
は入力信号VINの電圧が2Vであるにもかかわらず、オ
フ状態になる。したがって、入力信号VINの電圧が2V
においても静止時電流を抑制出来る。また、この第二発
明の実施例ではN−MOS23が作り込まれている基板
とこのN−MOS23のソースとを接続しているので、
N−MOS23のソース電圧が基板電位どうように変化
する。このため、第一発明同様に、シュミットトリガ回
路の機能も得られる。
少なくとも第2〜第4実施例で説明した考え方は適用出
来る。その場合、PチャネルとNチャネルとの違いを考
慮した構成をとれば良い。
C−MOSインバータ回路は、P−MOSおよびN−M
OS間に他の回路素子を具える場合があっても良い。ま
た、電圧発生部、第1の回路、第2の回路および回路切
り換え部の構成は、実施例のものに限られず、他の好適
な構成に変更出来る。
出願の第一及び第二発明のレベル変換回路によれば、C
−MOSインバータ回路、所定の電圧発生部、所定の第
1の回路、所定の第2の回路および所定の回路切り換え
部を具える。このため、第一発明にあってはC−MOS
を構成するP−MOSが作り込まれた基板の電位を入力
信号に応じ切り換えることができるので、このP−MO
Sをオフ状態とし得る入力信号の電圧を変えることがで
きる。これはこのP−MOSが必要以上にオンすること
を防止出来ることを意味するので、静止時電流の抑制が
図れる。また、第二発明にあってはC−MOSを構成す
るN−MOSが作り込まれた基板の電位を入力信号に応
じ切り換えることができるので、このN−MOSをオフ
状態とし得る入力信号の電圧を変えることができる。こ
れはこのN−MOSが必要以上にオンすることを防止出
来ることを意味するので、静止時電流の抑制が図れる。
る。
動作説明に供するタイミングチャートである。
止時電流の発生の違いを示した図である。
生部の他の例を示した図である。
生部、第2の回路、回路切り換え部それぞれの他の例を
示した図である。
生部のさらに他の例を示した図である。
明のレベル変換回路を複数並列に設けて使用する例の説
明図である。
Claims (8)
- 【請求項1】 第1の電源とこれより低い電圧を示す第
2の電源との間にC−MOSインバータ回路を具え、入
力信号のレベルを変換して出力するレベル変換回路にお
いて、 前記第1の電源電圧を前記C−MOSインバータ回路を
構成するP−MOSが作り込まれた基板に供給する第1
の回路と、 前記第1の電源が示す電圧より低くかつ前記第2の電源
が示す電圧以上の第3の電圧を発生し、前記基板に供給
する第2の回路と、 入力信号に応じ前記第1の回路および前記第2の回路の
いずれか一方を有効とする回路切り換え部とを具えたこ
とを特徴とするレベル変換回路。 - 【請求項2】 請求項1に記載のレベル変換回路におい
て、 前記第3の電圧が、前記入力信号における最大電圧に前
記P−MOSのしきい値電圧を加えた電圧より低い電圧
であることを特徴とするレベル変換回路。 - 【請求項3】 請求項1に記載のレベル変換回路におい
て、 前記基板と前記P−MOSのソースとを接続してあり、
かつ、この接続点に前記第1の回路及び第2の回路の一
端を接続してあることを特徴とするレベル変換回路。 - 【請求項4】 第1の電源とこれより低い電圧を示す第
2の電源との間にC−MOSインバータ回路を具え、入
力信号のレベルを変換して出力するレベル変換回路にお
いて、 前記第1の電源電圧を前記C−MOSインバータ回路を
構成するN−MOSが作り込まれた基板に供給する第1
の回路と、 前記第1の電源が示す電圧より低くかつ前記第2の電源
が示す電圧以上の第3の電圧を発生し、前記基板に供給
する第2の回路と、 入力信号に応じ前記第1の回路および前記第2の回路の
いずれか一方を有効とする回路切り換え部とを具えたこ
とを特徴とするレベル変換回路。 - 【請求項5】 請求項4に記載のレベル変換回路におい
て、 前記第3の電圧が、前記入力信号における最低電圧から
前記N−MOSのしきい値電圧を引いた電圧より高い電
圧であることを特徴とするレベル変換回路。 - 【請求項6】 請求項4に記載のレベル変換回路におい
て、 前記基板と前記N−MOSのソースとを接続してあり、
かつ、この接続点に前記第1の回路及び第2の回路の一
端を接続してあることを特徴とするレベル変換回路。 - 【請求項7】 第1の電源電位レベルが与えられた第1
電源電位ノードと、 前記第1の電源電位レベルよりも低い第2の電源電位レ
ベルが与えられた第2電源電位ノードと、 第1のノードと、 前記第1のノードと前記第2電源電位ノードとの間に接
続され、Pチャネル型MOSトランジスタ及びNチャネ
ル型MOSトランジスタで構成されたC−MOSインバ
ータと、 前記第1電源電位ノードと前記第1のノードとの間に接
続され、前記第1の電源電位レベルを前記第1のノード
に供給する第1の回路と、 前記第1電源電位ノードと前記第1のノードとの間に接
続され、前記第1の電源電位レベルより低くかつ前記第
2の電源電位レベルより高い第3の電源電位レベルを発
生し、前記第1のノードに供給する第2の回路と、 入力信号に応じ前記第1の回路および前記第2の回路の
いずれか一方を有効とする回路切り換え部とを具えたこ
とを特徴とするレベル変換回路。 - 【請求項8】 第1の電源電位レベルが与えられた第1
電源電位ノードと、 前記第1の電源電位レベルよりも低い第2の電源電位レ
ベルが与えられた第2電源電位ノードと、 第1のノードと、 前記第1電源電位ノードと前記第1のノードとの間に接
続され、Pチャネル型MOSトランジスタ及びNチャネ
ル型MOSトランジスタで構成されたC−MOSインバ
ータと、 前記第1のノードと前記第2電源電位ノードとの間に接
続され、前記第2の電源電位レベルを前記第1のノード
に供給する第1の回路と、 前記第1のノードと前記第2電源電位ノードとの間に接
続され、前記第1の電源電位レベルより低くかつ前記第
2の電源電位レベルより高い第3の電源電位レベルを発
生し、前記第1のノードに供給する第2の回路と、 入力信号に応じ前記第1の回路および前記第2の回路の
いずれか一方を有効とする回路切り換え部とを具えたこ
とを特徴とするレベル変換回路。
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