JP3154482B2 - 音信号を伝送しまたは記憶する方法 - Google Patents
音信号を伝送しまたは記憶する方法Info
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- 230000005236 sound signal Effects 0.000 title claims description 35
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 20
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 18
- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims description 17
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 10
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims description 10
- 230000007774 longterm Effects 0.000 claims description 4
- 238000012360 testing method Methods 0.000 claims description 4
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 2
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 claims 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 230000002459 sustained effect Effects 0.000 description 2
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 101000822695 Clostridium perfringens (strain 13 / Type A) Small, acid-soluble spore protein C1 Proteins 0.000 description 1
- 101000655262 Clostridium perfringens (strain 13 / Type A) Small, acid-soluble spore protein C2 Proteins 0.000 description 1
- 101000655256 Paraclostridium bifermentans Small, acid-soluble spore protein alpha Proteins 0.000 description 1
- 101000655264 Paraclostridium bifermentans Small, acid-soluble spore protein beta Proteins 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 210000000056 organ Anatomy 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3053—Block-companding PCM systems
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Description
【発明の詳細な説明】 この発明はデジタル形式での音信号、特に高品質オー
ディオ信号の伝送または記憶に関する。より特定的には
音信号がサンプルのブロックへ細切れにされ、かつ各ブ
ロックのサンプルが、その係数がデジタル形式で伝送さ
れる時間・周波数変換によりコード化を受け、受信の際
には逆の動作が起こる形式の方法に関する。
ディオ信号の伝送または記憶に関する。より特定的には
音信号がサンプルのブロックへ細切れにされ、かつ各ブ
ロックのサンプルが、その係数がデジタル形式で伝送さ
れる時間・周波数変換によりコード化を受け、受信の際
には逆の動作が起こる形式の方法に関する。
上記の形式の周知の方法は特にその帯域が15KHzを超
えかつ時間フィールドにおける直接コード化の場合に
は、高すぎるビット比率を必要とする高品質音信号をデ
ジタル形式で伝送しまたは記憶する問題を解決する。時
間・周波数変換コード化、特にディスクリートなフーリ
エ変換（DFT）またはディスクリートなコサイン変換を
使用するものは多くの物理的信号および特にオーディオ
信号の短期間静止状態を利用する。後者の場合には、デ
ジタルサンプルで形成された信号は一般的に数十ミリセ
カンド（一般的には16または32ミリセカンド）の持続時
間のブロックへ細切れにされかつ時間・周波数変換が実
行されそれは使用される伝送チャネルに適応される従来
の方法の１つにより入替りにコード化されるスペクトル
光線を生じさせる。変換の使用がコード化されるべき変
数の短期間の冗長度を低減し、かつ特に満足できる復元
に必要なビット比率を低減することを可能にする；実際
にはエネルギーが集中される周波数に対応するスペクト
ル光線だけが高い正確度でコード化される。このよう
に、始まりの信号は低減された雑音で復元され得る。
えかつ時間フィールドにおける直接コード化の場合に
は、高すぎるビット比率を必要とする高品質音信号をデ
ジタル形式で伝送しまたは記憶する問題を解決する。時
間・周波数変換コード化、特にディスクリートなフーリ
エ変換（DFT）またはディスクリートなコサイン変換を
使用するものは多くの物理的信号および特にオーディオ
信号の短期間静止状態を利用する。後者の場合には、デ
ジタルサンプルで形成された信号は一般的に数十ミリセ
カンド（一般的には16または32ミリセカンド）の持続時
間のブロックへ細切れにされかつ時間・周波数変換が実
行されそれは使用される伝送チャネルに適応される従来
の方法の１つにより入替りにコード化されるスペクトル
光線を生じさせる。変換の使用がコード化されるべき変
数の短期間の冗長度を低減し、かつ特に満足できる復元
に必要なビット比率を低減することを可能にする；実際
にはエネルギーが集中される周波数に対応するスペクト
ル光線だけが高い正確度でコード化される。このよう
に、始まりの信号は低減された雑音で復元され得る。
その方法が高品質オーディオ信号の伝送および復元に
適用されるとき、それは物理・音響現象による付加的な
利点を提供する。他の周波数に集中されたエネルギーに
よりマスクされた、いくつかの周波数が減じられた精密
度でのみコード化される場合でさえ主観的には満足ので
きる復元が得られる。
適用されるとき、それは物理・音響現象による付加的な
利点を提供する。他の周波数に集中されたエネルギーに
よりマスクされた、いくつかの周波数が減じられた精密
度でのみコード化される場合でさえ主観的には満足ので
きる復元が得られる。
上記の方法は長い間にわたって周知でありかつその記
述は1977年８月の音響音声および信号処理に関するIEEE
の議事録ASST−25巻、第４号のゼリンスキー（Zelinsk
y）他による「音声信号の適応変換コード化」と題する
文献に見受けられ、隣接するブロックに全く関係なく各
サンプルブロックを処理する。したがってそれで得られ
るビット比率の低減は制限される。実際には、各ブロッ
クが係数を伝送するだけでなく、対応する係数に対して
エンコーダおよびデコーダが同じ数のビット（すなわち
量子化レベルについて）をもたないようにスペクトルを
記述する補助的情報をも伝送する必要がある；この補助
的情報は、スペクトルの記述子を形成し、入手可能なビ
ット比率のかなりの部分を占める（一般的には15％から
20％）。
述は1977年８月の音響音声および信号処理に関するIEEE
の議事録ASST−25巻、第４号のゼリンスキー（Zelinsk
y）他による「音声信号の適応変換コード化」と題する
文献に見受けられ、隣接するブロックに全く関係なく各
サンプルブロックを処理する。したがってそれで得られ
るビット比率の低減は制限される。実際には、各ブロッ
クが係数を伝送するだけでなく、対応する係数に対して
エンコーダおよびデコーダが同じ数のビット（すなわち
量子化レベルについて）をもたないようにスペクトルを
記述する補助的情報をも伝送する必要がある；この補助
的情報は、スペクトルの記述子を形成し、入手可能なビ
ット比率のかなりの部分を占める（一般的には15％から
20％）。
この発明の目的は特に、必要とされるビット比率をさ
らに低減するための方法を提供することである。そのた
めには、音信号が時間・周波数変換コード化で使用され
る短期間冗長度に加えて、大いに変化可能な中期間の冗
長度をも有するという認識から始まる。こうして、オー
ディオ信号の伝送の場合には、オーディオ信号の静止状
態の持続時間が大変迅速な通過の場合には100msより小
さくかつ持続した声音の場合には秒を超える。
らに低減するための方法を提供することである。そのた
めには、音信号が時間・周波数変換コード化で使用され
る短期間冗長度に加えて、大いに変化可能な中期間の冗
長度をも有するという認識から始まる。こうして、オー
ディオ信号の伝送の場合には、オーディオ信号の静止状
態の持続時間が大変迅速な通過の場合には100msより小
さくかつ持続した声音の場合には秒を超える。
この持続時間は一般的には変換を受けるサンプルのブ
ロックの長さより大きい。その結果、連続スペクトルの
間で多かれ少なかれ高い冗長度が得られる。この冗長度
はスペクトルの高エネルギーの部分、すなわち最も高い
コード化の精密度を必要とする部分では特に高い。
ロックの長さより大きい。その結果、連続スペクトルの
間で多かれ少なかれ高い冗長度が得られる。この冗長度
はスペクトルの高エネルギーの部分、すなわち最も高い
コード化の精密度を必要とする部分では特に高い。
加えて、経験により聴覚器官が高く共振する音の変化
に特に敏感であり、その理由はそれらがスペクトルの形
式に慣れているようでありかつそこで強度および特に高
さにおける大変わずかな変化を検知する能力があるとい
うことがわかっている。これら大変わずかな変化は結果
的には正確に伝送され復元されなければならず、それは
対応する周波数に対する高い数のビットを割当てること
を含む。しかし多くの数のビットの結果に導く、これら
持続したまたは高い共振の音は、上に定義された方法が
利用しない高いインタブロックの冗長度をまさに有す
る。
に特に敏感であり、その理由はそれらがスペクトルの形
式に慣れているようでありかつそこで強度および特に高
さにおける大変わずかな変化を検知する能力があるとい
うことがわかっている。これら大変わずかな変化は結果
的には正確に伝送され復元されなければならず、それは
対応する周波数に対する高い数のビットを割当てること
を含む。しかし多くの数のビットの結果に導く、これら
持続したまたは高い共振の音は、上に定義された方法が
利用しない高いインタブロックの冗長度をまさに有す
る。
特に、この発明の目的は、特に均一な復元品質のため
に、必要とされるビット比率を低減するという実際面で
の必要性にこれまで知られているものよりもよりよく応
える、上に定義される形式の伝送方法を提供することで
ある。
に、必要とされるビット比率を低減するという実際面で
の必要性にこれまで知られているものよりもよりよく応
える、上に定義される形式の伝送方法を提供することで
ある。
そのために、この発明は各ブロックの変換の少なくと
も最上位の係数がブロックの持続時間より大きい持続時
間にわたって信号の静止状態を使用する予測および適応
コード化を受ける方法を提供する。
も最上位の係数がブロックの持続時間より大きい持続時
間にわたって信号の静止状態を使用する予測および適応
コード化を受ける方法を提供する。
いくつかの場合には、すべての係数が予測および適応
コード化を受けてもよい。しかしながら多くの場合この
ようなコード化を受けるのはスペクトルの最上位係数の
みであることが好ましい。そこでそれに関連して； −信号の強度の調波の予測および適応コード化 −モジュールの非均一な適応量子化ならびに位相の固定
されかつ均一な量子化による変換のより下位のスペクト
ル光線のコード化が存在する。
コード化を受けてもよい。しかしながら多くの場合この
ようなコード化を受けるのはスペクトルの最上位係数の
みであることが好ましい。そこでそれに関連して； −信号の強度の調波の予測および適応コード化 −モジュールの非均一な適応量子化ならびに位相の固定
されかつ均一な量子化による変換のより下位のスペクト
ル光線のコード化が存在する。
この発明はまたエンコーダおよびデコーダ、ならびに
上に定義される方法を実現化するために使用され得る、
完全な伝送装置を提供する。
上に定義される方法を実現化するために使用され得る、
完全な伝送装置を提供する。
モジュールの予測および適応エンコーダは次数１の予
測次数と非均一な量子化装置（quantifier）を有する一
般的従来的構造を有し得る。位相エンコーダは２つの差
分重なりループと１つの均一適応量子化装置を有し得
る。
測次数と非均一な量子化装置（quantifier）を有する一
般的従来的構造を有し得る。位相エンコーダは２つの差
分重なりループと１つの均一適応量子化装置を有し得
る。
この発明は非限定の例により提示される、この発明の
特定の実施例の以下の記載からよりよく理解されるであ
ろう。記載は添付の図面を参照する。
特定の実施例の以下の記載からよりよく理解されるであ
ろう。記載は添付の図面を参照する。
この発明を記載する前に、それに関するコンポーネン
トの構造が、時間・周波数変換コード化を使用する周知
の形式の伝送装置で想記される。
トの構造が、時間・周波数変換コード化を使用する周知
の形式の伝送装置で想記される。
第１図で略図で示される装置は、図示されていない
が、短波またはワイヤリングであってよい伝送チャネル
によりともに接続された、送信機と受信機を含む。送信
機はサンプラ14を介してアナログ入力ｓ（ｔ）を受取る
エンコーダ10を含む。高品質のオーディオ信号を送信す
る場合には、一般的には32KHzないし48KHzのサンプリン
グ速度が使用される。エンコーダは、入力サンプルｘ
（ｎ）を受取るブロックを細切れにするための回路16を
含みかつそれらをそれぞれＮサンプルで形成されかつオ
ーディオ信号の場合には一般的に16msから32msである持
続期間で形成される次数ｎ＝０、１、２、...の連続ブ
ロックｘ（ｎ）内に分配する。各ブロックｘ（ｎ）はｋ
＝０、１、...、N/2を伴う次数ｍのブロックのためにｙ
（ｍ、ｋ）により指定される複素係数を出力する変換回
路18により独立して時間・周波数変換を受ける。各ブロ
ックは他のブロックとは完全に無関係に処理される。
が、短波またはワイヤリングであってよい伝送チャネル
によりともに接続された、送信機と受信機を含む。送信
機はサンプラ14を介してアナログ入力ｓ（ｔ）を受取る
エンコーダ10を含む。高品質のオーディオ信号を送信す
る場合には、一般的には32KHzないし48KHzのサンプリン
グ速度が使用される。エンコーダは、入力サンプルｘ
（ｎ）を受取るブロックを細切れにするための回路16を
含みかつそれらをそれぞれＮサンプルで形成されかつオ
ーディオ信号の場合には一般的に16msから32msである持
続期間で形成される次数ｎ＝０、１、２、...の連続ブ
ロックｘ（ｎ）内に分配する。各ブロックｘ（ｎ）はｋ
＝０、１、...、N/2を伴う次数ｍのブロックのためにｙ
（ｍ、ｋ）により指定される複素係数を出力する変換回
路18により独立して時間・周波数変換を受ける。各ブロ
ックは他のブロックとは完全に無関係に処理される。
以下に、ディスクリートなフーリエ変換（DFT）を伝
達する回路18が想定されるが、他の変換が使用されても
よく、特いディスクリートなコサイン変換（DCT）が使
用されてもよい。
達する回路18が想定されるが、他の変換が使用されても
よく、特いディスクリートなコサイン変換（DCT）が使
用されてもよい。
各ブロックに割当てられた複素係数の形式は ｙ（m,k）＝|y（m,k）|exp［ｊφ（m,k）］ （１） ここでｙ（m,k）は以下の式に従い計算される。； 異なる係数のモジュールはブロックにおけるエネルギ
ーの周波数分布を表す。信号の長期間冗長度は、式
（２）に現れ、第１図のエンコーダによっては考慮に入
れられていない。位相φ（ｍ、ｋ）に関する限り、信号
の長期間静止状態、すなわちブロックの持続時間を超え
る時間間隔にわたるもの、は信号の瞬時周波数を考慮す
るときに現れる。それは周期TSでサンプルされた、周波
数ｆを有するサイン波信号の特定の事例を考慮するとき
即時に明らかとなる。そのような信号のサンプルｘ
（ｎ）の形式は； ｘ（ｎ）＝Acos（２ΠfnTS＋θ） （３） 次元Ｎのサンプルのブロックに関して計算されたDFTy
（m1、ｋ）の次数ｋの係数と同じ次元のブロックのため
の対応する係数ｙ（m2、ｋ）との間の位相差分Δ
φ（ｋ）が第１のものに関してＭサンプルによりオフセ
ットされたものはそのとき、次のようになる。
ーの周波数分布を表す。信号の長期間冗長度は、式
（２）に現れ、第１図のエンコーダによっては考慮に入
れられていない。位相φ（ｍ、ｋ）に関する限り、信号
の長期間静止状態、すなわちブロックの持続時間を超え
る時間間隔にわたるもの、は信号の瞬時周波数を考慮す
るときに現れる。それは周期TSでサンプルされた、周波
数ｆを有するサイン波信号の特定の事例を考慮するとき
即時に明らかとなる。そのような信号のサンプルｘ
（ｎ）の形式は； ｘ（ｎ）＝Acos（２ΠfnTS＋θ） （３） 次元Ｎのサンプルのブロックに関して計算されたDFTy
（m1、ｋ）の次数ｋの係数と同じ次元のブロックのため
の対応する係数ｙ（m2、ｋ）との間の位相差分Δ
φ（ｋ）が第１のものに関してＭサンプルによりオフセ
ットされたものはそのとき、次のようになる。
Δφ（ｋ）＝φ（m2,k）−φ（m1,k）＝２ΠfM T
S （４） 式（４）から位相の時間差分がシヌソイドの信号の瞬
時周波数ｆについての情報を含んでいることがわかる。
その周波数についての情報はしかしながら限られた偏向
範囲でのみ得られることが可能で、というのは位相φお
よび差分Δφのみが入手可能なモジュロ２Πであるから
である。測定可能な位相差分は信号ｆの瞬時周波数と以
下の関係によるブロックの間のスペース決めに依存する
周波数faの間の差分に関連する； Δφ（ｋ）＝ｆ−fa ここで1/faは時間MTSの間のシヌソイドの信号の周期
の整数である。
S （４） 式（４）から位相の時間差分がシヌソイドの信号の瞬
時周波数ｆについての情報を含んでいることがわかる。
その周波数についての情報はしかしながら限られた偏向
範囲でのみ得られることが可能で、というのは位相φお
よび差分Δφのみが入手可能なモジュロ２Πであるから
である。測定可能な位相差分は信号ｆの瞬時周波数と以
下の関係によるブロックの間のスペース決めに依存する
周波数faの間の差分に関連する； Δφ（ｋ）＝ｆ−fa ここで1/faは時間MTSの間のシヌソイドの信号の周期
の整数である。
連続ブロックが隣接しているよくある事例では、すな
わちＭ＝Ｎの場合には、faはDFTの周波数分解能の倍数
である。
わちＭ＝Ｎの場合には、faはDFTの周波数分解能の倍数
である。
静止信号の場合には、そのスペクトルは時間の間実質
的に変らずそのままであり、Δφはほとんど一定にとど
まる。
的に変らずそのままであり、Δφはほとんど一定にとど
まる。
一方、特定のオーディオ信号および異なる性質の信号
の間の遷移の場合には、Δφは急速な変数であり得る。
の間の遷移の場合には、Δφは急速な変数であり得る。
第１図に示される先行技術のエンコーダは適応量子化
を使用する。そのために、それは受信機のデコーダへ伝
送される補助的情報を構成する形式での記述子を配置す
る、量子化装置22により伴われるスペクトルの記述子の
抽出回路20を含む。量子化された記述子はまたエンコー
ダにおいても、その振幅を考慮に入れるビット数を各係
数に割当回路24に対して適用される。各ブロックの係数
ｙ（ｍ、ｋ）は割当回路24により固定されたビット数で
各係数をコード化する適応量子化装置26によりデジタル
化される。
を使用する。そのために、それは受信機のデコーダへ伝
送される補助的情報を構成する形式での記述子を配置す
る、量子化装置22により伴われるスペクトルの記述子の
抽出回路20を含む。量子化された記述子はまたエンコー
ダにおいても、その振幅を考慮に入れるビット数を各係
数に割当回路24に対して適用される。各ブロックの係数
ｙ（ｍ、ｋ）は割当回路24により固定されたビット数で
各係数をコード化する適応量子化装置26によりデジタル
化される。
量子化された係数および量子化された記述子はフォー
マット手段、モジュレータおよび出力回路（図示されて
いない）に与えられる。
マット手段、モジュレータおよび出力回路（図示されて
いない）に与えられる。
受信機は図示されていないが、受取った情報を復調し
かつ分配する、入力回路を含み、メッセージのフォーマ
ットはこれらの入力回路に記憶される。これらの回路が
その構造がエンコーダの構造と対称であるデコーダ12に
出力を与える。量子化された係数は逆の量子化装置28へ
与えられ、記述子はエンコーダのビットと同一の分布で
ビットを割当てる回路32に出力を与える記述子を再構成
する回路30へ与えられる。
かつ分配する、入力回路を含み、メッセージのフォーマ
ットはこれらの入力回路に記憶される。これらの回路が
その構造がエンコーダの構造と対称であるデコーダ12に
出力を与える。量子化された係数は逆の量子化装置28へ
与えられ、記述子はエンコーダのビットと同一の分布で
ビットを割当てる回路32に出力を与える記述子を再構成
する回路30へ与えられる。
受取った量子化された係数からおよびスペクトルに関
する補助的情報から、逆の量子化装置28はN/2係数ｙ′
（ｍ、ｋ）を伝達する。これら復元された係数は各ブロ
ックのためにＮサンプルｘ′（ｍ）を入れ替りにに復元
するDFT-1の逆DFT回路34へ与えられる。これらＮサンプ
ルはそれらが量子化および伝送チャネルの伝達関数によ
る雑音により影響を受ける場合を除いては、入力サンプ
ルを再生する。
する補助的情報から、逆の量子化装置28はN/2係数ｙ′
（ｍ、ｋ）を伝達する。これら復元された係数は各ブロ
ックのためにＮサンプルｘ′（ｍ）を入れ替りにに復元
するDFT-1の逆DFT回路34へ与えられる。これらＮサンプ
ルはそれらが量子化および伝送チャネルの伝達関数によ
る雑音により影響を受ける場合を除いては、入力サンプ
ルを再生する。
上記のとおり、この発明に従う装置はブロックの持続
期間より長い期間にわたって信号の静止状態を使用する
付加的な手段を含み、そのことにより変換の係数の少な
くともあるものについて冗長を生じる結果となる。
期間より長い期間にわたって信号の静止状態を使用する
付加的な手段を含み、そのことにより変換の係数の少な
くともあるものについて冗長を生じる結果となる。
装置の可能な全体的構造を提示する前に、調波のモジ
ュールの予測エンコーダおよびデコーダ（第2A図および
第2B図）ならびに調波の位相の予想エンコーダおよびデ
コーダ（第3A図および第3B図）に関する可能な構造がま
ず最初に記載される。考慮される特定の事例では、ADPC
M形式（適応差分パルスコード化モジュレーション）の
コード化が想定されるが、他のコード化方法もまた使用
され得る。
ュールの予測エンコーダおよびデコーダ（第2A図および
第2B図）ならびに調波の位相の予想エンコーダおよびデ
コーダ（第3A図および第3B図）に関する可能な構造がま
ず最初に記載される。考慮される特定の事例では、ADPC
M形式（適応差分パルスコード化モジュレーション）の
コード化が想定されるが、他のコード化方法もまた使用
され得る。
調波のモジュールの予測コード化およびデコーディング 各係数のモジュールの予測エンコーダは第2A図に示さ
れるような構造を有し得る。変換回路18により伝達され
る、モジュールはその減算入力上の、差分予測ループに
より伝達される、予測をまた受取る加算器36へ与えら
れる。加算器36により与えられる予測誤差ｅ（ｍ、ｋ）
は量子化レベルを表わすバイナリ信号の形で予測誤差を
出力する量子化装置40に与えられる。
れるような構造を有し得る。変換回路18により伝達され
る、モジュールはその減算入力上の、差分予測ループに
より伝達される、予測をまた受取る加算器36へ与えら
れる。加算器36により与えられる予測誤差ｅ（ｍ、ｋ）
は量子化レベルを表わすバイナリ信号の形で予測誤差を
出力する量子化装置40に与えられる。
示される予測ループは逆量子化装置42および代数的加
算器44を含む。加算器44は再構成された誤差信号ｅ′
（ｍ、ｋ）を受取りかつ加算器44の出力により与えられ
た予測装置46の出力を受取る。
算器44を含む。加算器44は再構成された誤差信号ｅ′
（ｍ、ｋ）を受取りかつ加算器44の出力により与えられ
た予測装置46の出力を受取る。
一般的なルールとして、予測ループは固定の予測係数
を有する次数ｐ＝１となり、より高い予測次数は一般的
には予測利得の低い改善しかもたらさない。
を有する次数ｐ＝１となり、より高い予測次数は一般的
には予測利得の低い改善しかもたらさない。
量子化装置40の出力もまた標準偏差（ｍ、ｋ）の概
算を量子化装置に伝達する整合ブロック45へ与えられ
る。
算を量子化装置に伝達する整合ブロック45へ与えられ
る。
量子化装置40および整合ブロック45がマルチプライヤ
技術により整合を得るために設けられ得るが、その説明
についてはオッペンハイム編集のプレンティス・ホール
社の信号処理シリーズの、N.ジェイアント他による「波
形のディジタルコード化」に提示される。量子化装置40
は以下の態様で動作する；処理ブロックｍに対しては、
概算値（ｍ、ｋ）が次の関係に従い、ブロックｍ−１
のためにマルチプライヤの出力で伝送されるコードワー
ドＩ（ｍ−１、ｋ）に依存するファクタにより乗算され
る； ｍ（m,k）＝ｍ（ｍ−1,k）・Ｍμ（|I（ｍ−1,k）｜） Ｍμ（|I|）の値は事前に計算されかつ整合ブロック4
5に記憶されるテーブルに記憶される。
技術により整合を得るために設けられ得るが、その説明
についてはオッペンハイム編集のプレンティス・ホール
社の信号処理シリーズの、N.ジェイアント他による「波
形のディジタルコード化」に提示される。量子化装置40
は以下の態様で動作する；処理ブロックｍに対しては、
概算値（ｍ、ｋ）が次の関係に従い、ブロックｍ−１
のためにマルチプライヤの出力で伝送されるコードワー
ドＩ（ｍ−１、ｋ）に依存するファクタにより乗算され
る； ｍ（m,k）＝ｍ（ｍ−1,k）・Ｍμ（|I（ｍ−1,k）｜） Ｍμ（|I|）の値は事前に計算されかつ整合ブロック4
5に記憶されるテーブルに記憶される。
量子化装置はラプラス法則に従う、非均一な適応形式
のものである。それが出力し得る、コードワードにより
表わされる、レベルの数はその数Rkが入力48で伝達され
るビットの動的な割当てに依存する、ｍおよびｋの関数
として変化する。
のものである。それが出力し得る、コードワードにより
表わされる、レベルの数はその数Rkが入力48で伝達され
るビットの動的な割当てに依存する、ｍおよびｋの関数
として変化する。
誤差ｅ（ｍ、ｋ）のエネルギを加算器36の出力で最小
で押出すために、ループの固定された予測係数は相関係
数ｐに等しくなければならない。経験によりｐはオーデ
ィオ信号では約0.96に等しいことがわかっている。
で押出すために、ループの固定された予測係数は相関係
数ｐに等しくなければならない。経験によりｐはオーデ
ィオ信号では約0.96に等しいことがわかっている。
順位ｍ−１のブロックのために伝送されたコードワー
ドＩから再構成されたモジュールをｙ′（ｍ−１、ｋ）
により指定すれば、モジュールの予測エンコーダの動作
を表わす式は以下のようになる； ｅ（m,k）＝|y（m,k）｜−ｐ・|y′（ｍ−1,k）｜ |y′（m,k）｜＝ｅ′ｍ（m,k）＋ｐ・|y′（ｍ−1,k）｜ ここでｅ′（ｍ、ｋ）は、量子化の雑音を除いては誤
差ｅ（ｍ、ｋ）に等しい、逆量子化装置の出力を指定す
る。
ドＩから再構成されたモジュールをｙ′（ｍ−１、ｋ）
により指定すれば、モジュールの予測エンコーダの動作
を表わす式は以下のようになる； ｅ（m,k）＝|y（m,k）｜−ｐ・|y′（ｍ−1,k）｜ |y′（m,k）｜＝ｅ′ｍ（m,k）＋ｐ・|y′（ｍ−1,k）｜ ここでｅ′（ｍ、ｋ）は、量子化の雑音を除いては誤
差ｅ（ｍ、ｋ）に等しい、逆量子化装置の出力を指定す
る。
受信器に含まれるモジュールの予測デコーダは第2B図
に示される一般的な構造を有し得る；受信された復調信
号はエンコーダのそれと同じ整合回路52を有する逆MIC
量子化装置50へ与えられる。整合回路は逆量子化装置へ
標準偏差（ｍ、ｋ）の概算を伝達する。再構成された
モジュールｙ′（ｍ、ｋ）の合成はその予測係数が予測
装置46のそれと同じである予測ループの出力をも受信す
る加算器54における再構成された誤差ｅ′（ｍ、ｋ）の
統合により与えられる。
に示される一般的な構造を有し得る；受信された復調信
号はエンコーダのそれと同じ整合回路52を有する逆MIC
量子化装置50へ与えられる。整合回路は逆量子化装置へ
標準偏差（ｍ、ｋ）の概算を伝達する。再構成された
モジュールｙ′（ｍ、ｋ）の合成はその予測係数が予測
装置46のそれと同じである予測ループの出力をも受信す
る加算器54における再構成された誤差ｅ′（ｍ、ｋ）の
統合により与えられる。
予測調波位相エンコーダおよびデコーダ 予測位相エンコーダ（第3A図）は第2A図のエンコーダ
に類似する一般的構造を有するが２つの差分ループを含
む。
に類似する一般的構造を有するが２つの差分ループを含
む。
外部のループは代数的加算器56、予測装置58および加
算器60から形成され、上記の式（４）に従う周波数を表
わす、位相Δφ（ｍ、ｋ）の差分を計算する。
算器60から形成され、上記の式（４）に従う周波数を表
わす、位相Δφ（ｍ、ｋ）の差分を計算する。
内部のループは代数的加算器62、予測装置64および加
算器66から形成され誤差ｅφを得ることを可能にする。
加算器66が加算60からの、周波数を表わす信号および予
測装置64により伝達される瞬時周波数の予測を受取るこ
とがわかる。
算器66から形成され誤差ｅφを得ることを可能にする。
加算器66が加算60からの、周波数を表わす信号および予
測装置64により伝達される瞬時周波数の予測を受取るこ
とがわかる。
予測はモジュールエンコーダの場合には、次数１のも
のである。より高い予測次数はビブラート等の、特定の
場合にしか予測利得を改善しない。したがって、調整さ
れない。
のである。より高い予測次数はビブラート等の、特定の
場合にしか予測利得を改善しない。したがって、調整さ
れない。
内部のループに対する予測係数βは理論的には相関係
数に等しくなる；値β＝0.97が良好な結果をもたらす。
外部のループの係数αは伝送誤差の影響を軽減するよう
選択される。0.98の値がしばしば良好な結果をもたら
す。
数に等しくなる；値β＝0.97が良好な結果をもたらす。
外部のループの係数αは伝送誤差の影響を軽減するよう
選択される。0.98の値がしばしば良好な結果をもたら
す。
量子化装置68、逆量子化装置70および整合回路72の構
造はモジュールエンコーダの構造と同じになり得るので
記載されない。整合は再びマルチプ３ライヤにより得ら
れる。量子化は、たとえば［−２、＋２］等、所与の間
隔にわたって均一であり得る。
造はモジュールエンコーダの構造と同じになり得るので
記載されない。整合は再びマルチプ３ライヤにより得ら
れる。量子化は、たとえば［−２、＋２］等、所与の間
隔にわたって均一であり得る。
エンコーダの動作は以下の式により表わされる； 全体としてのデコーダの伝達関数は； デコーダの安定性はαおよびβ双方が１より小さい絶
対値を有するので確実となる。
対値を有するので確実となる。
第3A図に示される予測エンコーダは一般的には位相跳
躍を検知するためのテスト手段（図示されていない）に
より完成されなければならない。実際には、φ（ｍ、
ｋ）の値は唯一入手可能なモジュロ２Πである。周期的
信号の場合には±Πの位相跳躍が規則的に発生しかつ誤
差ｅφ（ｍ、ｋ）上のパルスをもたらす結果となる。こ
のパルスにより位相φ（ｍ、ｋ）および位相差分（δ
φ）の連続性を壊されないためには、チェックが必要で
ある。
躍を検知するためのテスト手段（図示されていない）に
より完成されなければならない。実際には、φ（ｍ、
ｋ）の値は唯一入手可能なモジュロ２Πである。周期的
信号の場合には±Πの位相跳躍が規則的に発生しかつ誤
差ｅφ（ｍ、ｋ）上のパルスをもたらす結果となる。こ
のパルスにより位相φ（ｍ、ｋ）および位相差分（δ
φ）の連続性を壊されないためには、チェックが必要で
ある。
テスト手段は誤差ｅ（ｍ、ｋ）の絶対値をΠと比較し
得る。絶対値がΠを超えれば、手段は３つの可能な値の
１つを探索する； Δφ（m,k） Δφ（m,k）＋２Π Δφ（m,k）−２Π これは誤差ｅφ（m,k）の絶対値を最小限にする。
得る。絶対値がΠを超えれば、手段は３つの可能な値の
１つを探索する； Δφ（m,k） Δφ（m,k）＋２Π Δφ（m,k）−２Π これは誤差ｅφ（m,k）の絶対値を最小限にする。
Δφにもたらされた修正は加算器56により合成された
位相にΠより大きい値のモジュールを与える；それから
エンコーダがφ′（ｍ、ｋ）を制限（−Π、＋Π）の範
囲内に維持するようリセットされる。
位相にΠより大きい値のモジュールを与える；それから
エンコーダがφ′（ｍ、ｋ）を制限（−Π、＋Π）の範
囲内に維持するようリセットされる。
位相予測デコーダ（第3B図）はエンコーダの構造と対
称の構造を有する。それは位相差分Δφ′を再構成する
ための予測ループに属する加算器78を駆動する、整合回
路76を有する逆量子化装置74を含む。第１のループの下
流にある、第２の予測ループは再構成された位相φ′
（ｍ、ｋ）を得ることを可能にする加算器80を含む。
称の構造を有する。それは位相差分Δφ′を再構成する
ための予測ループに属する加算器78を駆動する、整合回
路76を有する逆量子化装置74を含む。第１のループの下
流にある、第２の予測ループは再構成された位相φ′
（ｍ、ｋ）を得ることを可能にする加算器80を含む。
コード化された位相φ′（ｍ、ｋ）はコードワードＩ
の形式で伝送された予測誤差の二重積分により得られる
ことがわかる。エンコーダと同様、予測位相デコーダは
一般的には合成された位相をテストしかつリセットする
ための手段を含む。
の形式で伝送された予測誤差の二重積分により得られる
ことがわかる。エンコーダと同様、予測位相デコーダは
一般的には合成された位相をテストしかつリセットする
ための手段を含む。
所与の量子化の正確度のために、モジュールまたは位
相のADPCMコード化により得られるワードの伝送は周波
数スペクトルのピークに接近する係数の予測性の高い程
度による。より少ないエネルギのスペクトル光線に対応
する係数のための予測利得は低い。それは負でさえあり
得る。
相のADPCMコード化により得られるワードの伝送は周波
数スペクトルのピークに接近する係数の予測性の高い程
度による。より少ないエネルギのスペクトル光線に対応
する係数のための予測利得は低い。それは負でさえあり
得る。
この発明の有利な実施例では、予測コード化が高い長
期の冗長度を有する係数のためにのみ使用される。その
ことは事前の周波数弁別を意味する。それは以下の式に
より与えられるスペクトル|ye（m,k）｜の帰納的（recu
rsive）概算の手段により得られ得る； |ye（m,k）｜＝h1・|ye（ｍ−1,k）｜＋（１−h1）・|y′（ｍ−1,k）｜ および予測誤差ec（m,k）の帰納的概算は、以下の式
により与えられる； ec（m,k）＝h1・ec（ｍ−1,k）＋（１−h1）,|e′（ｍ−1,k）｜ ここでｅ′（ ）は先行のブロックにおいて量子化さ
れた予測誤差でありかつh1は０と１の間の定数である
（たとえばh1＝0.6）。
期の冗長度を有する係数のためにのみ使用される。その
ことは事前の周波数弁別を意味する。それは以下の式に
より与えられるスペクトル|ye（m,k）｜の帰納的（recu
rsive）概算の手段により得られ得る； |ye（m,k）｜＝h1・|ye（ｍ−1,k）｜＋（１−h1）・|y′（ｍ−1,k）｜ および予測誤差ec（m,k）の帰納的概算は、以下の式
により与えられる； ec（m,k）＝h1・ec（ｍ−1,k）＋（１−h1）,|e′（ｍ−1,k）｜ ここでｅ′（ ）は先行のブロックにおいて量子化さ
れた予測誤差でありかつh1は０と１の間の定数である
（たとえばh1＝0.6）。
予測可能なスペクトル光線はそこで予測利得（|y
e（ｍ、ｋ）|/ec（ｍ、ｋ））２と予測値ごとにたとえ
ば１ビットの最小利得を提供するよう選択された、固定
のしきい値とを比較することによって検知される。
e（ｍ、ｋ）|/ec（ｍ、ｋ））２と予測値ごとにたとえ
ば１ビットの最小利得を提供するよう選択された、固定
のしきい値とを比較することによって検知される。
|ye（ｍ、ｋ）｜およびec（ｍ、ｋ）はまたデコーダ
によっても知られているので、伝送されるべき補助的情
報は存在しない。
によっても知られているので、伝送されるべき補助的情
報は存在しない。
第４図はそのような周波数弁別を使用する装置の可能
な構造を示し、そのコーダ（デコーダと同様に）２つの
分岐を有し、その１つだけがADPCM形式の予測コード化
（またはデコード化）を使用する。第１図ないし第３図
に既に示されるものに対応する第４図のエレメントはこ
こには記載されずかつ加算器はより簡素化するために図
示されない。
な構造を示し、そのコーダ（デコーダと同様に）２つの
分岐を有し、その１つだけがADPCM形式の予測コード化
（またはデコード化）を使用する。第１図ないし第３図
に既に示されるものに対応する第４図のエレメントはこ
こには記載されずかつ加算器はより簡素化するために図
示されない。
エンコーダにおいては、調波抽出回路82が再帰スペク
トル概算回路84から受取られる整合信号の関数として、
予測を伴わない分岐に向かう係数またはモジュールおよ
び位相ADCPMを有する分岐へ向かう係数をディスパッチ
する。この信号はそれが伝送する必要のない帰納的概算
|ye（m,k）｜により形成される。
トル概算回路84から受取られる整合信号の関数として、
予測を伴わない分岐に向かう係数またはモジュールおよ
び位相ADCPMを有する分岐へ向かう係数をディスパッチ
する。この信号はそれが伝送する必要のない帰納的概算
|ye（m,k）｜により形成される。
予測86を伴わない分岐では、位相φ（m,k）が間隔
［−Π、Π］にわたって均一に量子化されかつモジュー
ルは非均一に適応的に量子化される（ラプラス法則）。
［−Π、Π］にわたって均一に量子化されかつモジュー
ルは非均一に適応的に量子化される（ラプラス法則）。
予測分岐88では、周波数特性の予測コード化がスペク
トルの最上位係数へ割当てられるべきビットの比率を減
じかつループ化された適応または「逆」量子化との組合
せが補助的情報が多大に減じられるコード化アルゴリズ
ムへ導く。あるスペクトル光線の予測による利得は変換
の係数の各々へビットを割当てる手順において考慮に入
れられる。この手順はサンプルの各ブロックのために計
算されかつその原則は1977年８月、ASSPに関するIEEEの
議事録の、ゼリンスキ他による「音声信号の適応変換コ
ード化」と題する文献および1988年２月、通信における
選択された分野に関するIEEEの議事録の、ジョンストン
（Johnston）による「知覚基準を使用するオーディオの
変換コード化」（Transform Coding of Audio usin
g Perceptual Criteria）に記載される技術に従う。
トルの最上位係数へ割当てられるべきビットの比率を減
じかつループ化された適応または「逆」量子化との組合
せが補助的情報が多大に減じられるコード化アルゴリズ
ムへ導く。あるスペクトル光線の予測による利得は変換
の係数の各々へビットを割当てる手順において考慮に入
れられる。この手順はサンプルの各ブロックのために計
算されかつその原則は1977年８月、ASSPに関するIEEEの
議事録の、ゼリンスキ他による「音声信号の適応変換コ
ード化」と題する文献および1988年２月、通信における
選択された分野に関するIEEEの議事録の、ジョンストン
（Johnston）による「知覚基準を使用するオーディオの
変換コード化」（Transform Coding of Audio usin
g Perceptual Criteria）に記載される技術に従う。
しかしながら、等しい重要性のために、予測されたモ
ジュールまたは位相値は遅い数のビットを受取る。差分
ΔRkは固定されかつたとえばΔRk＝２ビット等の予測に
よる平均（または最小）利得に等しくなり得る。
ジュールまたは位相値は遅い数のビットを受取る。差分
ΔRkは固定されかつたとえばΔRk＝２ビット等の予測に
よる平均（または最小）利得に等しくなり得る。
しかしながら、最適な動作のために、ΔRkは予測可能
なスペクトル光線の各々のために瞬時予測利得の関数と
して計算される。ΔRkはそこで周波数および時間におい
て変化することが可能である。ΔRkはそこで比率（|ye
（ｍ、ｋ）|/ec（ｍ、ｋ））２から得られ得る。
なスペクトル光線の各々のために瞬時予測利得の関数と
して計算される。ΔRkはそこで周波数および時間におい
て変化することが可能である。ΔRkはそこで比率（|ye
（ｍ、ｋ）|/ec（ｍ、ｋ））２から得られ得る。
ビットの割当ては|ye（ｍ、ｋ）｜およびec（m,k）か
らすべて計算されるので、伝送されるべき補助的な情報
は存在しない。
らすべて計算されるので、伝送されるべき補助的な情報
は存在しない。
共振する信号またはフラットなスペクトル信号等の、
異なる音は事前の分類を必要としない同じアルゴリズム
によりコード化される。
異なる音は事前の分類を必要としない同じアルゴリズム
によりコード化される。
第１図は時間・周波数変換を使用する、先行技術の伝送
装置の簡易ブロック図である。 第2A図および第2B図はそれぞれこの発明を実現するため
に第１図の装置に組込まれることが可能な、係数のモジ
ュールの予測エンコーダおよびデコーダのブロック図で
ある。 第3A図および第3B図はそれぞれこの発明を実現するため
に第１図の装置にこれもまた組込まれることが可能な、
高調波の位相の予測エンコーダおよびデコーダのブロッ
ク図である。 第４図はこの発明に従う装置の簡易ブロック図である。 図において、10はエンコーダ、14はサンプラ、16はチョ
ッパ、18は変換、20は記述子、22は量子化装置、24はビ
ット割当、26は適応量子化装置、28は逆量子化装置、30
は記述子再構成、32はビット割当、34は逆変換、36は加
算器、40は量子化装置、42は逆量子化装置、44は代数的
加算器、45は整合ブロック、46は予測装置、48は入力、
50は逆量子化装置、52は整合回路、54は加算器、56は代
数的加算器、58は予測装置、60は加算器、62は代数的加
算器、64は予測装置、68は量子化装置、70は逆量子化装
置、72は整合回路、74は逆クォンフィファイア、76は整
合回路、78は加算器、80は加算器、82は調波抽出回路、
84は再帰スペクトル概算回路、86は分岐、88は予測分岐
である。
装置の簡易ブロック図である。 第2A図および第2B図はそれぞれこの発明を実現するため
に第１図の装置に組込まれることが可能な、係数のモジ
ュールの予測エンコーダおよびデコーダのブロック図で
ある。 第3A図および第3B図はそれぞれこの発明を実現するため
に第１図の装置にこれもまた組込まれることが可能な、
高調波の位相の予測エンコーダおよびデコーダのブロッ
ク図である。 第４図はこの発明に従う装置の簡易ブロック図である。 図において、10はエンコーダ、14はサンプラ、16はチョ
ッパ、18は変換、20は記述子、22は量子化装置、24はビ
ット割当、26は適応量子化装置、28は逆量子化装置、30
は記述子再構成、32はビット割当、34は逆変換、36は加
算器、40は量子化装置、42は逆量子化装置、44は代数的
加算器、45は整合ブロック、46は予測装置、48は入力、
50は逆量子化装置、52は整合回路、54は加算器、56は代
数的加算器、58は予測装置、60は加算器、62は代数的加
算器、64は予測装置、68は量子化装置、70は逆量子化装
置、72は整合回路、74は逆クォンフィファイア、76は整
合回路、78は加算器、80は加算器、82は調波抽出回路、
84は再帰スペクトル概算回路、86は分岐、88は予測分岐
である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−127440（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−67038（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−169249（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−111199（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−281632（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 14/00 - 14/06 H03M 7/36
Claims (11)
- 【請求項１】音信号をディジタル形式で伝送または記憶
する方法であって、前記音信号がサンプルのブロックに
細分化され、かつ各ブロックのサンプルが時間・周波数
変換コード化を受け、前記コード化の係数がディジタル
形式で伝送され、受信の際には逆の動作が発生する方法
であって、 各ブロックの前記変換の少なくとも最上位の係数が、ブ
ロックの持続時間よりも長い持続時間にわたって信号の
静止状態を使用する予測および適応コード化を受け、高
い長期間の冗長度を有する係数のみが予測コード化を受
ける、方法。 - 【請求項２】前記予測および適応コード化がADCPM形式
のものである、請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】ディジタル形式で音信号を伝送しまたは記
憶する方法を実現するための音信号エンコーダであっ
て、前記音信号はサンプルのブロックに細分化され、か
つ各ブロックのサンプルが時間・周波数変換コード化を
受け、前記コード化の係数がディジタル形式で伝送さ
れ、受信の際には逆の動作が発生し、各ブロックの前記
変換の少なくとも最上位の係数が、ブロックの持続時間
よりも長い持続時間にわたって信号の静止状態を使用す
る予測および適応コード化を受け、 前記音信号エンコーダが、時間・周波数変換回路の下流
に、各ブロックの前記変換の係数の少なくともいくつか
の予測および適応コード化のための手段を含み、前記コ
ード化手段が； 非均一量子化装置を有する、少なくとも次数１の予測次
数のモジュールエンコーダと、 均一の量子化装置、位相差分を計算するための差分外部
ループ、および誤差を計算する内部ループとを有する瞬
時周波数の、少なくとも次数１の予測を有する、位相エ
ンコーダとを含む、音信号エンコーダ。 - 【請求項４】モジュールエンコーダが、以下の式に従い
動作するような、MIC量子化装置、逆量子化装置を有す
る予測ループ、予測係数ｐで乗算するマルチプライヤを
介して再ループされる代数的加算器、および量子化装置
の入力加算器を含み、 ｅ（m,k）＝|y（m,k）｜−ρ・|y′（ｍ−1,k）｜ |y′（m,k）｜＝ｅ′ｍ（m,k）＋ρ・|y′（ｍ−1,k） ここでｅ′（m,k）は逆量子化装置の出力を示し、それ
は量子化の雑音を除いては誤差ｅ（m,k）に等しく、ｙ
はコード化されるべきモジュールの値であり、ｙ′はｙ
の概算値であり、かつｍはブロックの次数である、請求
項３に記載の音信号エンコーダ。 - 【請求項５】ｐが約0.96である、請求項４に記載のエン
コーダ。 - 【請求項６】位相エンコーダの内部ループが、逆量子化
装置、ブロックの間の相関係数に実質的に等しい係数β
で乗算する予測装置を介して再ループされる代数的加算
器、および量子化装置の入力加算器を含む、請求項３に
記載の音信号エンコーダ。 - 【請求項７】加算手段が、代数的加算器、誤差とΠとを
比較するテストを実行するための手段、およびそれを範
囲［−Π，＋Π］内に維持するように位相をリセットす
るための手段を含む、請求項６に記載の音信号エンコー
ダ。 - 【請求項８】外部ループが、代数的加算器、誤差軽減の
ために１より小さい係数で乗算する予測装置、および加
算器手段からなる、請求項６に記載の音信号エンコー
ダ。 - 【請求項９】請求項３に記載の音信号エンコーダと協働
するための音信号デコーダであって、 前記音信号デコーダは、周波数・時間変換回路の上流
に、デコーディング手段を備え、前記デコーディング手
段は、 モジュールエンコーダの構造と対称な構造のモジュール
デコーダと、 位相差分および位相を続的に再構成する、カスケード接
続された２つの予測ループを有する予測位相デコーダと
を有する、音信号デコーダ。 - 【請求項１０】前記予測位相デコーダが、位相φ（m,
k）をリセットするための手段と関連する代数的加算器
を有する加算器手段を含む、請求項９に記載の音信号デ
コーダ。 - 【請求項１１】伝送装置であって、 ディジタル形式での音信号を伝送しまたは記憶する方法
を実現するための音信号エンコーダを備え、前記音信号
はサンプルのブロックに細分化され、かつ各ブロックの
サンプルが時間・周波数変換コード化を受け、前記コー
ド化の係数がディジタル形式で伝送され、受信の際には
逆の動作が発生し、各ブロックの前記変換の少なくとも
最上位の係数が、ブロックの持続時間よりも長い持続時
間にわたって信号の静止状態を使用する予測および適応
コード化を受け、 前記音信号エンコーダが、時間・周波数変換回路の下流
に、各ブロックの前記変換の係数の少なくともいくつか
の予測および適応コード化のための手段を含み、 前記コード化手段が、 非均一の量子化装置を有する少なくとも次数１の予測次
数のモジュールエンコーダと、 均一の量子化装置、位相差分を計算するための差分外部
ループ、および誤差を計算する内部ループを有する瞬時
周波数の、少なくとも次数１の予測を有する、位相エン
コーダとを含み、 前記伝送装置が、予測適応コード化を伴わない付加的な
分岐と、前記分岐に向かう低エネルギ係数をディスパッ
チするためのスペクトル概算回路を有する周波数弁別手
段とを含む、伝送装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8906194 | 1989-05-11 | ||
| FR8906194A FR2646978B1 (fr) | 1989-05-11 | 1989-05-11 | Procede et installation a codage de signaux sonores |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02308632A JPH02308632A (ja) | 1990-12-21 |
| JP3154482B2 true JP3154482B2 (ja) | 2001-04-09 |
Family
ID=9381579
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12281590A Expired - Lifetime JP3154482B2 (ja) | 1989-05-11 | 1990-05-10 | 音信号を伝送しまたは記憶する方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5089818A (ja) |
| EP (1) | EP0397564B1 (ja) |
| JP (1) | JP3154482B2 (ja) |
| DE (1) | DE69017074T2 (ja) |
| FR (1) | FR2646978B1 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5448683A (en) * | 1991-06-24 | 1995-09-05 | Kokusai Electric Co., Ltd. | Speech encoder |
| JP3144009B2 (ja) * | 1991-12-24 | 2001-03-07 | 日本電気株式会社 | 音声符号復号化装置 |
| JP3310682B2 (ja) * | 1992-01-21 | 2002-08-05 | 日本ビクター株式会社 | 音響信号の符号化方法及び再生方法 |
| KR960003628B1 (ko) * | 1993-12-06 | 1996-03-20 | Lg전자주식회사 | 디지탈신호의 부호화/복호화 방법 및 장치 |
| JP2655063B2 (ja) * | 1993-12-24 | 1997-09-17 | 日本電気株式会社 | 音声符号化装置 |
| FI114248B (fi) | 1997-03-14 | 2004-09-15 | Nokia Corp | Menetelmä ja laite audiokoodaukseen ja audiodekoodaukseen |
| JP3462066B2 (ja) * | 1998-01-29 | 2003-11-05 | 株式会社東芝 | Ａｄｐｃｍ圧縮装置、ａｄｐｃｍ伸長装置及びａｄｐｃｍ圧縮伸長装置 |
| DE10026904A1 (de) | 2000-04-28 | 2002-01-03 | Deutsche Telekom Ag | Verfahren zur Berechnung des die Lautstärke mitbestimmenden Verstärkungsfaktors für ein codiert übertragenes Sprachsignal |
| US7254532B2 (en) | 2000-04-28 | 2007-08-07 | Deutsche Telekom Ag | Method for making a voice activity decision |
| US7016547B1 (en) | 2002-06-28 | 2006-03-21 | Microsoft Corporation | Adaptive entropy encoding/decoding for screen capture content |
| US7433824B2 (en) * | 2002-09-04 | 2008-10-07 | Microsoft Corporation | Entropy coding by adapting coding between level and run-length/level modes |
| DK1400954T3 (da) | 2002-09-04 | 2008-03-31 | Microsoft Corp | Entropi-kodning ved tilpasning af kodning mellem niveau- og runlængde/niveau-moduser |
| US7782954B2 (en) * | 2003-09-07 | 2010-08-24 | Microsoft Corporation | Scan patterns for progressive video content |
| US7724827B2 (en) * | 2003-09-07 | 2010-05-25 | Microsoft Corporation | Multi-layer run level encoding and decoding |
| US7688894B2 (en) * | 2003-09-07 | 2010-03-30 | Microsoft Corporation | Scan patterns for interlaced video content |
| GB2408858B (en) * | 2003-12-05 | 2006-11-29 | Wolfson Ltd | Word length reduction circuit |
| US8121836B2 (en) * | 2005-07-11 | 2012-02-21 | Lg Electronics Inc. | Apparatus and method of processing an audio signal |
| US7599840B2 (en) * | 2005-07-15 | 2009-10-06 | Microsoft Corporation | Selectively using multiple entropy models in adaptive coding and decoding |
| US7684981B2 (en) * | 2005-07-15 | 2010-03-23 | Microsoft Corporation | Prediction of spectral coefficients in waveform coding and decoding |
| US7693709B2 (en) | 2005-07-15 | 2010-04-06 | Microsoft Corporation | Reordering coefficients for waveform coding or decoding |
| US8599925B2 (en) * | 2005-08-12 | 2013-12-03 | Microsoft Corporation | Efficient coding and decoding of transform blocks |
| US7933337B2 (en) * | 2005-08-12 | 2011-04-26 | Microsoft Corporation | Prediction of transform coefficients for image compression |
| US7565018B2 (en) * | 2005-08-12 | 2009-07-21 | Microsoft Corporation | Adaptive coding and decoding of wide-range coefficients |
| US8184710B2 (en) * | 2007-02-21 | 2012-05-22 | Microsoft Corporation | Adaptive truncation of transform coefficient data in a transform-based digital media codec |
| US7774205B2 (en) * | 2007-06-15 | 2010-08-10 | Microsoft Corporation | Coding of sparse digital media spectral data |
| US8179974B2 (en) | 2008-05-02 | 2012-05-15 | Microsoft Corporation | Multi-level representation of reordered transform coefficients |
| US8406307B2 (en) * | 2008-08-22 | 2013-03-26 | Microsoft Corporation | Entropy coding/decoding of hierarchically organized data |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE331480C (de) * | 1914-08-04 | 1921-01-08 | Hermann Maas | Maschine zur Herstellung von Zigarrenwickeln |
| JPS5922165A (ja) * | 1982-07-28 | 1984-02-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | アドレス制御回路 |
| DE3310480C2 (de) * | 1983-03-23 | 1986-02-13 | Seitzer, Dieter, Prof. Dr.-Ing., 8520 Erlangen | Digitales Codierverfahren für Audiosignale |
| CA1208789A (en) * | 1983-11-25 | 1986-07-29 | Peter E. Chow | Adpcm encoder/decoder with improved tracking |
| US4680797A (en) * | 1984-06-26 | 1987-07-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Secure digital speech communication |
| EP0385799A3 (en) * | 1989-03-02 | 1991-04-17 | Seiko Instruments Inc. | Speech signal processing method |
| US4932062A (en) * | 1989-05-15 | 1990-06-05 | Dialogic Corporation | Method and apparatus for frequency analysis of telephone signals |
-
1989
- 1989-05-11 FR FR8906194A patent/FR2646978B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-05-09 US US07/520,200 patent/US5089818A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-09 EP EP90401233A patent/EP0397564B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-09 DE DE69017074T patent/DE69017074T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1990-05-10 JP JP12281590A patent/JP3154482B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02308632A (ja) | 1990-12-21 |
| EP0397564A3 (fr) | 1991-04-10 |
| EP0397564A2 (fr) | 1990-11-14 |
| US5089818A (en) | 1992-02-18 |
| DE69017074D1 (de) | 1995-03-30 |
| EP0397564B1 (fr) | 1995-02-22 |
| FR2646978A1 (fr) | 1990-11-16 |
| DE69017074T2 (de) | 1995-10-12 |
| FR2646978B1 (fr) | 1991-08-23 |
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Legal Events
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| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090202 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100202 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110202 Year of fee payment: 10 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110202 Year of fee payment: 10 |