JP2958726B2 - 反復性をもつサンプル化アナログ信号をコード化しデコードするための装置 - Google Patents
反復性をもつサンプル化アナログ信号をコード化しデコードするための装置Info
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-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/06—Determination or coding of the spectral characteristics, e.g. of the short-term prediction coefficients
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は反復性をもつサンプル化
されたアナログ信号をコード化する装置、特に、該サン
プル化された信号（以下にサンプル化信号とすることが
ある）がそれぞれ所定のサンプル数を含む連続するセグ
メントに分割され；該セグメントに対して短期予測分析
がなされて該短期予測分析で決定された係数が伝送され
ると共に短期予測フィルターにも供給され；該フィルタ
ーの出力で得られる残差信号に対して変換がなされて該
残差信号内にある情報がコード化されて伝送される上記
装置に関する。
されたアナログ信号をコード化する装置、特に、該サン
プル化された信号（以下にサンプル化信号とすることが
ある）がそれぞれ所定のサンプル数を含む連続するセグ
メントに分割され；該セグメントに対して短期予測分析
がなされて該短期予測分析で決定された係数が伝送され
ると共に短期予測フィルターにも供給され；該フィルタ
ーの出力で得られる残差信号に対して変換がなされて該
残差信号内にある情報がコード化されて伝送される上記
装置に関する。
【０００２】また本発明は上記装置によりコード化され
た信号をデコード化する装置、特に、該残差信号から変
換されている受け取った情報信号が、受け取った短期予
測分析係数と共に逆短期予測フィルターに供給され；該
フィルターの出力に、該サンプル化アナログ信号を再構
築する一連のサンプルが出される上記装置に関する。
た信号をデコード化する装置、特に、該残差信号から変
換されている受け取った情報信号が、受け取った短期予
測分析係数と共に逆短期予測フィルターに供給され；該
フィルターの出力に、該サンプル化アナログ信号を再構
築する一連のサンプルが出される上記装置に関する。
【０００３】本発明は上記装置に関するが、そこにおけ
る概念は方法の発明にも適用されうるものであり、以下
の説明では方法として言及されることがある。また用語
「予測」は「予報」と、用語「多重化」は「掛け算」と
記されることがある。
る概念は方法の発明にも適用されうるものであり、以下
の説明では方法として言及されることがある。また用語
「予測」は「予報」と、用語「多重化」は「掛け算」と
記されることがある。
【０００４】
【従来技術とその問題点】例えば話信号のような、非常
に一貫性のあるアナログ信号は、それぞれ特定の持続時
間をもつ連続セグメント上の多数の異なる変換をなすこ
とによって、サンプリング後、有効にコード化されるこ
とが知られている。この目的のための公知変換の１つ
は、線形予報コード化（ＬＰＣ）であり、Ｌ．Ｒ．ラビ
ナー、Ｒ．Ｗ．シェーファー「話信号のデジタル処理」
プレティス・ホール、第８章に説明されている。すなわ
ち、ＬＰＣは特定の持続時間（話信号の場合には、例え
ば２０ｍｓ）をもつ信号セグメントに対して使われ、短
期コード化として考えられている。また、短期予報（Ｓ
ＴＰ）ばかりでなく、長期予報（ＬＴＰ）をも利用し、
これら２つの技術を組み合わせることにより、非常に有
効なコード化が達成される。ＬＴＰの原理は、Ｐ．ベリ
ー他「ヨーロッパ無線電話ネットワークのための話コー
ダー・デコーダー」周波数、４２巻、Ｎｏ．２−３、１
９８８年、８５〜９３頁に記載され、改善されたＬＴＰ
原理はオランダ特許出願第９００１９８５号明細書に記
載されている。
に一貫性のあるアナログ信号は、それぞれ特定の持続時
間をもつ連続セグメント上の多数の異なる変換をなすこ
とによって、サンプリング後、有効にコード化されるこ
とが知られている。この目的のための公知変換の１つ
は、線形予報コード化（ＬＰＣ）であり、Ｌ．Ｒ．ラビ
ナー、Ｒ．Ｗ．シェーファー「話信号のデジタル処理」
プレティス・ホール、第８章に説明されている。すなわ
ち、ＬＰＣは特定の持続時間（話信号の場合には、例え
ば２０ｍｓ）をもつ信号セグメントに対して使われ、短
期コード化として考えられている。また、短期予報（Ｓ
ＴＰ）ばかりでなく、長期予報（ＬＴＰ）をも利用し、
これら２つの技術を組み合わせることにより、非常に有
効なコード化が達成される。ＬＴＰの原理は、Ｐ．ベリ
ー他「ヨーロッパ無線電話ネットワークのための話コー
ダー・デコーダー」周波数、４２巻、Ｎｏ．２−３、１
９８８年、８５〜９３頁に記載され、改善されたＬＴＰ
原理はオランダ特許出願第９００１９８５号明細書に記
載されている。
【０００５】
【発明の構成】本発明の目的は、受信側でデコーダーに
よって再生された話の質を損うことなく、ＳＴＰ原理適
用後に残る残差信号内の人間の耳に関する情報を、非常
に有効に、すなわち少数のビット／秒で送信するための
方法を提供することにある。
よって再生された話の質を損うことなく、ＳＴＰ原理適
用後に残る残差信号内の人間の耳に関する情報を、非常
に有効に、すなわち少数のビット／秒で送信するための
方法を提供することにある。
【０００６】この目的のため、本発明によるコード化は
残差信号を周波数領域に変換し；該変換において得られ
る少なくとも多数の周波数成分の振幅を結合し、好まし
くはこの結合は結合信号に関連する周波数が線形バーク
・スケール上で等間隔に位置するようなされ；そして、
該結合信号を表す信号が伝送されることを特徴とするも
のである。
残差信号を周波数領域に変換し；該変換において得られ
る少なくとも多数の周波数成分の振幅を結合し、好まし
くはこの結合は結合信号に関連する周波数が線形バーク
・スケール上で等間隔に位置するようなされ；そして、
該結合信号を表す信号が伝送されることを特徴とするも
のである。
【０００７】本発明によるデコード方法は、周波数領域
における元の振幅が受信される結合振幅値から再生さ
れ、ＬＴＰ分析の結果として送られる情報が該振幅に関
する位相値を計算するために使われ、振幅とともに、こ
の計算された位相値が時間領域に変換されることを特徴
とするものである。
における元の振幅が受信される結合振幅値から再生さ
れ、ＬＴＰ分析の結果として送られる情報が該振幅に関
する位相値を計算するために使われ、振幅とともに、こ
の計算された位相値が時間領域に変換されることを特徴
とするものである。
【０００８】本発明によれば、残差信号は感知できるよ
うにコードされる。ということは、人間の耳に検知でき
るデコード信号における差異に関係のある情報のみが送
られることを意味している。
うにコードされる。ということは、人間の耳に検知でき
るデコード信号における差異に関係のある情報のみが送
られることを意味している。
【０００９】まず、人間の耳は絶対位相値を検知できる
のではなく、位相関係を検知できるだけであるため、受
信端で元の位相関係を再生できるなら、コード化すべき
残差信号から位相情報を送る必要は原理的にないという
公知の事実のために用いられる。
のではなく、位相関係を検知できるだけであるため、受
信端で元の位相関係を再生できるなら、コード化すべき
残差信号から位相情報を送る必要は原理的にないという
公知の事実のために用いられる。
【００１０】さらに、本発明は、人間の聴覚は隣接した
周波数帯をもつ多数のフィルターからなる鎖として機能
するが、そのフィルターはいわゆる臨界帯またはバーク
（Ｂａｒｋ）と呼ばれる異なる帯域をもち、その臨界帯
の帯域幅は高周波数に対してよりも低周波数に対して狭
いという知見を利用している。この知見によって形成さ
れる周波数スケールは線形バーク・スケールと呼ばれ
る。バーク・スケールの原理をさらに詳しく知るために
は、Ｂ．スカーフ、Ｓ．ブース「刺激・生理学・閾値」
認識と人間行動ハンドブック、１４章、１〜４３頁、１
９８６年がよい。
周波数帯をもつ多数のフィルターからなる鎖として機能
するが、そのフィルターはいわゆる臨界帯またはバーク
（Ｂａｒｋ）と呼ばれる異なる帯域をもち、その臨界帯
の帯域幅は高周波数に対してよりも低周波数に対して狭
いという知見を利用している。この知見によって形成さ
れる周波数スケールは線形バーク・スケールと呼ばれ
る。バーク・スケールの原理をさらに詳しく知るために
は、Ｂ．スカーフ、Ｓ．ブース「刺激・生理学・閾値」
認識と人間行動ハンドブック、１４章、１〜４３頁、１
９８６年がよい。
【００１１】まず残差信号を周波数領域に変換し、次に
情報を送信する原理はすでに前から知られている。例え
ば、Ｐ．チャン他「話コード化のためのフーリエ変換ベ
クトル量子化」ＩＥＥＥ通信会報、ＣＯＭ３５、Ｎｏ．
１０、１０５９〜１０６８頁に載っている。
情報を送信する原理はすでに前から知られている。例え
ば、Ｐ．チャン他「話コード化のためのフーリエ変換ベ
クトル量子化」ＩＥＥＥ通信会報、ＣＯＭ３５、Ｎｏ．
１０、１０５９〜１０６８頁に載っている。
【００１２】しかし、この会報には、ベクトル量子化を
用いて変換した後、振幅情報を送ることについては何も
言及していない。
用いて変換した後、振幅情報を送ることについては何も
言及していない。
【００１３】図１はコーディング・ユニットのブロック
図、図２はデコーディング・ユニットのブロック図であ
る。マイク１から運ばれるアナログ信号は、ローパス・
フィルター２によって帯域幅を制限され、アナログデジ
タル・コンバーター３において、アナログ信号を表す一
連の振幅と時分割サンプルに変換される。コンバーター
３の出力信号は短期分析ユニット４の入力と短期予報フ
ィルター５の入力に供給される。これらユニット４とフ
ィルター５は例えば１６０サンプルのセグメントに短期
予報を送り、分析ユニット４は量子化されコード化され
てデコーダー・ユニット（図２）に送られる短期予報フ
ィルター係数の形で出力信号を供給する。ユニット４と
フィルター５の構造と機能は当業者にはよく知られてお
り、本発明にとってそれ以上の重要性をもたないので、
これ以上の説明は省く。
図、図２はデコーディング・ユニットのブロック図であ
る。マイク１から運ばれるアナログ信号は、ローパス・
フィルター２によって帯域幅を制限され、アナログデジ
タル・コンバーター３において、アナログ信号を表す一
連の振幅と時分割サンプルに変換される。コンバーター
３の出力信号は短期分析ユニット４の入力と短期予報フ
ィルター５の入力に供給される。これらユニット４とフ
ィルター５は例えば１６０サンプルのセグメントに短期
予報を送り、分析ユニット４は量子化されコード化され
てデコーダー・ユニット（図２）に送られる短期予報フ
ィルター係数の形で出力信号を供給する。ユニット４と
フィルター５の構造と機能は当業者にはよく知られてお
り、本発明にとってそれ以上の重要性をもたないので、
これ以上の説明は省く。
【００１４】ＳＴＰフィルター信号はＬＴＰ分析ユニッ
ト６に送られる。このユニット６において、例えばオラ
ンダ特許出願９００１９８５号に記載されているような
方法で、１６０サンプルのセグメント毎に２回、ＬＴＰ
分析がなされる。そのようなＬＴＰ分析において、コー
ド化すベき信号セグメントに対し、特定のサーチ戦略に
従って、特定接続時間をもつ先行信号のセグメントとで
きるだけよく似たセグメントにサーチがなされ、発見さ
れたセグメントの初期とコード化すべきセグメントの初
期との間に置かれたサンプルの数Ｄを表す形で信号が送
られる。
ト６に送られる。このユニット６において、例えばオラ
ンダ特許出願９００１９８５号に記載されているような
方法で、１６０サンプルのセグメント毎に２回、ＬＴＰ
分析がなされる。そのようなＬＴＰ分析において、コー
ド化すベき信号セグメントに対し、特定のサーチ戦略に
従って、特定接続時間をもつ先行信号のセグメントとで
きるだけよく似たセグメントにサーチがなされ、発見さ
れたセグメントの初期とコード化すべきセグメントの初
期との間に置かれたサンプルの数Ｄを表す形で信号が送
られる。
【００１５】ＳＴＰフィルター５の出力信号は残差信号
と呼ばれる。本発明によればこの残差信号のコード化さ
れての伝送は、知覚されうる情報のみが伝送されるよう
行なわれる。この目的のため該残差信号中で１６０サン
プルよりなるセグメントは、回路７において３０サンプ
ルよりなる８のサブセグメントに分割される。これはま
ず供給されたセグメントを２０のサンプルよりなる８の
サブセグメントに分割し、次いでこれらの先端に、先行
するサブセグメントの終端１０サンプルをつけた完成す
る。これはまた各セグメントで終端１０サンプルは、
（後続するセグメントの最初のサブセグメントを完成す
るため）貯えられなければならないことを示す。次い
で、３０サンプルよりなる各サブセグメントは回路８に
おいて窓関数（例えば余弦関数）により多重化される。
窓関数の選択は、各サンプル毎にサブセグメントの重な
り部分において２つの多重化因子の２乗の和が同一であ
るよう選択される。２乗に対してこの条件でなければな
らない理由とは、窓関数による多重化が、コーディング
・ユニット及びデコーディング・ユニットの両方で生じ
るからである。窓処理されたサブセグメントに対して回
路９で離散フーリエ変換（ＤＦＴ）がなされ、１６の異
なる周波数成分が各サブセグメントに対して得られる。
０から１５までのこれら１６成分のうち、１から１３ま
での成分の振幅Ａが回路１０で計算される。成分０，１
４，１５は話通信用に選ばれた３００〜３，４００Ｈｚ
の周波数帯の外側にあるので無視できる。もしもっと広
い、または狭い周波数帯が適切であれば、考慮すべき振
幅成分の数はそれに応じて調整し得る。前記１３の成分
から始めて、４つのいわゆるバーク振幅成分が回路１１
で計算される。これらは、線形バーク・スケールに等間
隔に置かれた周波数に結びついた振幅である。バーク振
幅成分Ｂ１〜Ｂ４は、たとえば、ＤＦＴ振幅Ａ１〜Ａ
１３から次式で計算できる。
と呼ばれる。本発明によればこの残差信号のコード化さ
れての伝送は、知覚されうる情報のみが伝送されるよう
行なわれる。この目的のため該残差信号中で１６０サン
プルよりなるセグメントは、回路７において３０サンプ
ルよりなる８のサブセグメントに分割される。これはま
ず供給されたセグメントを２０のサンプルよりなる８の
サブセグメントに分割し、次いでこれらの先端に、先行
するサブセグメントの終端１０サンプルをつけた完成す
る。これはまた各セグメントで終端１０サンプルは、
（後続するセグメントの最初のサブセグメントを完成す
るため）貯えられなければならないことを示す。次い
で、３０サンプルよりなる各サブセグメントは回路８に
おいて窓関数（例えば余弦関数）により多重化される。
窓関数の選択は、各サンプル毎にサブセグメントの重な
り部分において２つの多重化因子の２乗の和が同一であ
るよう選択される。２乗に対してこの条件でなければな
らない理由とは、窓関数による多重化が、コーディング
・ユニット及びデコーディング・ユニットの両方で生じ
るからである。窓処理されたサブセグメントに対して回
路９で離散フーリエ変換（ＤＦＴ）がなされ、１６の異
なる周波数成分が各サブセグメントに対して得られる。
０から１５までのこれら１６成分のうち、１から１３ま
での成分の振幅Ａが回路１０で計算される。成分０，１
４，１５は話通信用に選ばれた３００〜３，４００Ｈｚ
の周波数帯の外側にあるので無視できる。もしもっと広
い、または狭い周波数帯が適切であれば、考慮すべき振
幅成分の数はそれに応じて調整し得る。前記１３の成分
から始めて、４つのいわゆるバーク振幅成分が回路１１
で計算される。これらは、線形バーク・スケールに等間
隔に置かれた周波数に結びついた振幅である。バーク振
幅成分Ｂ１〜Ｂ４は、たとえば、ＤＦＴ振幅Ａ１〜Ａ
１３から次式で計算できる。
【００１６】
【数５】
【００１７】望むなら、利得率Ｇは次式のように４つの
バーク振幅成分から回路１２でスケーリング値として計
算される。
バーク振幅成分から回路１２でスケーリング値として計
算される。
【００１８】
【数６】
【００１９】スケーリング値Ｇの適用は、スケール化振
幅がより効率的にコード化できるという利点をもつ。Ｇ
の値は回路１３で量子化され、デコーディング・ユニッ
トに送られる。スケール・ファクターＧが計算されれ
ば、全バーク成分は回路１４で量子化ゲイン・ファクタ
ーＧによって分割される。分割の結果は回路１５で量子
化され、コード化されて、デコーディング・ユニットに
送られる。
幅がより効率的にコード化できるという利点をもつ。Ｇ
の値は回路１３で量子化され、デコーディング・ユニッ
トに送られる。スケール・ファクターＧが計算されれ
ば、全バーク成分は回路１４で量子化ゲイン・ファクタ
ーＧによって分割される。分割の結果は回路１５で量子
化され、コード化されて、デコーディング・ユニットに
送られる。
【００２０】スケーリング値が使われなければ、回路１
２，１３，１４は省くことができ、バーク振幅成分に対
する４つの計算値は回路１５での量子化後、直接送られ
得る。
２，１３，１４は省くことができ、バーク振幅成分に対
する４つの計算値は回路１５での量子化後、直接送られ
得る。
【００２１】デコーダー・ユニットの回路１６でデコー
ド後、４つのスケール化バーク振幅成分は、回路１７で
デコードされたゲイン・ファクターＧとマルチプライヤ
ー１８で掛け算される結果、再生バーク振幅成分Ｂ１〜
Ｂ４が得られる。スケーリング・ファイターがコーディ
ング・ユニットで使われていなければ、これはもちろん
適用できない。回路１９で、周波数領域の振幅Ａ１〜Ａ
１３（周波数スケールで等間隔）は、次式で計算され
る。
ド後、４つのスケール化バーク振幅成分は、回路１７で
デコードされたゲイン・ファクターＧとマルチプライヤ
ー１８で掛け算される結果、再生バーク振幅成分Ｂ１〜
Ｂ４が得られる。スケーリング・ファイターがコーディ
ング・ユニットで使われていなければ、これはもちろん
適用できない。回路１９で、周波数領域の振幅Ａ１〜Ａ
１３（周波数スケールで等間隔）は、次式で計算され
る。
【００２２】
【数７】
【００２３】逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）回路におけるＩＤＦ
Ｔによって、コーダーで考えた１３周波数成分を時間領
域に戻すことができるように、振幅および位相が必要で
ある。
Ｔによって、コーダーで考えた１３周波数成分を時間領
域に戻すことができるように、振幅および位相が必要で
ある。
【００２４】位相は回路２３でデコードされ、サンプル
間隔ＤからなるＬＴＰ情報の助けを借りて、次のように
して求められる。
間隔ＤからなるＬＴＰ情報の助けを借りて、次のように
して求められる。
【００２５】回路２２の出力に現れるような再生ＳＴＰ
残差の１２０の最新サンプルが各場合とも貯えられてい
る。回路２４で、現在のサブセグメントからＤだけ離れ
たところにある過去のサブセグメントが決定され、この
サブセグメントは、コーダーの回路８で使われたと同一
の窓関数によって回路２５で掛け算される。次に、回路
２６でこのサブセグメントにＤＦＴが適用された後、１
３成分の位相が回路２７で計算される。こうして決定さ
れた位相と、すでに計算された振幅とを使って、ＩＤＦ
Ｔが回路２０でなされ、Ａ０，Ａ１４，Ａ１５，Ａ１６
の振幅がゼロにセットされる。
残差の１２０の最新サンプルが各場合とも貯えられてい
る。回路２４で、現在のサブセグメントからＤだけ離れ
たところにある過去のサブセグメントが決定され、この
サブセグメントは、コーダーの回路８で使われたと同一
の窓関数によって回路２５で掛け算される。次に、回路
２６でこのサブセグメントにＤＦＴが適用された後、１
３成分の位相が回路２７で計算される。こうして決定さ
れた位相と、すでに計算された振幅とを使って、ＩＤＦ
Ｔが回路２０でなされ、Ａ０，Ａ１４，Ａ１５，Ａ１６
の振幅がゼロにセットされる。
【００２６】回路２０の出力で３０サンプル長のサブセ
グメントの再生が利用できるが、コーダーでなされた窓
関数によって変形されている。したがって、再生サブセ
グメントは回路２１で窓関数によって再び掛け算され
る。窓関数と２回掛け合わされたサブセグメントの初め
の１０サンプルの場合には、窓関数と２回掛け合わさ
れ、このために貯えられている前のセグメントの終りの
１０サンプルが回路２２で加えられる。この結果、合成
の１０サンプルにおける掛け算要素の和は１に等しい。
グメントの再生が利用できるが、コーダーでなされた窓
関数によって変形されている。したがって、再生サブセ
グメントは回路２１で窓関数によって再び掛け算され
る。窓関数と２回掛け合わされたサブセグメントの初め
の１０サンプルの場合には、窓関数と２回掛け合わさ
れ、このために貯えられている前のセグメントの終りの
１０サンプルが回路２２で加えられる。この結果、合成
の１０サンプルにおける掛け算要素の和は１に等しい。
【００２７】このサブセグメントの終りの１０サンプル
は貯えられる。初めの２０サンプルは、ＳＴＰ残差のセ
グメントの再生の一部をなす。８サブセグメントが再生
され結合された後、ＳＴＰ残差の完全再生セグメントが
得られ、ＳＴＰ分析がコーディング・ユニットでなされ
たセグメントよりも過去の１０サンプルに置かれる。
は貯えられる。初めの２０サンプルは、ＳＴＰ残差のセ
グメントの再生の一部をなす。８サブセグメントが再生
され結合された後、ＳＴＰ残差の完全再生セグメントが
得られ、ＳＴＰ分析がコーディング・ユニットでなされ
たセグメントよりも過去の１０サンプルに置かれる。
【００２８】受け取ったＳＴＰ係数の助けを借りてそれ
自身知られた方法でフィルター回路２８で、逆ＳＴＰフ
ィルターリングがこのセグメントになされ、このとき先
行セグメントからのフィルター係数が初めの１０サンプ
ルに対して使われる。
自身知られた方法でフィルター回路２８で、逆ＳＴＰフ
ィルターリングがこのセグメントになされ、このとき先
行セグメントからのフィルター係数が初めの１０サンプ
ルに対して使われる。
【００２９】フィルター２８の出力信号はデジタルアナ
ログ・コンバーター２９においてアナログ信号に変換さ
れる。このアナログ信号はローパス・フィルター３０を
経てスピーカー３１に送られる。このスピーカーはマイ
ク１に与えられた話信号を高忠実に再生し、本発明に従
う方法によって少数のビットでコード化された話信号を
送ることができる。
ログ・コンバーター２９においてアナログ信号に変換さ
れる。このアナログ信号はローパス・フィルター３０を
経てスピーカー３１に送られる。このスピーカーはマイ
ク１に与えられた話信号を高忠実に再生し、本発明に従
う方法によって少数のビットでコード化された話信号を
送ることができる。
【００３０】望むなら、話信号の再生のためＤの最適値
を得るため、回路２３と２４の間に回路２３′を設け
て、デコーダーが受けるＤの値にさらに多数の操作を与
えさせることができる。これらは次の３つの連続操作で
ある。
を得るため、回路２３と２４の間に回路２３′を設け
て、デコーダーが受けるＤの値にさらに多数の操作を与
えさせることができる。これらは次の３つの連続操作で
ある。
【００３１】１）受けたＤの値の列がある傾向を示すな
ら、そして現在のＤがその傾向の許容範囲の外にはずれ
ているなら、現在のＤはその傾向の範囲内にある値とお
き代えられる。連続値の列における傾向を決定し、その
傾向から外れる信号に対する値のおき代えを決定するア
ルゴリズムは、それ自身、当業者によく知られている。
ら、そして現在のＤがその傾向の許容範囲の外にはずれ
ているなら、現在のＤはその傾向の範囲内にある値とお
き代えられる。連続値の列における傾向を決定し、その
傾向から外れる信号に対する値のおき代えを決定するア
ルゴリズムは、それ自身、当業者によく知られている。
【００３２】２）３つの中間値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３が、補
挿法によって前記アルゴリズムの助けを借りながら、Ｄ
の２つの連続値Ｄ１，Ｄ２の間で計算される。例えば、
次のようにして行なわれる。
挿法によって前記アルゴリズムの助けを借りながら、Ｄ
の２つの連続値Ｄ１，Ｄ２の間で計算される。例えば、
次のようにして行なわれる。
【００３３】
【数８】
【００３４】間隔Ｄがセグメントあたり２回、コーディ
ング・ユニットで決定されるので、補挿法が実行され
る。補挿法を使わなければ、４つの連続サブセグメント
のデコーディングが同一の値のＤについて行われる。コ
ーディング・ユニットの信号に基本的な規則性がなけれ
ば、４つのサブセグメントの間、規則性がデコーダー内
に誤って与えられよう。この問題は補挿法によって克服
される。
ング・ユニットで決定されるので、補挿法が実行され
る。補挿法を使わなければ、４つの連続サブセグメント
のデコーディングが同一の値のＤについて行われる。コ
ーディング・ユニットの信号に基本的な規則性がなけれ
ば、４つのサブセグメントの間、規則性がデコーダー内
に誤って与えられよう。この問題は補挿法によって克服
される。
【００３５】話信号に基本的な規則性が存在すれば、信
号のくり返し間隔は一般にゆっくりと変化する。補挿法
により、Ｄの値の変化はデコーダーにおいて平滑な性質
をもつ。
号のくり返し間隔は一般にゆっくりと変化する。補挿法
により、Ｄの値の変化はデコーダーにおいて平滑な性質
をもつ。
【００３６】３）必要なら、おき代え値を計算すること
によってＤの値を等しくさせ、補挿法を行った後、計算
された間隔Ｄが、信号内にある現実のくり返し間隔Ｄと
できるだけよく一致する。しかし、間隔Ｄが３０よりも
小さければ、積が最小３０になるように選ばれた整数と
Ｄが掛け合わされる。現在のセグメントに対して３０未
満の間隔でサブセグメントの全サンプルがまだ再生され
ておらず、位相を計算することに使えないため、これは
必要である。
によってＤの値を等しくさせ、補挿法を行った後、計算
された間隔Ｄが、信号内にある現実のくり返し間隔Ｄと
できるだけよく一致する。しかし、間隔Ｄが３０よりも
小さければ、積が最小３０になるように選ばれた整数と
Ｄが掛け合わされる。現在のセグメントに対して３０未
満の間隔でサブセグメントの全サンプルがまだ再生され
ておらず、位相を計算することに使えないため、これは
必要である。
【００３７】それにもかかわらず３０未満の間隔Ｄが送
られる理由は、信号の基本的規則性が３０未満の多数の
サンプルを取り巻けば、実際のくり返し間隔の互いに等
しくない倍数である値を、デコードされた間隔Ｄがとる
ことを妨げる。その結果、等化アルゴリズムは傾向を検
出する機会をもたなくなる。
られる理由は、信号の基本的規則性が３０未満の多数の
サンプルを取り巻けば、実際のくり返し間隔の互いに等
しくない倍数である値を、デコードされた間隔Ｄがとる
ことを妨げる。その結果、等化アルゴリズムは傾向を検
出する機会をもたなくなる。
【図１】本発明による装置のコーディング・ユニットの
１実施例のブロック図である。
１実施例のブロック図である。
【図２】本発明による装置のデコーディング・ユニット
の１実施例のブロック図である。
の１実施例のブロック図である。
１ マイク ２ ローパス・フィルター ３ アナログデジタル・コンバーター ４ 短期予報分析ユニット ５ 短期予報フィルター ６ 長期予報分析ユニット ７〜１７ 回路 １８ マルチプライヤー １９〜２７ 回路 ２８ フィルター ２９ デジタルアナログ・コンバーター ３０ ローパス・フィルター ３１ スピーカー
フロントページの続き (72)発明者 ロベルタス ランバータス アドリアナ ス バン ラベステイン オランダ国 2275 ティビー ボーバー グ ホークウエー 46 (56)参考文献 特開 平１−296300（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G10L 3/00 - 3/02 G10L 7/00 - 7/04 G10L 9/00 - 9/18
Claims (14)
- 【請求項１】 反復性をもつアナログ信号をコード化す
る装置であって、 量子化されサンプル化されたアナログ信号に対して短期
予測分析を実行し、そして該短期予測分析で決定された
係数を第１の出力に供給する手段、 サンプル化されたアナログ信号を受け、そしてセグメン
ト化された残差信号を生成する短期予測フィルター、 該セグメント化された残差信号をサブセグメントに分割
する手段、 該サブセグメントを時間領域から周波数領域へ変換し、
そしてサブセグメント毎に、周波数成分を得、且つ該周
波数成分は周波数領域に変換される際各周波数成分毎の
振幅を有するように構成した手段と、 多数の該振幅を結合していくつかの新しい周波数成分毎
の振幅を計算し、いくつかの新しい振幅の数は該多数の
振幅より少ないようにし、そして該、新しい周波数成分
の振幅を 第２の出力に供給する手段、 を含むことを特徴とする上記装置。 - 【請求項２】 セグメント化された残差信号のサブセグ
メントに対して長期予測分析を実行し、そして該長期予
測分析で決定された係数を第３の出力に供給する手段を
含む請求項１の装置。 - 【請求項３】 スケーリング値として利得関数を計算
し、該利得関数で新しい振幅のそれぞれを分割し、そし
て該利得関数を第４の出力に供給する手段を含む請求項
２の装置。 - 【請求項４】 サブセグメントのそれぞれを窓関数で多
重化する手段を含む請求項３の装置。 - 【請求項５】 新しい振幅を量子化する手段を含む請求
項４の装置。 - 【請求項６】 １３の周波数成分の振幅Ａ１−Ａ１３が
結合されて、４の新しい振幅Ｂ１−Ｂ４を式； に従って計算し、そして利得関数Ｇが式； に従って計算される請求項５の装置。 - 【請求項７】 コード化された信号をデコード化する装
置であって、 短期予測分析で決定された係数を受ける第１の入力、多数の周波数成分の振幅を結合することにより計算され
たいくつかの 新しい振幅を受ける第２の入力、長期予報分析において決定された位相値を受信する第３
の入力、 多数 の新しい振幅から幾つかの新しい周波数成分の振幅
であってかつ該新しい振幅の数は該幾つかの新しい周波
数成分の振幅よりも少ない周波数成分の振幅を計算する
手段、 該幾つかの新しい周波数成分の振幅を周波数領域から時
間領域へと変換して新しいサブセグメントとする逆変換
する手段、及び、 該第１の入力に結合されて該係数を受ける第１のフィル
ター入力をもち、該第３の入力の位相値と第２の入力の
いくつかの振幅を用いて逆変換する該逆変換手段に結合
されて該新しいサブセグメントを受ける第２のフィルタ
ー入力をもち、そして、サンプル化されたアナログ信号
を表す一連のサンプルを生成する逆短期予測フィルタ
ー、 を含むことを特徴とする上記装置。 - 【請求項８】 長期予測分析で決定された係数を受ける
第３の入力、 該第３の入力及び該逆変換手段に結合されており、現在
のサブセグメントに関してＤサンプル離れた過去のサブ
セグメントを決定する手段、 決定されたサブセグメントを時間領域から周波数領域変
換する手段、及び、 変換され決定されたサブセグメントから位相を計算し、
そしてこれら位相を該逆変換手段に供給する手段を含む
請求項７の装置。 - 【請求項９】 スケーリング値として利得関数を受ける
第４の入力、及び、該受けた新しい振幅のそれぞれを該
利得関数で多重化する手段を含む請求項８の装置。 - 【請求項１０】 新しいサブセグメントのそれぞれを窓
関数で多重化する手段、及び、決定されたサブセグメン
トのそれぞれを窓関数で多重化する手段を含む請求項９
の装置。 - 【請求項１１】 該第２の入力に結合されて新しい振幅
をデコード化する手段を含む請求項１０の装置。 - 【請求項１２】 １３の新しい周波数成分の振幅Ａ’１
−Ａ’１３が４の新しい振幅Ｂ’１−Ｂ’４から式： に従って計算される請求項１１の装置。 - 【請求項１３】 所定のアルゴリズムに従ってＤサンプ
ル離れた値を等化する手段を含む請求項８の装置。 - 【請求項１４】 ２の連続するＤ１及びＤ２サンプルの
値間のＤサンプル離れた値に対する３の中間値Ｉ１，Ｉ
２及びＩ３を式： Ｉ１＝０．７５＊Ｄ１＋０．２５＊Ｄ２ Ｉ２＝０．５０＊Ｄ１＋０．５０＊Ｄ２ Ｉ３＝０．２５＊Ｄ１＋０．７５＊Ｄ２ に従って計算する手段を含む請求項８の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL9002308A NL9002308A (nl) | 1990-10-23 | 1990-10-23 | Werkwijze voor het coderen en decoderen van een bemonsterd analoog signaal met een herhalend karakter en een inrichting voor het volgens deze werkwijze coderen en decoderen. |
| NL9002308 | 1990-10-23 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05268098A JPH05268098A (ja) | 1993-10-15 |
| JP2958726B2 true JP2958726B2 (ja) | 1999-10-06 |
Family
ID=19857866
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3332967A Expired - Lifetime JP2958726B2 (ja) | 1990-10-23 | 1991-10-17 | 反復性をもつサンプル化アナログ信号をコード化しデコードするための装置 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0482699B1 (ja) |
| JP (1) | JP2958726B2 (ja) |
| AT (1) | ATE157188T1 (ja) |
| CA (1) | CA2053133C (ja) |
| DE (1) | DE69127339T2 (ja) |
| DK (1) | DK0482699T3 (ja) |
| ES (1) | ES2106051T3 (ja) |
| FI (1) | FI105623B (ja) |
| NL (1) | NL9002308A (ja) |
| NO (1) | NO305188B1 (ja) |
| PT (1) | PT99294A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07261797A (ja) * | 1994-03-18 | 1995-10-13 | Mitsubishi Electric Corp | 信号符号化装置及び信号復号化装置 |
| JPH09127995A (ja) * | 1995-10-26 | 1997-05-16 | Sony Corp | 信号復号化方法及び信号復号化装置 |
| JP2000165251A (ja) * | 1998-11-27 | 2000-06-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | オーディオ信号符号化装置及びそれを実現したマイクロホン |
| FI116992B (fi) | 1999-07-05 | 2006-04-28 | Nokia Corp | Menetelmät, järjestelmä ja laitteet audiosignaalin koodauksen ja siirron tehostamiseksi |
| EP1113432B1 (en) * | 1999-12-24 | 2011-03-30 | International Business Machines Corporation | Method and system for detecting identical digital data |
| CN114519996B (zh) * | 2022-04-20 | 2022-07-08 | 北京远鉴信息技术有限公司 | 一种语音合成类型的确定方法、装置、设备以及存储介质 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5650398A (en) * | 1979-10-01 | 1981-05-07 | Hitachi Ltd | Sound synthesizer |
| US4742550A (en) * | 1984-09-17 | 1988-05-03 | Motorola, Inc. | 4800 BPS interoperable relp system |
| JP2892462B2 (ja) * | 1990-08-27 | 1999-05-17 | 沖電気工業株式会社 | コード励振線形予測符号化器 |
-
1990
- 1990-10-23 NL NL9002308A patent/NL9002308A/nl not_active Application Discontinuation
-
1991
- 1991-10-10 CA CA002053133A patent/CA2053133C/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-16 ES ES91202675T patent/ES2106051T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-16 EP EP91202675A patent/EP0482699B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-16 DK DK91202675.4T patent/DK0482699T3/da active
- 1991-10-16 DE DE69127339T patent/DE69127339T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-16 AT AT91202675T patent/ATE157188T1/de not_active IP Right Cessation
- 1991-10-17 JP JP3332967A patent/JP2958726B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1991-10-18 NO NO914105A patent/NO305188B1/no not_active IP Right Cessation
- 1991-10-22 PT PT99294A patent/PT99294A/pt not_active Application Discontinuation
- 1991-10-23 FI FI914993A patent/FI105623B/fi not_active IP Right Cessation
Also Published As
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| FI914993A0 (fi) | 1991-10-23 |
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| ES2106051T3 (es) | 1997-11-01 |
| CA2053133C (en) | 1996-05-21 |
| FI105623B (fi) | 2000-09-15 |
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| NO305188B1 (no) | 1999-04-12 |
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| PT99294A (pt) | 1994-01-31 |
| ATE157188T1 (de) | 1997-09-15 |
| DE69127339T2 (de) | 1998-01-29 |
| FI914993A (fi) | 1992-04-24 |
| EP0482699A2 (en) | 1992-04-29 |
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