FI84538B - Foerfarande foer transmission av digitaliska audiosignaler. - Google Patents

Description

1 84538

Menetelmä digitaalisten äänisignaalien lähettämiseksi

Esillä olevan keksinnön kohteena on patenttivaatimuksen 1 johdannon mukainen menetelmä.

Digitaalisten äänisignaalien lähettämisen yhteydessä on tunnettua ("Journal of the Audio Engineering Society", marraskuu 1979, osa 27, no 11, ss 855-865; "The Bell System Technical Journal”, syyskuu 1981, ss 1633-1653; "IEEE International Conference on ASSP", 1982, julkaisut ss 1684-1687) jakaa laajakaistainen digitaalinen äänisignaali QMF (kvadraattinen pei1isuodatin) -suodatinval-lin avulla useisiin osakaistasignaaleihin lineaarisen kvantisoinnin mukaisesti ja kohdistaa tuloksena saatuihin osakaistasignaaleihin tietojen vähennys esimerkiksi mukautuvan PCM- tai DPCM-koodauksen avulla.

D-patentista no 3 440 613 on myöskin tunnettua valita hyötytiedon kvantisointi jokaisessa osakaistasignaalissa siten, että kvantisoitu kohina peittyy juuri ja juuri saman osakaistan hyötytiedon alle, mikä voi myöskin tuottaa tuloksena tiedon vähentymisen. Aiemman kaltaisen menetelmän mukaan toteutettavissa oleva tiedon vähentäminen on arvoltaan noin neljä, t.s. korkealaatuisen digitaalisen äänisignaalin tietovirtaa vähennetään noin 500 kbit/s arvosta noin 125 kbit/s arvoon ilman, että on havaittavissa olennaista laadun huononemista.

Vielä laajemman tiedon vähennyksen aikaansaamiseksi on myöskin tunnettua (Euroopan patentti no 0 193 143, DE-OS

3 506 912 ja "Rundfunktechnische Mitteilungen" (Radiotek-niset Uutiset), osa 30 (1986), no 3. ss 117-123) suorittaa laajakaistaisen äänisignaalin spektrianalyysi erillisen Fourierin muuntamismenetelmän (esimerkiksi nopean Fourierin muuntamisen) avulla ja koodata tietyt merkitykselliset spektriarvot eri taajuusryhmissä suuruuden ja 2 84538 faasin mukaan siten, että suurempi tiedon vähennys saadaan aikaan ottamalla huomioon peittokynnysten määrittämät ihmisen kuulojärjestelmän peitto-ominaisuudet ja erilaisten laatukriteerien mukaisesti.

Fourierin muuntamismenetelmän vaatima analyysiaikaväli on kuitenkin noin 25 ms. Tämä arvo muodostaa kompromissin toisaalta spektrisen erottelun ja toisaalta ihmisen kuulojärjestelmän ajallisen erottelukyvyn vaatimusten täyttämiseksi. Mainitun analyysiaikavälin mukaisesti toteutettavissa oleva spektrinen erottelu on ainoastaan 40 Hz siten, että alhaisten taajuuksien kohdalla, joissa ihmisen kuulojärjestelmän taajuusryhmän leveys on noin 100 Hz, voidaan lähettää ainoastaan kaksi spektristä arvoa. Tuloksena olevat sivukaistat sijaitsevat sen vuoksi vierekkäisissä taajuusryhmissä siten, että havaittavissa olevaa laadun huononemista ei voida välttää. Toisaalta kompromissiksi valittu 25 ms pituinen analyysiaikaväli on liian pitkä ihmisen kuulojärjestelmän ajallista erottelukykyä ajatellen. Koska hyötysignaalit sisältävässä pulssissa aika-alueen epätarkkuus johtaa huomattaviin vääris-tymiin, edellisten spektristen komponenttien amplitudiar-voja tulee nostaa vääristymien vähentämiseksi, mutta tämäkään ei kaikissa tapauksissa johda haluttuun onnistu-misasteeseen. Lisäksi digitaalisessa äänistudiotekniikas-sa noin 5 ms pituisia jaksoja ei pidä ylittää siten, että kuulumattomat leikkaukset ovat mahdollisia toimitettaessa digitalisoituja äänisignaaleja. Myöskin prosessorikustan-nukset etenkin vastaanottimen kohdalla lähettimessä muunnettujen korkeataajuuksisten signaalien uudelleen muuntamiseksi ovat turhan kalliita, koska psykoakustisten kriteerien huomioonotto tapahtuu ainoastaan taajuusryhmit-täin.

Lisäksi edellä mainitun aiemman menetelmän kohdalla spektristen arvojen saattaminen ennalleen vastaanottimessa suuruuden ja faasin mukaisesti sekä käänteinen Fourierin 3 84538 muuntaminen vastaanottimessa vaativat sekundaarisen tiedon lähettämistä. Nämä sekundaariset tiedot edustavat suhteellisen suurta osuutta koko nettotietovirrasta ja vaativat erityisen tehokasta virhesuojausta, joka vastaavasti lisää lähetettävän koodatun signaalin sisältämää tietovirtaa. Lopuksi aiemman menetelmän mukaisesti koodattu lähdesignaali on herkkä bittivirhehäiriöi1 le. koska kunkin spektrisen arvon suuruus ja faasi lähetetään jaksoina siten, että bittivirhe saa kyseessä olevaan aikaväliin aikaan häiriöspektrin. 25 ms suuruisen pulssin häiriövaikutus on oleellisesti suurempi kuin esimerkiksi 1 ms pituisen pulssin, mikä saa aikaan yllä mainitun kaltaisissa aiemmissa osakaistamenetelmissä osakaistojen näytearvojen viallisen lähetyksen.

Tätä vastoin esillä olevan keksinnön kohteena on täydellisesti käyttää hyödyksi ihmisen kuulojärjestelmän peitto-ominaisuudet yllä mainitun kaltaisessa menetelmässä välttämällä samalla Fourierin muunnos niin, että rajallinen kokonaistietovirta jaetaan dynaamisesti hyötysignaa-lin spektrikomponentteihin parhaan mahdollisen laadun mukaisesti ilman, että suuret, sekundaarisen tiedon lähetystä, virhesuojausta tai signaalin käsittelyä vastaanot-timessa koskevat kustannukset ovat välttämättömiä.

Tämä saavutetaan patenttivaatimuksen 1 ominaispiirteissä kuvatun esillä olevan keksinnön mukaisesti.

Esillä olevan keksinnön mukaisen menetelmän edulliset piirteet ja muunnokset on määritelty liitteenä olevissa patenttivaatimuksissa.

Keksintö perustuu siihen näkökohtaan, että hyötysignaalin spektrikomponenttien keskinäinen peitto ja kvantisoidun kohinan peitto eivät tapahdu ainoastaan vastaavissa osa-kaistoissa vaan myöskin useissa vierekkäisissä osakais-toissa. Peittovaikutuksen täydelliseksi hyödyntämiseksi 4 84538 osakaistasignaalien kvantisointia on säädeltävä sen peit-tokynnyksen mukaisesti, joka on tuloksena hyötysignaalin eri spektrikomponenteista. Tätä tarkoitusta varten tarvittavan tarkistustiedon laskeminen saadaan aikaan signaalin tehtävänä otettaessa huomioon ihmisen kuulojärjestelmän esipeitto, samanaikainen peitto ja jälkipeitto. Koska toisaalta täten koodatun äänisignaalin vaadittava kokonaistietovirta aaltoilee signaalin funktiona ja mikäli toisaalta lähetettävän koodatun äänisignaalin tietovirta on lähetystä varten pidettävä vakiona, tuloksena olevaa signaalista riippuvaa tietovirtavarastoa voidaan käyttää hyödyksi lähettimessä 1isäkriteerejä käsiteltäessä. Erityisesti signaalista riippuva tietovirtavarasto voidaan kokonaan tai osittain saattaa käytettäväksi osakaistasignaal ien kvantisointia varten siten, että osakaistasignaal ien kvantisoitujen kohinatasojen väliset etäisyydet ja tuloksena oleva peittokynnys kasvavat. Tietovirtavarastoa voidaan käyttää kokonaan tai osittain virhesuojauksena moninkertaisesti lähetettävien koodattujen osakaistasignaalien kohdalla ja moninkertaisen rakenteen virhesuojauksena siten, että virhesuojauksen määrä multipleksisignaalissa kasvaa.

Esillä olevaa keksintöä kuvataan seuraavaksi yksityiskohtaisemmin viitaten liitteenä oleviin piirroksiin, joissa kuviot la ja 2a ovat lähettimen ja vastaanottimen virtapiirien lohkokytkentäkaavioita esillä olevan keksinnön mukaisen menetelmän ensimmäisen sovelluksen toteuttamiseksi , kuviot Ib ja 2b ovat kuvioiden la ja 2a kaltaisia, toisen sovelluksen mukaisia lohkokytkentäkaavioita, kuviot le ja 2c ovat kuvioiden Ib ja 2b kaltaisia, kolmannen sovelluksen mukaisia lohkokytkentäkaavioita, kuviot Id ja 2d ovat kuvioiden le ja 2c kaltaisia, neljännen sovelluksen mukaisia lohkokytkentäkaavioita lisä-spektrianalyysin (FFT) ollessa liitettynä lähettimeen.

5 84538 kuvio le on lohkokytkentäkaavio esillä olevan keksinnön kaltaisen, ensimmäisen sovelluksen mukaisen asteittaisen tiedon vähennyksen toteuttamiseksi, kuvio 3 on lohkokytkentäkaavio kuvioissa la. Ib ja 2a kuvatusta vaiheesta tietovirran dynaamiseksi jakamiseksi, kuvio 4 esittää esimerkkejä kolmesta erilaisesta peitto-kynnyskäyrästä, jotka eroavat toisistaan peittävän äänisignaalin taajuussijainniltaan, kuvio 5 kuvaa kuvion 4 mukaisen keskimmäisen peittokyn-nyskäyrän riippuvuutta peittävän äänisignaalin viidestä eri tasosta, kuvio 6 on taajuuskaavio, jossa vokaalin /<?/ ylivärähtely on merkitty pisteinä sekä tuloksena oleva peittokynnys yhtenäisesti piirrettynä käyränä, kuvio 7 on ihmisen kuulojärjestelmän esipeiton, samanaikaisen peiton ja jälkipeiton aikakäyrää kuvaava aikakaavio, kuvio 8 on yhteensä 24 osakaistaa sisältävän sovelluksen osakaistan taajuuskaavio peittokynnyskäyrien ollessa merkittynä kuvion 4 mukaisesti, kuvio 9 kuvaa kapeakaistaisen kohinan identtisiä tila-vuuskäyriä kaistanleveyden funktiona, kuvio 10 kuvaa QMF-suodatinval1 ien rakenteellista ulkomuotoa lähettimessä ja vastaanottimessa vastaavasti kuvioiden la ja 2a ja lb ja 2b mukaisesti, kuvio 11 on lohkokytkentäkaavio kuvioiden la ja Ib mukaisesta transkoodausvaiheesta, kuvio 12 on kaaviomainen esitys mittakertoimen määrittämiseksi kahdeksalle digitalisoidun äänisignaalin näytear-voile, kuvio 13 on kuvion 12 kaltainen kaaviomainen esitys paitsi, että ainoastaan joka toista mittakerrointa on käytetty lähetystarkoituksiin ja lähettämättömät mittaker-toimet on muotoiltu uudelleen n.k. yhdistävien bittien avulla, jotka osoittavat onko vastaava lähettämätön mit-takerroin liittyneenä edelliseen tai myöhemmin lähetettävään mittakertoimeen.

6 84538 kuvio 14 on esimerkki koodauksessa tarvittavan kokonais-tietovirran äänisignaalista riippuvasta aikakäyrästä, kuvio 15 on esimerkki koodauksessa tarvittavan kokonais-tietovirran äänisignaalista riippuvasta aikakäyrästä ja tietovirtavarastosta, mikäli multipleksisignaalin tietovirta pidetään vakiona, kuvio 16 on kuvion 15 mukainen esimerkki koodauksessa tarvittavan kokonaistietovirran äänisignaalista riippuvasta aikakäyrästä käytettäessä tietovirtavarastoa oleellisesti dynaamiseen virhesuojaukseen.

Kuten kuviosta la voidaan nähdä, digitalisoitu äänisignaali, t.s. korkealaatuinen radiosignaali on alajaettu useisiin osakaistasignaaleihin, esimerkiksi 24 osakais-tasignaaliin. Digitaalisen äänisignaalin hajottaminen osakaistoihin saadaan suositeltavasti aikaan kvadraatti-sista pei1isuodattimista (QMF) muodostuvan suodatinval1 in 1 avulla, jonka kokoonpanoa ja käyttöä on kuvattu yksityiskohtaisemmin kuviossa 10 ja jota tullaan selittämään jäljempänä. Suodatinval1 in 1 tulosignaalin kaistanleveys on esimerkiksi 16 Khz ja se on lineaarisesti kvantisoitu erottumaan 16 bittiin. Suuremmat kaistanleveydet ja erottelut ovat myöskin mahdollisia, esimerkiksi 20 Khz ja 1Θ bittiä.

Suodatinva11 in 1 ulostulon kohdalla olevat 24 osakais-tasignaalin korkeat tietovirrat pienennetään myöhemmin yhdistettävässä transkoodausvaiheessa 2. Muunnetut osa-kaistasignaalit erityisvirhesuojataan vaiheessa 7, jota kuvataan yksityiskohtaisemmin jäljempänä; tämän jälkeen ne syötetään limittimeen 3, joka syöttää 24 sovelluksen mukaista osakaistasignaalia ajallisesti moninkertaisena siirtotielle, esimerkiksi radiolähetystie1 le.

Redundanssin ja irrelevanssin vähennystä voidaan käyttää tietovirtaa pienennettäessä; myöskin kahden menetelmän yhdistelmät ovat mahdollisia. Redundassia vähentävät 7 84538 menetelmät vaimentavat tietoa, jota ei vaadita alkuperäisen signaalin uudelleen muodostuksessa. Tätä vastoin irrelevanssia vähentävät menetelmät vähentävät tietoa, jota ihmisen kuulojärjestelmä ei tarvitse erottamaan uudelleen muodostettu signaali alkuperäisestä signaalista. Irrelevanssia vähentävässä menetelmässä esimerkiksi kunkin osakaistan hyötysignaalin kvantisointi valitaan siten, että kvantisoitu kohina peittyy juuri ja juuri hyötysignaalin alle. Irrelevanssia ja redundanssia vähentävässä menetelmässä redundassia vähentäviä menetelmiä, esimerkiksi mukautuvia PCM- tai DPCM-prosessoreita käytetään osakaistoissa; lisäksi ne on suunniteltu siten, että alkuperäisen signaalin saattaminen ennalleen ei ole täydellisesti mahdollista, vaan tuloksena oleva virhesig-naali peittyy hyötysignaalin alle.

Sopivaa osakaistoissa esiintyviä irrelevanssia ja redundanssia vähentävien menetelmien yhdistelmää kuvataan jäljempänä. Osakaistasignaalien kvantisointi saadaan aikaan peittokynnyksen ja mittakertoimien perusteella. Mittakertoimet luokittelevät osakaistasignaalien tasojen huippuarvot tietyllä aikavälillä, joka vastaa ihmisen kuulojärjestelmän ajan erottelukykyä. Näihin kohdistetaan ylimääräinen irrelevanssin ja redundanssin vähennys. Lähetys tapahtuu multipleksisignaalissa virhesuojausvai-heen 8 sisältäessä myöhemmin kuvattavia erityispiirteitä.

Tietovirran muuttumaton jakaminen osakaistoihin ei ole suositeltavaa parhaan mahdollisen irrelevanssin vähentämisen kannalta, koska peittokynnyksen käyrä on hyötysignaalin spektrisen ja aikarakenteen tehtävä. Tämän vuoksi esillä olevan keksinnön mukaisesti osakaistasignaalien kvantisointia säädellään vaiheessa 2 (käytettävissä olevan tietovirran "dynaaminen jakaminen" osakaistoihin).

Osakaistasignaalien kvantisoinnin tarkistussignaalit β 84538 transkoodausvaiheessa 2 saadaan vaiheessa 5 ihmisen kuulojärjestelmän spektristen ja ajallisten peittokynnysten perusteella. Vaiheessa 2 esiintyvien tarkistussignaalien valvonnan alaisena tietovirta jaetaan dynaamisesti yksittäisiin osakaistoihin otettaessa huomioon ihmisen kuulojärjestelmän esipeitto. samanaikainen peitto ja jälki-peitto, kuten kuvataan yksityiskohtaisemmin viitaten kuvioihin 5 - Θ. Tämä sisältää a) hyötysignaalin osakaistojen lähettämättä jättämisen tai osittaisen lähettämisen saman hyötysignaalin vierekkäisten osakaistojen peittämänä; ja b) hyötysignaalin osakaistojen kvantisoinnin siten, että osakaistat eivät ole (täydellisesti) saman hyötysignaalin vierekkäisten osakaistojen peittämänä ja että kvantisoin-ti tapahtuu ainoastaan niin tarkasti, että tuloksena oleva kvantisoitu kohina peittyy vierekkäisten osakais-tasignaalien korkeamman hyötysignaalitason alle.

Tällä tavoin on mahdollista toteuttaa korkeampi irrele-vanssin vähennys kuin aiemmissa menetelmissä.

Aiemmissa menetelmissä on tietovirran vähennys saatu aikaan siten, että osakaistasignaalien kvantisointi tapahtuu osakaistassa vaikuttavan peiton perusteella. Esimerkiksi puhtaasti irrelevanssia vähentävässä menetelmässä on voimassa suunnilleen D-patentissa 3 440 613 annettu suhde:

Id q =32 lgff 1+ 1 f bitti " (1) i min oi -- f näytearvo

L uiJ L

jossa q on osakaistassa 1 esiintyvien kvantisointi- i min vaiheiden minimimäärä, f , f ovat vastaavasti osakaistan i ylempi ja alempi oi ui raj ataaj uus.

Tuloksena oleva vaadittava tietovirta kaikille osakais- 9 84538 töille saadaan siten seuraavasti: n r - 2 . £ (f -f ) . Id q [bit/s] (2) min oi ui i min i=l

Tuloksena oleva vaadittava tietovirta on vakio; 24 osa-kaistaan erottelua varten se on noin 100 kbit/s.

Tätä arvoa pienennetään otettaessa huomioon osakaistasig-naalien keskinäinen peitto. Esimerkiksi suunnilleen yhtenäisesti peittävälle laajakaistahyötysignaali1 le kaikkien ensimmäisen osakaistan yläpuolella sijaitsevien osakais-tojen erottelua voidaan pienentää siten, että vaadittavaa tietovirtaa pienennetään noin 30 prosentilla. Kapeakais-tahyötysignaalin kohdalla suurempi tiedon vähennys on mahdollista periaatteessa. koska tietovirta voidaan useissa osakaistoissa asettaa nollaan.

Periaatteessa osakaistasignaalin signaalista riippuvat kvantisoinnit johtavat vaadittavaan tietovirtaan, joka on oleellisesti hyötysignaalin spektrisen ja aikarakenteen funktio ja joka siten aaltoilee signaalista riippuen suunnilleen 20 - 70 kbit/s. Sellaisen informaatiovirran edullista hyödyntämistä, joka aaltoilee signaalista riippuen käsitellään yksityiskohtaisemmin jäljempänä.

Kuvion la mukaisessa sovelluksessa osakaistasignaalien transkoodaus saadaan aikaan vähentämällä irrelevanssia vaiheessa viisi peittokynnyskriteerien perusteella sekä sen lisäksi mittakerrointen perusteella; nämä luokitelevat osakaistatasojen huippuarvot tietyn aikavälin aikana ja asettavat kunkin osakaistasignaalin erottelun tarvittavaan aikaväliin transkoodausvaihetta varten. Mittakerrointen määrittämisen yksityiskohtia vaiheessa 4 ja niiden arviointia transkoodauksen aikana vaiheessa 2 sekä niiden lähetystä kuvataan yksityiskohtaisemmin jäljempänä. Osakaistasignaalien mittakertoimet ovat hyödyllisiä 10 84538 kolmesta syystä: 1. OsakaistasignaalIen mlttakertolmet sisältävät kaiken tiedon, jota tarvitaan vaiheen 5 peittokynnyskriteerien mukaiseen tarkistusmuuttujan määrittämiseen. Mittaker-tointen lähettäminen sekundaarisena tietona on sen vuoksi riittävä suorittamaan vastaanottimessa käänteisen trans-koodauksen (ks. kuvio 2a). Vastaanotetut mittakertoimet tuottavat tietoa, joka koskee kokonaistietovirran jakamista osakaistoihin.

2. Koska mittakertoimen luokittelemaa osakaistasignaa-litason huippuarvoa ei voida ylittää vastaavan osakaista-signaalin näytearvojen avulla, bittivirheiden tuottama kohinataso ei pysty ylittämään osakaistasignaalitason huippuarvoa enempää kuin luokitustarkkuuden verran. Siten periaatteessa bittivirheet tuottavat kohinaspektrin, joka suurimmaksi osaksi peittyy hyötysignaalin alle. Jopa suurten bittivirheiden kohdalla, esim. kaikkien näytearvojen täydellisesti tuhoutuessa yhä olemassa oleva mitta-kerroin varmistaa sen, että kohinaspektrin spektrinen verhokäyrä vastaa suunnilleen hyötysignaalin verhokäyrää, t.s. puheääni on yhä ymmärrettävissä.

3. Koska osakaistasignaalien mittakertoimet sisältävät kaiken peittokynnyskriteerien mukaisen tarkistusmuuttujan määrittämisessä tarvittavan oleellisen tiedon, on mahdollista suojella tätä tietoa bittivirheiItä lähetyksen aikana. Tämä voidaan tehdä esimerkiksi redundanssin avulla. Mainitun redundanssin mukaan ottamisen vuoksi on erityisen tärkeää minimoida mittakertointen lähettäminen. Tämä voidaan saada aikaan pienimmällä vaadittavalla sana-pituudella ja lähetyksen toistotiheyde1lä, joka on tilastollisen signaalin funktio, sekä ihmisen kuulojärjestelmän vaatimusten avulla.

Ihmisen kuulojärjestelmän vaatimukset voidaan täyttää siten, että käytetään hyväksi ajallista peittoa, etenkin jälkipeiton vaikutusta (irrelevanssin vähennys). Tämä merkitsee sitä, että äänisignaalin vaimentuessa nopeasti U 84538 mittakertoimia ei tarvitse määrittää tarkkaan, vaan niitä voidaan lähestyä mittakertointen interpolaatioiden avulla, jotka on määritetty ajallisesti aikaisemmassa ja myöhemmässä vaiheessa. Koska ajallinen esipeitto on yleensä erittäin lyhyt ja erittäin riippuvainen signaalista (1-20 ms), mittakertoimet on lähetettävä useammin sellaisissa tapauksissa, joissa signaalit kohoavat no-peast i.

Mittakertointen lähetyksen aikana tapahtuva redundassin vähennys saadaan aikaan siten, että mittakertoimet lähetetään ainoastaan harvoin sellaisten osakaistasignaalien kyseessä ollessa, joiden taso ei muutu tai muuttuu vain vähän tietyn ajanjakson aikana.

Siitä johtuen että mittakertoimia ei tarvitse välttämättä kaikkien osakaistojen kohdalla lähettää joka aikajakso, vaan ne voidaan myöskin määrittää interpolaatiome-kanismien avulla ihmisen kuulojärjestelmän vaatimuksista ja äänisignaalista riippuen, saadaan tulokseksi vastaavasti kaikille mittakertoimi1 le 10 - 20 kbit/s suuruinen lähetystiheys.

Koska vastaanottimessa transkoodausta tarkistetaan ainoastaan havaittujen mittakertointen avulla, osakaistakoo-datut multipleksisignaalit ovat erityisen epäherkkiä bittivirheinteferenssi1 le, mikäli mittakertoimet virhe-suojataan tehokkaasti lähettimen vaiheessa Θ. Mittakertointen käyttämisen etu verrattuna muihin tiedonvähennys-menetelmiin, esimerkiksi mukautuvaan PCM- tai DPCM-mene-telmään on siinä, että korkea epäherkkyys bittivirheitä vastaan saadaan aikaan ainoastaan mikäli mittakertointen aikaansaama sekundaarisen tiedon virta on tehokkaasti suojattu. Mainitun sekundaarisen tiedon virran suuruus aaltoilee signaalista riippuen suunnilleen 10 ja 20 kbit/s välillä, koska irrelevanssin ja redundanssin vähentämistä varten ne aikavälit (jakson pituudet), joihin mittakertointen määritys perustuu, vastaavat ihmisen kuulojärjestelmän ajallista peittoa ja vastaavan osakais- tasignaalin aikarakennetta.

i2 84538

Transkoodattujen osakaistasignaalien ja mittakertointen lähettämistä varten vaaditaan siten sellainen kokonais-tietovirta, joka aaltoilee signaalista riippuen 30 - 90 kbit/s.

Koodausta varten tarvittava kokonaistietovirran signaalista riippuvaa aaltoilua voidaan käyttää hyväksi esillä olevan keksinnön mukaisen menetelmän edulliseksi hahmottamiseksi .

Kuviossa 14 on esimerkkinä nähtävissä vaadittavan kokonaist ietovirta-aj an käyrä. Katkoviiva esittää keskimääräistä vaadittavaa kokonaistietovirtaa (n. 60 kbit/s). Tätä arvoa voitaisiin käyttää perustana, mikäli kaikki suuren aikavälin aikana tapahtuvat aaltoilut olisi mahdollista tasoittaa vastaavansuuruisen puskurimuistin avulla. Tämä ei kuitenkaan ole mahdollista lähetettäessä äänisignaaleja vastaavasti esiintyvän pitkän viiveen vuoksi, mutta äänisignaalin tallennusta varten saadaan aikaan esillä olevan keksinnön mukainen ensimmäinen edullinen sovellusmuoto: 1) Tietovirta multipleksisignaalissa aaltoilee.

Mikäli multipleksisignaali on muodostettu siten, että tietovirta aaltoilee samalla tavalla kuvion la limittimen ulostulossa kuin koodattua äänisignaalia varten käytetty kokonaistietovirta vaiheiden 7 ja 8 sisääntulossa, saadaan tallennusta varten aikaan erityisen suuri tiedon vähennys. Erikoista1lennustekniikkojen kyseessä ollessa, esimerkiksi magneettisille tietokone levyi1 le tallennettaessa vaiheet 3, 7 ja 8 voidaan jopa jättää pois siten, että tallennettavan kokonaistietovirran ei tarvitse olla suurempi kuin vaadittava kokonaistietovirta.

i3 84538

Tallennettavan kokonaistietovirran pitkäaikainen keskiarvo voi olla jopa alle 60 bit/s, koska tallennettaessa täydellistä lähetystä kaikki siinä olevat lyhytaikaiset tauot (esimerkiksi puhetauot) vaativat ainoastaan erittäin pienen kokonaistietovirran (n. 10 - 15 kbit/s etupäässä mittakertoimia varten). Siten alle 40 kbit/s voi muodostaa puheen tallennuksen perustan.

2. Multipleksisignaalissa oleva tietovirta on vakio.

Multipleksisignaaleja lähetettäessä sen vakiosuuruinen tietovirta on eduksi. Koska puskurimuistin aiheuttaman viiveen on oltava pieni, vaadittavan kokonaistietovirran aaltoilut voidaan tasata ainoastaan pienessä määrin. Jäljelle jäävät aaltoilut ovat esimerkinomaisesti nähtävissä kuviossa 15. Multipleksisignaalin tietovirtavakio on osoitettu katkoviivalla (90 kbit/s). Siten ylempi alue esittää tietovirtavarastoa, joka aaltoilee signaalista riippuen ja jota voidaan käyttää hyväksi eri tavoin: a) haluttaessa saada aikaan kvantisoidun kohinatason suurempi etäisyys tuloksena olevasta peittokynnyksestä ("suurempi signaalikohinasuhde"); b) haluttaessa tuottaa virhesuojaus vaiheissa 7 ja 8 ja multipleksisignaalin muodostaminen vaiheessa 3 ("dynaaminen virhesuojaus"); c) haluttaessa lähettää multipleksisignaalissa esiintyviä toivottuja lisätietoja, jotka eivät ole ratkaisevia ajan suhteen ja jotka ovat äänisignaalista riippumattomia, t.s. aikataulutiedot tai radion tekstitiedot ("lisäsignaalien lähettäminen").

Luonnollisestikin tietovirtavarastoa voidaan käyttää hyväksi missä tahansa mainittujen kolmen mahdollisuuden toivotussa yhdistelmässä. Suurempaa signaalikohinasuh-detta ja dynaamista virhesuojausta käsitellään yksityiskohtaisemmin jäljempänä.

14 84538

Seuraava soveltuu dynaamiseen signaalikohinasuhteeseen: Lähdekoodausmenetelmät. jotka täydellisesti poistavat irrelevanssin digitaalisista äänisignaaleista (t.s. jotka täysin käyttävät hyväkseen spektrisen esipeiton, samanaikaisen peiton ja jälkipeiton vaikutusta) saattavat aiheuttaa ongelmia tietyissä sove1lustapauksissa: - Mikäli tällaisia lähdekoodausmeneteImiä käytetään kas-kadisesti, kvantisoitu kohina voi ylittää peittokynnyk-sen. Mikäli esimerkiksi radio-ohjelmasignaalin tallennuksen ja lähettämisen tulisi tapahtua tällaisen lähdekoodausmenete lmän avulla, laadun huononeminen olisi havaittavissa rajaäänisignaalien kohdalla.

- Kohotettaessa tai laskettaessa myöhemmin vastaanotti-messa hyötysignaalin tiettyjä taajuuskomponentteja hyö-tysignaalin spektrinen peitto voi muuttua siinä määrin, että laadun huononeminen on havaittavaa. Tämä vaara on olemassa, mikäli viereisiä osakaistasignaaleja peittävää osakaistasignaalia alennetaan vastaanottimessa tai mikäli täysin tai osittain viereisen osakaistasignaalin peittämän osakaistasignaalin tehoa nostetaan vastaanottimessa.

Laadun huononemisen poistamiseksi näissä sove1lustapauksissa esillä olevan keksinnön mukaisen tietovirran dynaaminen jakaminen ei tapahdu ainoastaan mahdollisimman suuren tiedon vähentymisen saavuttamiseksi vaan myöskin n.k. peittokohinavaraston tuottamiseksi. Mainittu peit-tokohinavarasto aaltoilee signaalista riippuen suunnilleen suhteessa tietovirtavarastoon, kuten käy esimerkinomaisesti ilmi kuviossa 15. Mikäli esimerkiksi hyötysig-naali on kapeakaistainen siten, että tietovirta asetetaan monissa osakaistoissa nollaan, tietovirtaa vastaavasti nostetaan (ja siten myöskin erottelua) peiton tuottavien osakaistasignaalien kohdalla. Tällainen nostaminen toteutetaan tietovirtavaraston sallimissa rajoissa. Tämän vuoksi peittävien osakaistasignaalien erottelu on tietyissä olosuhteissa oleellisesti suurempaa kuin mitä is 84538 peittokynnyskriteeri vaatii.

Tämän kaltaisen tietovirran dynaamisen osakaistoihin jakamisen etuna on se, että esimerkiksi tasaiset äänet lähetetään erottelun ollessa erittäin suuri (esim. 16-18 bittiä lineaarisesti kvantisoituna). Yksittäisen erottelultaan 16-bittisen spektriviivan lähettäminen leveydeltään 500 Hz olevassa osakaistassa vaatii teoriassa 16 kbit/s: huomioon otettavien valevääristymien vuoksi (joita kuvataan myöhemmin, ks. kuvio 3) se vaatii kuitenkin noin kaksi kertaa näin suuren bittivirran. Taajuussijain-nista riippuen kaksi tai useampi spektriviiva lähetetään siten samanaikaisesti ilman mitattavissa olevaa laadun huononemista, mikäli järjestelmä perustuu leveydeltään noin 500 Hz oleviin osakaistoihin ja multipleksisignaalin noin 90 kbit/s suuruiseen bittivirtaan. Kuvioissa la ja 2a kuvattujen osakaistalähetyssiirtoteiden merkittäviä toimintoja voidaan siten helposti tarkkailla mittauksien avulla siten, että esimerkiksi minkä tahansa halutun taajuuden ja amplitudin sinimuotoiset soinnit lähetetään.

Seuraava koskee dynaamista virhesuojausta:

Kanavakoodaus, t.s. transkoodattujen näytearvojen virhesuoj aus vaiheessa 7, mittakertointen virhesuojaus vaiheessa 8 ja multipleksisignaalin muodostus vaiheessa 3 vaativat ylimääräisen tietovirran. Tämän mukaisesti multipleksisignaalin tietovirta koostuu lähde- ja kanavakoodauksessa käytettävistä tietovirroista.

Multipleksisignaalissa yhdessä vakion tietovirran kanssa käytettävissä olevaa dynaamista tietovirtavarastoa voidaan hyödyntää kanavakoodauksessa siten, että multipleksisignaalin virhesuojausastetta ohjataan hetkellisesti olemassa olevan tietovirtavaraston funktiona (dynaaminen virhesuojaus). Virhesuojauksen astetta valvotaan suosi- i6 84538 teltavasti vaiheittain. Esimerkiksi kuviossa Ib on nähtävissä dynaamista virhesuojausta varten tarvittava tietovirta, jossa virta aaltoilee vaiheittain signaalista riippuen (alue suoran katkoviivan ja porrastetun käyrän välissä). Porrastetun käyrän avulla kuvattu tietovirta kuvaa samanaikaisesti lähdekoodausta varten olemassa olevaa tietovirtaa; se on jonkin verran suurempi kuin vaadittava tietovirta.

Dynaaminen virhesuojaus johtaa keskimääräisesti käytettävissä olevaa tietovirtavarastoa vastaavaa keskimääräisen virhesuojausasteen kasvua. Siten saadaan vähennetyksi bittivirheistä johtuvan interferenssin todennäköisyyttä. Lisäksi dynaamisen virhesuojauksen tuloksena ovat sellaiset äänisignaalit, jotka vaativat pienennetyn kokonais-tietovirran lähettämisen yhdessä korkea-asteisen virhe-suojauksen kanssa ja korkean kokonaistietovirran vaativat äänisignaalit, jotka lähetetään asteeltaan alhaisen virhesuoj auksen kanssa. Tämä virhesuojauspiirre on vaikutukseltaan erityisen edullinen, koska pienen kokonaistieto-virran vaativat äänisignaalit peittävät ainoastaan heikosti bittivirheiden aiheuttamat kohinasignaalit. Erityisesti nämä herkät äänisignaalit tulevat hyvin suojatuiksi. Esimerkiksi äänisignaalin, erityisesti puheessa esiintyvien taukojen tai tiettyjen musiikkikohtien ("hiljaisuus konserttisalissa") aikana vaadittava kokonaistie-tovirta on erityisen alhainen ja siten virhesuojausaste on erityisen korkea.

Dynaamisen virhesuojauksen aste on suositeltavasti muodostettu siten, että annetun bittivirhearvon kohdalla yksilöllinen kohinateho on osapuilleen äänisignaalista riippumaton.

Esillä olevan keksinnön mukaisen lähdekoodausmenetelmän piirteenä on lisäksi mahdollisuus määrittää lähdekoodauksen laatu lähettimessä vaiheessa 6 (kuvio Ib). Kriteerit i7 84 538 vaiheessa 5 määritettyjen osakaistasignaalien kvantisoi-miseksi arvioidaan laadunmäärityksen avulla (vaihe 6); vaihetta 5 kuvataan yksityiskohtaisemmin jäljempänä viitaten kuvioihin 4-8. Laadunmääritys tapahtuu seuraavasti : a) Äänisignaalin koodaamiseksi käytettävissä oleva kokonaistietovirta määritetään laadunmäärityksen avulla.

b) "Suurempi signaali-kohinasuhde", jota on jo yllä kuvattu dynaamisen jakamisen yhteydessä, poistetaan. "Peittokohinavarasto" mitoitetaan laadunmäärityksen funktiona.

c) Hahmotellaan peittokynnyskriteerit laadunmäärityk-sestä riippuen siten, että tietyissä rajahyötysignaaleis-sa, jotka vaativat suuremman kokonaistietovirran ja jotka esiintyvät harvoin, tapahtuu havaittavissa oleva, mutta ei kuitenkaan häiritsevä laadun huononeminen. Esimerkiksi laatuasteet määritetään sen todennäköisyyden mukaan, miten mainitut laadun heikkenemiset esiintyvät.

d) Laadunmäärityksestä riippuen osa osakaistasignaa-leista asetetaan nollaan rajahyötysignaaleja varten. Tämä tehdään ennen kaikkea sellaisille osakaistasignaalei1 le, jotka ovat kaistanleveydeltään suurempia ja joiden tietovirta on suurempi, ja lisäksi tämä tehdään minimikohina-tehon perusteella. Suhteellisen korkea kohinateho yhdessä tiettyjen osakaistasignaalien riittämättömän erottelukyvyn kanssa vältetään siten, että ylimääräinen tietovirta tuotetaan näiden osakaistasignaalien hyödyksi asettamalla nollaan merkityksettömät osakaistasignaalit. Merkityksettömiä osakaistasignaaleja ovat sellaiset signaalit, jotka toisiin osakaistasignaaleihin verrattuna ovat tasoltaan alhaisempia ja jotka vaikuttavat vain vähän sointi laadun havaittavuuteen.

Merkittävä tekijä on se, että kokonaistietovirran vähentyminen on yhteydessä minimaaliseen laadun huononemiseen, koska tietovirran dynaaminen jako osakaistoihin vaiheessa 5 saadaan aikaan käytettävissä olevan kokonaistietovirran ja sen lisäksi vaiheen ominais laatukriteerien perusteel la.

1β 84538

Asteittaisen laadun heikkenemisen avulla on mahdollista lähettää yhden hyötysignaalin sijasta kaksi tai useampi saman tietovirran multipleksisignaalissa sisältävä hyö-tysignaali samanaikaisesti. Koska laadunmääritys vaiheessa 6 määrittää käytettävissä olevan kokonaistietovirran kullekin hyötysignaali1 le, laatuaste valitaan siten, että laadun valinta määrää lähetettävissä olevat kanavat ja päin vastoin. Tätä tarkoitusta varten kanavalohko 9 (kuvio Ib) ja multipleksivaihe 3 vaihtokytketään vastaavasti. Kytkytieto lähetetään multipleksisignaalissa vastaan-ottimessa tapahtuvan laatuvaiheeseen mukautuvan dekoodauksen mahdollistamiseksi. Kytkytietoa varten tarvittava virhesuojaus tuotetaan siten, että kytkytieto lähetetään useammin kuin tarpeellista, esimerkiksi 100 ms välein.

Seuraava vastaavuussuhde on mahdollinen laatuasteiden ja kanavien lukumäärän välillä: Γ— ---;--

Sovellus Laatuaste Kanavien Bittivirta/ lukumäärä kanava

Tallennus, 1 1 200 kbit/s lähetys /studio

Tallennus. 2 2 100 kbit/s lähetys /standardi Lähetys/ 3 3 65 kbit/s kommentaari Lähetys/puhelu 4 6 33 kbit/s

Tietovirran vähennys kanavaa kohden johtaa luonteenomaisesti laadun huononemiseen ainoastaan niiden hyötysignaa-lien kohdalla, jotka vaativat jopa irrelevanssi- ja redundanssi vähennyksen jälkeen sallittua suuremman tieto- 19 84 538 virran esimerkiksi edellä olevan taulukon mukaisesti. Esillä olevan keksinnön mukaiselle asteittaiselle tietovirran vähentämiselle on ominaista se, että laatua heikentävien signaalien esiintymistodennäköisyys on alhaisempi kuin aiemmissa tietovirran asteittaista vähentämistä hyväkseen käyttävissä menetelmissä. Esimerkiksi laatua heikentävien puhesignaalien esiintymistodennäköisyys vastaa nollaa taulukon laatuasteissa 1 - 3 ja on pienempi kuin 100¾ laatuvaiheessa 4 laadun heikentymisas-teen ollessa huomattavasti alhaisempi kuin tavanomaisille puhelusignaalei1 le tarkoitettu kaistanleveyksen vähennys.

Kuvion 2a mukaisesti virhesuojatut transkoodatut osakais-tasignaalit, niihin liittyvät virhesuojatut mittakertoi-met ja lähettimessä asetettu laatuastetta koskeva tieto saatetaan entiselleen vastaanottimen demultipleksivai-heessa 13. Laatuastetiedon avulla vaihtoehtoisten kanavien lukumäärä voidaan osoittaa näytössä 16 (kuvio 2b) siten, että kanavanvalintakytkimen 19 avulla kuuntelija voi asettaa lähetettävän tiedon demultipleksivaiheen 13 avulla. Vaiheissa 17 ja 18 transkoodattujen osakaistasig-naalien virhesuojaustiedot ja mittakertoimet poistetaan ja ryhdytään virheoikaisutoimenpiteisiin. Kuten lähetti-messäkin mittakertoimet toimivat vaiheen 15 tulotietona tietovirran osakaistoihin jakamista valvoen. Siten vaihe 15 on identtinen lähettimen vaiheen 5 kanssa (ks. kuvio 3). Vaiheessa 15 saadun tarkistustiedon. mittakertointen ja laatuastetiedon avulla käänteinen transkoodaus lähettimen vaiheeseen 2 nähden suoritetaan vaiheessa 12 siten, että 16 - 18-bittiset lineaarisesti kvantisoidut osakais-tasignaalit ovat läsnä käänteisessä QMF-suodatinvallissa 11. jossa laajakaistainen digitaalinen äänisignaali voidaan saattaa entiselleen. QMF-suodatinvalIin 11 muotoa ja toimintaa koskevia yksityiskohtia kuvataan yksityiskohtaisemmin jäljempänä viitaten kuvioon 10.

Esillä olevan keksinnön edelleen toinen sovellus on ku- 20 8 45 38 vattuna kuvioissa le (lähetin) ja 2c (vastaanotin). Kuvion le mukainen koodaus lähettimessä on identtinen yllä kuvatun kuvion Ib mukaisen sovelluksen kanssa. Siitä poiketen kuviossa le tarkistustieto tietovirran jakamiseksi osakaistoihin lähetetään multipleksisignaalissa tarkistustiedon ollessa virhesuojattu vaiheessa 8b. Tämän virhesuojauksen tehokkuus on mitoitettu samoin kuin mit-takertoimen virhesuojaus vaiheessa 8a. Kuvion 2c mukaisen vastaanottimessa tapahtuvan dekoodauksen aikana tarkis-tustietoja ei kuviosta 2b poiketen määritellä uudelleen mittakertointen perusteella (tämän tapahtuessa kuvion 2b vaiheessa 15), vaan ne saadaan suoraan multipleksisignaa-lista. Vaiheissa 18a ja 18b mittakertointen ja tarkistus-tietojen virhesuojaustiedot poistetaan ja tämän jälkeen ryhdytään virheoikaisutoimenpiteisiin.

Esillä olevan keksinnön mukainen toinen sovellus vaatii kuvioiden Ib ja 2b sovellukseen verrattuna vastaanotti-messa vähemmän tekniikkaa, koska vaiheessa 12 tapahtuvaa käänteistä transkoodausta varten tarvittavaa tarkistus-tietoa ei tarvitse uudelleen määrittää. Ylimääräinen tarkistustietojen lähettämiseen ja virhesuojaukseen tarvittava tietovirta on suuruudeltaan suunnilleen sama kuin mittakertointa varten tarvittava tietovirta.

Esillä olevan keksinnön mukaisia, erityisesti kuvioihin Id, 2d ja le liittyviä 1isäsove1 luksia ja edullisia piirteitä ja muunnoksia kuvataan myöhemmin selvityksen edetessä .

Kuvion 3 yhteydessä yksityiskohtaisemmin tarkasteltu vaihe 5 peittokynnyskriteerien johtamiseksi sisältää erillisen spektristen peittokynnysten määrittämisen lohkossa 5.1 ja ajallisten peittokynnysten määrittämisen lohkossa 5.2. Tämä saadaan aikaan otettaessa huomioon käytettävissä oleva kokonaistietovirta vaiheessa 5.5. ja laatuasteiden ominaiskriteereistä riippuen vaiheessa 5.6.

2i 84538

Valheet 5.1. 5.2 ja 5.3 on kytketty sarjaksi vaiheen 5.1 ollessa yhdistettynä vaiheen 4 ulostuloon ja yhden vaiheen 5.5. tarkistussisääntulon ollessa yhdistettynä vaiheeseen 6. Lisäksi vaiheen 5.1 ensimmäinen tarkistus-sisääntulo on samoin yhdistetty vaiheeseen 6 vaiheen 5.1 toisen tarkistussisääntulon ollessa syötettynä vaiheen 5.6 avu 11a.

Koska QMF-suodatinval1issa 1 esiintyy valevääristymiä, mikäli viereiset osakaistasignaalit kvantisoidaan hyvin eri tavoin. vaihe 5.4 antaa toivotun arvon viereisten osakaistasignaalien väliselle suurimmalle sallittavissa olevalle kvantisointierolle siten, että valetoistovääris-tymät pysyvät kuulumattomissa. Tätä tarkoitusta varten vaihe 5.4 säätää ulostulovaihetta 5.3, joka on yhdistetty vaiheen 5.5 ulostuloon. Tällä tavoin ulostulovaihe 5.3 määrittää kvantisoinnin jaon ottaen huomioon lohkojen 5.1 ja 5.2 annetun peittokynnyksen, vaiheen 5.5 antaman käytettävissä olevan kokonaistietovirran ja vaiheen 5.4 antaman valetoistovääristymän.

Aiemman menetelmän mukaisen yksittäisissä osakaistoissa tapahtuvan ulostulosignaalien kvantisoinnin tasapainoinen jakaminen ottaa huomioon ainoastaan samassa nauhassa olevan hyötysignaalin näihin osakaistoihin rajoittaman kvantisoidun kohinan peiton. Ottamalla ainoastaan aiemman menetelmän mukaisesti huomioon osakaistojen sisällä olevan kvantisoidun kohinan peiton on mahdollista yhtälön (1) mukaisesti valitun laajakaistasignaalin ollessa jaettuna 24 osakaistaan toteuttaa tietonopeuden vähennys noin 600 kilobitillä sekunnissa verrattuna 16-bittiseen lineaariseen PCM-koodaukseen. Tätä vastoin esillä olevan keksinnön mukainen dynaaminen (signaalista riippuva) osakaistojen kvantisoinnin säätö mahdollistaa toisaalta tietonopeuden edelleen vähentämisen samalla kun saadaan säilytetyksi sama yksilöllinen laatu ja tuotetaan ylimääräinen signaalille ominainen laatuvarasto ja toisaalta laajemman laatuvaraston toteuttamisen ilman tietonopeuden vähentämistä.

22 84538

Esillä olevan keksinnön mukainen kvantisoinnin säätö saadaan aikaan sellaisen osakaistasignaalln peittotehon mukaan, jonka signaalitaso on korkea viereisiin osakais-toihin nähden. Mikäli käytetään kuvion 8 mukaista osa-kaistakaaviota, mainittua peittotehoa voidaan hyödyntää oleellisesti yli 2kHz taajuusalueilla absoluuttiselta leveydeltään saman 500 Hz olevien osakaistojen muodostaessa perustan aina 8 kHz alueelle saakka. Tästä poiketen ihmisen kuulojärjestelmän taajuuden vai intätarkkuus ja siten myöskin spektrinen peitto liittyvät suhteelliseen vakiokaistanleveyteen, n.k. taajuusryhmiin. Esillä olevan keksinnön kuvion 8 mukaisesti osakaistakaaviossa valitut absoluuttiset vakiokaistanleveydet vastaavat suunnilleen alueeltaan 2-4 kHz taajuusryhmää ja ne ovat oleellisesti kapeampia yli 4 kHz taajuusryhmässä kuin ihmisen kuulojärjestelmän taajuusryhmät. Sen mukaisesti tällä alueella viereisten osakaistasignaalien peiton voidaan odottaa olevan suurempi, kuten voidaan kaaviomaisesti nähdä kuviossa 8.

Kuviossa 4 on nähtävissä taajuusryhmän leveyden suuruisen kohinan peittokynnykset ja peittoäänenä 250 Hz, 1 kHz ja 4kHz suuruinen keskitaajuus. Kaikissa kolmessa kuvatussa tapauksessa peittokohinan taso on L ** 60 dB. Peittokyn nykset, jotka on merkitty logaritmiselle taajuusakse1i1-le, ovat suunnilleen samanmuotoisia keskitaajuuden ollessa 1 kHz ja 4kHz. Keskitaajuuden ollessa 250 Hz käyrä on kuitenkin huomattavasti leveämpi. Vaikkakin häiriökohinan taso valittiin vakioksi, peittokynnyksen maksimin välinen ero on nähtävissä ainoastaan katkoviivoissa (60 dB viivalla 250 Hz:ssä ainoastaan noin 2 dB, kun taas 4 kHz:n kohdalla ero nousee 5 desibeliin). Lisäksi alemman reunan peittokynnykset kohoavat nopeasti suunnilleen nopeudella 100 dB/oktaavi ja laskevat merkittävästi hitaammin kor- 23 8 4 5 3 8 keampia taajuuksia kohden. Tämä merkitsee sitä, että matalat kovat äänet suurimmaksi osaksi peittävät korkeammat pehmeät äänet.

Ylemmän reunan jyrkkyys on peittoäänen tason funktio. Tämä riippuvuus on nähtävissä kuviossa 5. Alhaisilla tasoilla peittokynnykset laskevat jyrkästi korkeampia taajuuksia kohti, kun taas keskitasoilla ja vieläkin selvemmin korkeilla tasoilla lasku tulee tasaisemmaksi. 70 dB:n tasolla lasku on noin 40 dB/oktaavi. Siten peit-tokynnyksen taajuusriippuvuus on lisäksi riippuvainen häiriökohinan tasosta.

Yleensä lähetettävät signaalit eivät koostu ainoastaan yksittäisestä soinnista, vaan ne sisältävät useita harmonisia osaääniä (esim. soittimet, puheäänet) tai laaja-kaistakohinaa (esim. suhinaäänet). Näiden harmonisten osaäänien amplitudista riippuen tällaisten signaalien tuottamat peittokynnykset ovat hyvinkin erilaisia. Esimerkiksi monia harmonisia osaääniä sisältävä trumpetti tuottaa paljon laajakaistaisemman peiton kuin huilu, jonka soinnin spektri koostuu miltei yksinomaan yksittäisestä viivasta. Kuviossa 6 on nähtävissä esimerkiksi vokaalin /9 / peittokynnykset. Yksittäisen harmonisen osaäänen taso on merkitty mustilla pisteillä ja tuloksena oleva peittokynnys kiinteäksi piirretyllä viivalla. Osittaisesta molemminpuolisesta peitosta huolimatta ensimmäiset yhdeksän harmonista osaääntä ovat havaittavissa, kun taas kymmenes ja yhdestoista harmoninen osaääni ovat pääasiassa kahdeksannen osaäänen peittämiä. Harmoniset osaäänet no 13 - 17 peittyvät heikkojen tasojensa vuoksi suhteellisen voimakkaan kahdennentoista harmonisen osaäänen alle.

Minkä tahansa toivotun äänisignaalin spektrinen peitto voidaan laskea lohkossa 5.1 (kuvio 3) seuraavasti (peit-tokynnyksien laskemisen yksityiskohtia on kuvattu E.

24 8 4 5 3 8

Terhardtin, G. Stollin ja M. Seewannin julkaisussa "Algorithm for Extraction of Pitch and Pitch Salience from Complex Tonal Signals"; J. Acoust. Soc. Am 71, 1982, ss 679-688).

L (f ) - RHSi ui -0.8 2 - [3,64 (f /kHz) - 6.5 exp [-0,6 (f /kHz . 3,3) ] -3 ui 4 ui + 10 (f /kHz) ] [dB] (3) ui jossa L on i:nnen osakaistan kuuluvuuskynnys hiljai-RHSi suudessa; se on saatavissa taulukkomuodossa osakaistan i rajataajuuksissa f ui

Seuraava koskee tonaliteettia z ihmisen kuulojärjestelmän taajuusryhmän mittapuuna: z - [13 arc tan [0,76 (f/kHz)] + 3,5 arc tan (f/7,5 kHz)2] [Bark] (4) jossa z on samoin saatavissa taulukkomuodossa.

Peittokynnyksen alemman reunan jyrkkyyteen S soveltuu seuraava: S = 27 dB/Bark (5)

Peittokynnyksen ylemmän reunan jyrkkyyteen S soveltuu seuraava: S - [- 24 - (0,23 kHz/f ) + (0,2 . L /dB)] [dB/Bark] oi i (6) jossa f on ylempi rajataajuus ja L on vastaavan osa-oi i kaistan i signaalitaso.

Seuraava koskee ärsykkeen jakoa osakaistassa i jaon muo- 25 8 4 5 3 8 dostaessa spektrisen peiton perustan: L (f ) = L - S (2 - 2 ) (7)

Ek ui k k i

Yhtälö (7) kuvaa osakaistan k peittoa osakaistan i ylitse. Useista eri osakaistasignaaleista peräisin oleva keskinäinen kokonaispeitto on tuloksena ärsykkeiden jaon amplitudien summasta yksittäisissä osakaistoissa. Signaa- litason L peitto osakaistassa i 23 muun osakaistan sig-i naalien perusteella lasketaan seuraavasti: LX - i f—24 —

L 2 L

L - 10 lg (Σ 10 Ek(f )/20dB) + 10 TH(f )/10dB+6dB

i ui ui *—k-1 — i^k (8)

Signaalitasoltaan L oleva osakaistasignaali on täydelli- i sesti peitetty, mikäli LX < 0 dB. Osittainen peitto ta- i pahtuu, mikäli L > LX > 0 dB (9) i i

Kvantisoinnin jako eri osakaistoihin ei tapahdu ainoastaan spektrisestä vaan myöskin ajallisesta peitosta riippuen. Peitossa voidaan kuvion 7 mukaisesti erottaa kolme aika-aluetta. Esipeitto tapahtuu aika-aluee1 la ennen kuin peitin on kytketty päälle. Mikäli peitin ja koeääni kytketään samanaikaisesti, puhutaan samanaikaisesta peitosta. Sen jälkeen, kun peitin on kytketty pois päältä, ta pahtuu jälkipeitto.

Tyypillinen esipeiton kesto on noin 10 ms - 20 ms. Tason nousut on täysin rekonstruoitava tämän suhteellisen lyhyen ajan aikana.

Lyhyiden koeäänipulssien kohdalla samanaikainen peitto on 2s 84538 riippuvainen pulssin kestosta T; pitempien pulssin kestojen kohdalla peittokynnys on kestosta riippumaton. Mikäli pulssin kestoa lyhennetään (T < 200 ms), peittokynnys kasvaa nousun ollessa -10 dB/kymmenryhmä.

Jälkipeitto suuntautuu noin 200 ms saakka sen jälkeen, kun peitin on kytketty pois päältä. Jälkipeittokynnykset säilyttävät peittokynnyksen arvon ensimmäisten 5 ms aikana poiskytkennän jälkeen, ja 200 ms jälkeen ne saavuttavat kuuluvuuskynnyksen arvon hiljaisuudessa. Jälkipeiton teho on sen kestosta johtuen huomattavasti merkittävämpi kuin esipeiton vaikutus. Jälkipeitto on lisäksi riippuvainen ajasta, jolloin peitin kytketään pois. Mikäli peitin kytketään päälle ainoastaan erittäin lyhyeksi ajaksi (T < 5 ms). jälkipeittokynnys laskee kuuluvuuskyn-nysarvoon hiljaisuudessa jo 20 ms jälkeen.

Spektrisen ja ajallisen peiton ominaisuuksia käytetään hyväksi lähettimen transkooderissa 2, joka on nähtävissä kuviossa la; niiden avulla saadaan paremmin kvantisoi-duiksi sellaisten osakaistojen signaalit, joita ei ole peitetty tai jotka ovat ainoastaan hieman viereisten osakaistasignaalien peittämiä verrattuna sellaisiin signaaleihin, jotka ovat voimakkaasti peitettyjä ja siten tuskin havaittavissa. Täysin peitettyjen osakaistojen signaaleja, t.s. signaaleja, jotka sijaitsevat tuloksena olevan peittokynnyksen alapuolella, ei tarvitse lähettää. Vastaavan osakaistan signaali voidaan asettaa nollaan. Transkoodatun signaalin dekoodauksen mahdollistamiseksi vastaanottimen vaiheessa 12 (kuvio 2a) vaiheessa 5 tuotetun tarkistustiedon on oltava mukana vaiheessa 12. Tarkistustiedon mukana lähettämisen estämiseksi yksittäisten osakaistojen mittakertoimia käytetään vaiheen 5 sisääntulotietona; nämä mittakertoimet lähetetään joka tapauksessa sekundaarisena tietona moninkertaisessa signaalissa. Siten vastaanottimen käänteinen transkooderi 2 pystyy ainoastaan yksittäisten osakaistojen mittakertoi- 27 84 538 mien tietojen perusteella ja yhdistämällä lähettimen vaiheen 5 samat tuloksena olevan peittokynnyksen kriteerit tarkoin liittämään paluukvantisoinnin lineaarisen kvantisoinnin tasoon (esim. 16 - 18 bitin erottelukyky näytearvoa kohden.

Viereisten osakaistojen keskinäisestä peitosta huolimatta on myöskin otettava huomioon valetoistovääristymän havaittavuus kvantisointia jaettaessa osakaistojen sisällä. Nämä vääristymät syntyvät ei-ihanteellisesta päästökais-tasuodatuksesta QMF-suodatinval1issa 1 otettaessa ulostulosignaalista näyte sellaisella nopeudella, joka juuri ja juuri vastaa ihanteelliselle suodattime 1 le mahdollisen kaksinkertaisen kaistanleveyden minimitunnustelutaajuutta. Vallin 1 QMF-suodattimen rakenteesta johtuen suoda-tinvallin 1 suodattimen lähetysalueelle kietoutuneet valekomponentit saadaan poistetuksi käytännöllisesti katsoen täydellisesti ainoastaan, mikäli signaalilla on viereissä päästökaistasuodattimissa sama erottelukyky. Kuvion 8 mukaisessa valitussa osakaistakaaviossa vale-toistovääristymät ovat ratkaisevia havaittavuudestaan johtuen erityisesti kuuden alemman osakaistan alueella, koska käytettävien kvadraattisten pei1isuodattimien kaistanleveydet ovat suurempia kuin taajuusryhmän leveys (ks. kuvio 8). Korkeiden taajuuksien alueella valetoistovää-ristymät ovat paljon vaarattomampia, koska taajuusryhmiin verrattuna vastaavan osakaistan kvadraattisen peilisuo-dattimen merkittävästi kapeammasta leveydestä johtuen ne peittyvät voimakkaammin hyötysignaalin alle.

Valevääristymien kuuluvuuden välttämiseksi kvantisointi-vaiheiden korkeudet alemmissa osakaistoissa viereisten kaistojen välissä on valittava siten, että ne ovat mahdollisimman samanlaisia, kun taas ylemmissä osakaistoissa voi viereisten osakaistojen välisten kvantisointivaihei-den korkeuksissa esiintyä suurempia eroavuuksia.

28 84538

Tietovirran edelleen pienentämiseksi lähettimessä ja vastaanottimessa tarvitaan transkoodereissa 2 ja 12 puskurimuisteja yksittäisiä osakaistasignaaleja varten, kuten yksityiskohtaisemmin kuvataan jäljempänä viitaten kuvioon 11. Mainitun kaltaiset puskurimuistit mahdollistavat signaalien viivyttämisen sellaisen ajanjakson verran, joka suunnilleen vastaa ihmisen kuulojärjestelmän j älk i pe i 11okynnyks i ä.

Arvoltaan 200 ms ja 500 ms välillä oleva viive äänisignaalissa mukautetaan toisaalta parhaiten ihmisen kuulojärjestelmän ajallisiin peittokynnyksiin ja toisaalta sen käyttö on käytännössä hyvin oikeutettua. Tämä signaali-viive on välttämätön tietovirran tehokkaan jakamisen varmistamiseksi ei ainoastaan eri osakaistoihin vaan myöskin vastaaviin aikalohkoihin, joille on määritetty omat mittakertoimensa. Aikajakson sisällä vaihtelevan tietovirran jakaminen on hyödyllistä etenkin ajallisten peittokynnysten kannalta. Esimerkiksi osakaistojen tason suuret nousut voidaan transkoodata erittäin tarkoin; nopeat tason laskut, jotka suhteellisen hitaasti laskevista jälkipeittokynnyksistä johtuen merkitään voimakkaasti, voidaan transkoodata riittävän tarkkaan. Tässä vaiheessa vaikutetaan kvantisoinnin aikajakoon ja samoin spektriseen yksittäisiin osakaistoihin jakoon huomion kiinnittyessä kuvion 3 vaiheeseen 5.5 mahdollisimman pienen "peittokohinasuhteen" säilyttämiseksi. Tämä voidaan esimerkiksi toteuttaa siten, että puskurimuisti syöttää tiedon sisältävän tarkistussignaalin puskurimuistin varaustilan kautta vaiheeseen 5.5.

Näytearvojen suojausta vaiheessa 7 (kuvio la) tapahtuvia lähetysvirheitä vastaan voidaan huomattavasti yksinkertaistaa seuraavista syistä.

Väärin vastaanotettujen näytearvojen interferenssivaiku-tukset eivät ulotu koko äänikaistan leveyteen, vaan ne 29 84538 rajoittuvat liittyvään osakaistan leveyteen. Vastaavassa osakaistassa esiintyvän interferenssin maksimi laajuus on suuruudeltaan rajoitettu mittakertoimen lähetyksen avulla. Tämä merkitsee sitä. että väärin vastaanotettujen näytearvojen spektrinen jakaminen lähestyy suunnilleen hyötysignaalin spektristä rakennetta ja tuottaa siten suurimman mahdollisen lähetysvirheiden näytearvoissa aiheuttaman interferenssin peiton.

Koska päästökaistan kohina on rajoitettu vakiotasoon, sen kuuluvuus riippuu kaistanleveydestä; täten on suositeltavaa välttää ensin interferenssi kaistanleveydeltään sellaisissa osakaistoissa, jotka ovat suurempia kuin ihmisen kuulojärjestelmän taajuusryhmät ennen interferenssin välttämistä kapeammissa osakaistoissa. Kaistanleveydeltään yli 2 taajuusryhmää sisältävä kohina tuottaa saman kuuluvuusaistimuksen keskimääräisellä kohinapainetasolla kuin tasoltaan 3 desibeliin nostettu kohina, mutta se on leveydeltään ainoastaan taajuusryhmien levyinen (ks. kuvio 9).

Jotta interferenssi vaikuttaisi mahdollisimman vähän kuuluvuuteen, kohinaspektriä tulisi pienentää yhden taa-juusryhmän levyiseksi. Koska esillä olevassa osakaista-kaaviossa (kuvio 8) kaistanleveys joskus oleellisesti ylittää taajuusryhmien leveyden viidessä alimmassa osa-kaistassa (ensimmän osakaista ulottuu yhteensä viiden taajuusryhmän ylitse), kahden alimmaisen osakaistan näy-tearvot pitää tehokkaasti suojata ja kolmannesta viidenteen osakaistojen näytearvoja tulee suojata riittävästi.

Kuvioissa la ja 2a kuvatut käsittelyvaiheet lähettimessä ja vastaanottimessa on kuvattu kuvion 10 toimintakaavion mukaisesti.

QMF-suodatinvalli 1, johon digitaalinen äänisignaali syötetään, muodostuu peräkkäisistä pei1isuodattimista MF; 3o 84 538 nämä alajakavat peräkkäin äänisignaalispektrin kuvatussa esimerkkitapauksessa 24 osakaistasignaaliin. Jokainen pei1isuodatin MF sisältää n.k. "äärellisen pulssitois-tosuodattimen" (FIR), joka jakaa digitaalisen tulosignaa-lin kahteen osakaistaan; osakaistat sijaitsevat peilisym-metrisesti rajataajuuteen nähden. Tämän saavuttamiseksi vastaavan alipäästösuodattimen rajataajuus on valittu siten, että se vastaa puolta tulosignaalin kaistanleveyttä .

Alapäästösuodattimen reunojen jyrkkyys on verrannollinen FIR-alapäästösuodattimen kerrointen lukumäärään. Kertoin-ten laskeminen on kuvattu Crochieren ja Rabinerin julkaisussa "Multirate Digital Signal Processing", julkaisija Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ, USA. Kukin pei-lisuodatin MF jakaa tulosignaalinsa kahteen samankokoiseen osakaistaan ja leikkaa siten tunnustelutaajuuden kahtia siten, että suodattimen lävitse pääsevän tiedon määrä pysyy periaatteessa muuttumattomana. Ainoastaan peräkkäisten suodatinten MF väliin siirretyt 20 - 23 bitin suuruiset sanapituudet ovat jonkin verran suurempia kuin tulosignaalin sanapituus, joka tavallisesti on 16-18 bittiä kaskadi1iitännästä johtuvien pyöristysvirheiden poistamiseksi. Taajuusjako 25 kaistaan 3 kHZ:n tunnuste-lutaajuude1 la saadaan aikaan jakamalla 0-8 kHz alue kuuteentoista 500 Hz:n kaistaan ja 8-16 kHz:n alue kahdeksaan 1 kHz:n suuruiseen kaistaan (ks. kuvio 8). Tämän aikaansaamiseksi vaaditaan 5 tai vastaavasti neljä peräkkäistä suodatinta MF. Väistämättömät valetoistovää-ristymät, jotka johtuvat peilisuodatinten MF vastaavien alipäästösuodatinpiirteiden ei-äärettömän jyrkistä reunoista, tasataan takaisinsuodatuksen aikana mikäli kvan-tisointi on identtistä vierekkäisissä osakaistoissa.

Kaskadivaiheessa hyödynnetään aina parhaimmillaan suoda-tinvallin laatua, koska lukumäärältään samojen kertointen avulla FIR-alipäästösuodattimen ajallinen pituus ja siten 3i 84538 jyrkkyys Hertz-yksikköä kohden nousee myöhemmissä kaska-divaiheissa. Kuusikymmentäne1jä kertointa suodatinta kohden riittävät suodatukseen, koska on havaittu, että suodatinreunojen jyrkkyyden ei tarvitse olla suurempi kuin peittokynnyskäyrän maksimijyrkkyys.

Mikäli samaa kertointen sarjaa käytetään jokaisessa suo-datinvaiheessa, suodatinjyrkkyys kasvaa sitä suuremmaksi mitä alhaisempi tunnustelutaajuus on edeltäneistä spekt-risistä jaoista johtuen. Viimeisissä suodatinkaskadeissa jyrkkyys ei ole täysin välttämätöntä, koska sitä ei toteuteta kaikissa kaistarajoissa. Mikäli viimeisissä suodat inkaskadeissa käytetään kertoimiltaan pienempiä suodattimia, vähennetään pääasiassa signaalin viiveaikaa, joka on tärkeä reaaliaikasovelluksissa kuten radiolähetyksessä. Ihmisen kuulojärjestelmän vaativan reunan jyrkkyyden saavuttamiseksi riittää 16 suodatinkerrointa viimeisessä suodatinkaskadissa.

Reaalisuodattimissa on jäännösväre, joka voi johtaa yhä kuultavissa olevaan "suodatinvarähtelyyn" pulssien kestäessä vain hyvin lyhyen aikaa, vaikkakaan väreellä ei ole huomattavaa vaikutusta taajuusvasteeseen (jäännösväre < 0,002 dB). Mainitut pulssit ovat sekundaarisia pulsseja, jotka syntyvät 10 ms - 100 ms ennen primaarista pulssia ja sen jälkeen ja jotka ovat tasoltaan noin -80 dB hyö-tysignaaliin verrattuna. Tällaisten signaalivirheiden välttämiseksi, jotka tietyissä olosuhteissa saattavat olla kuuluvia, signaaliin kohdistetaan ennen varsinaista koodausta eteenpäinsuodatus ja käänteinen suodatus, mutta ei tiedon vähennystä. Tällä eteenpäin- ja käänteisellä suodatuksella tuotettu virhesignaali erotetaan ja käänteisesti lisätään alkuperäiseen koodattavaan signaaliin. Suodatinten häiriöominaisuudet saadaan siten riittävästi vaimennetuksi sekä kooderissa että dekooderissa.

Transkoodausvaiheessa 2 tulevien osakaistasignaalien 32 84 538 erottelukykyä pienennetään 16 (18) bitistä 1,5 bittiin näytearvoa kohden. Tämä merkitsee näytearvojen vaiheiden lukumäärän pienentymistä kussakin osakaistassa. Tämän aikaansaamiseksi maksiminäytearvon suuruus paikallistetaan alunperin jokaiselle näytearvolle tietyistä ajallisesti peräkkäisistä näytearvoista (= lohko). ja tämä suuruus yhdistetään sitten luokituskaavioon. Mainittu kaavio koostuu 64 luokasta, joista kukin vastaa 6 bittiä ja jotka alajakavat 16-bittisen PCM:n (96 dB) dynaamisen alueen 96/64 desibeliin - 1,5 dB vaihetta kohden. Maksi-minäytearvoa vastaava vaihenumero kuvaa huomioon otettavien näytearvojen sarjalle annettua mittakerrointa. Vaiheessa 4 määritetty mittakerroin syötetään transkoodaus-vaiheeseen 2, joka lisäksi vastaanottaa vaiheesta 5 tietoa kutakin lohkoa varten vaadittavien kvantisointavailleiden lukumäärästä (perustuu käytettäviin peittokritee-reihin) ja vaiheesta 6 lähdekoodauksen toivottua laatua koskevaa tietoa.

Kuten kuviosta 11 voidaan yksityiskohtaisesti nähdä, vaihe 2 sisältää säädettävän vahvistimen 2.1 lineaarisesti kvantisoituja osakaistasignaaleja varten; vahvistinta säädellään vaiheessa 4 määritetyn mittakertoimen avulla. Vahvistetut osakaistasignaalit kulkevat ohjattavan viive-osan 2.2 lävitse, joka on tarpeellinen ajallisten peitto-kynnysten kannalta (ks. puskurimuisteja koskeva kohta). Vahvistetut ja viivästetyt osakaistasignaalit rekvanti-soidaan kvantisointilaitteessa 2.3 vaiheiden 5 ja 6 oh-j aamana.

Mittakertoimen merkitsemä positiivisen ja negatiivisen suunnan alue alajaetaan vastaavasti annettujen kvanti-sointivaiheiden lukumäärällä. Tuloksena on se, että vaiheiden pituus on lyhyempi pienien, pieniä arvoalueita vastaavien mittakertointen kohdalla ja siten erottelukyky on korkeampi kuin päin vastoin suuria arvoalueita vastaavien suurten mittakertointen kohdalla. Alajakamalla laa- 33 84 538 jakaistahyötysignaali osakaistasignaaleihin on sen vuoksi mahdollista antaa tasoltaan alhaisille yksittäisille spektrisille komponenteille korkeampi erottelukyky kuin mikä on mahdollista kvantisoitaessa koko laajakaistahyö-tysignaali, jossa tällaiset tasoltaan alhaiset spektriset komponentit hajotetaan samalla rajallisella tarkkuudella kuin tasoltaan korkeat spektriset komponentit.

Jotta toisaalta pystyttäisiin seuraamaan tason nousuja ihmisen kuulojärjestelmän suhteellisen lyhyen esipeiton kannalta ja jotta toisaalta ei tarvitsisi lähettää mitta-kerrointa liian usein, mittakerroin muodostetaan esimerkiksi joka neljännelle näytearvolle, mutta ainoastaan joka toinen mittakerroin lähetetään. Läjettämättömien mittakertointen rekonstruoimisen mahdollistamiseksi vas-taanottimessa tietobitti lähetetään ne 1iryhmäisi1 le lohkoille, jotka liittyvät pois jätettyihin mittakertoimiin; tämä tietobitti osoittaa edeltäneen tai seuraavan mitta-kertoimen kelpoisuuden vastaavan ne 1iryhmäisen lohkon kaavoittamisessa. Näitä suhteita selitetään ja kuvataan kaaviomaisesti kuvioissa 12 ja 13.

Kuviossa 12 on nähtävissä mittakertoimen muodostaminen tasokäyrälle, joka koostuu Θ näytearvoa sisältävistä lohkoista; kuvio 13 kuvaa samaa tasokäyrää 4 näytearvoa sisältäville lohkoille; ainoastaan joka toinen 6-bittinen näytearvo on lähetetty ja 1isätietobittiä käytetään siten, että nyt lähetetään 6 bittiä/näytearvo sijasta 7 bittiä/näytearvo. Kuten kuviosta 13 voidaan nähdä, mittakertointen S ja S +1 välillä tapahtuva tason nousu ha-n n vaitaan ajallisesti tarkemmin kuin kuvion 12 tapauksessa.

Kuvion 12 väistämättä voimakkaampi kvantisointikohina (korkea S :n arvo) mittakertoimeen S kuuluvien neljän n n ensimmäisen näytearvon kohdalla on kuvion 13 alhaisemman mittakertoimen johdosta pienempi vastaavien hienosti kvantisoivien vaiheiden kohdalla. Jopa tasohuippujen kohdalla, jotka ovat ajallisesti erittäin lyhyet (jopa 34 84538

alle 4 näytearvon aika-alueen sisällä), tason nousua lähestytään ajallisesti paremmin lisätietobitin avulla (kuvio 13) siihen liittyvän tason laskun ollessa vähemmän tärkeä ihmisen kuulojärjestelmän huomattavasti pidemmästä jälkipeitosta johtuen siten, että jopa pidempiä "kohina-polkuja" voidaan sietää. Mittakerroin ja ylimääräiset tietobitit tuotetaan jokaiseen osakaistaan seuraavalla tavalla; paremman ymmärtämyksen vuoksi on oletettu, että ainoastaan sisällöltään parilliset mittakertoimet S

2n S lähetetään.

2n+2 S < S < S lähimpänä tasoarvoa 2n 2n+l 2n+2

S < S > S S arvosta S

2n 2n+l 2n+2 2n+2 2n+l S > S > S lähimpänä tasoarvoa 2n 2n+l 2n+2

S > S < S S arvosta S

2n 2n+l 2n+2 2n+l 2n 1 Mittakertoimen jäykän luokituskaavion tekemiseksi herkem mäksi 1,5 dB.-n vaiheissa tuotetaan lisätiedon lähetys, joka minimoi luokituksen aiheuttaman virheen. 3-bittinen lisätieto tuotetaan joka kahdeksanteen näytearvoon 1,5- 3,5 kHz-.n taajuusalueilla ja 3,5 - 8 kHz:n taajuusalueilla; kuvion 8 mukaisesti mainittu lisätieto osoittaa koko-naispoikkeaman 1.5 dB:n rasterista (1/8) 1,5 dB:n vai heina kaikille nämä kaksi taajuusaluetta peittäville osakaistoi1 le. Tämä on eduksi esimerkiksi yksittäisille soinneille, joiden tason vaihtelut voidaan lähettää noin 0,2 dB:n tarkkuudella.

Mainitun herkän rasterin valinta tulisi tehdä mahdollisimman pienen kvadraattisen virheen perusteella siten, että ainoastaan voimakkaasti moduloidut osakaistat määrittävät herkän rasterin. Tämän vuoksi lisätieto ei ole sovellettavissa kaikkiin osakaistoihin seuraavasta syystä: kuvion 8 mukaisessa valitussa osakaistakaaviossa kolmen alimmaisen osakaistan (1,5 kHz:iin saakka) kaistanleveys on oleellisesti suurempi kuin ihmisen kuulojäi— jestelmän taajuusryhmien kaistanleveys siten, että näiden 35 8 4 5 3 8 kolmen osakaistan peitto on suhteellisen alhaista. Sen vuoksi mainitut kolme osakaistaa vaativat suhteellisen korkean erottelukyvyn, esimerkiksti 10,6 bittiä/näytearvo 0,5 - 1 kHz:iin ulottuvan osakaistan kohdalla. Mainittujen osakaistojen suhteellisen korkean erottelukyvyn vuoksi luookitushaitat tulevat merkityksettömiksi alle 1 kHz:n mittakertointen kohdalla. Yli 8 kHz:ssä 1,5 dBm luokitus katsotaan riittäväksi.

Transkoodausvalheen 2 toisena piirteenä tuotetaan suuruudeltaan nolla oleva mittakerroin siten, että kaikkien pienennettyjen näytearvotietojen kohdalla ei lähetetä vastaavan osakaistasignaalin vastaavaa lohkoa. Sama koskee myös sitä, jos vaihe 5 huomaa, että tietyssä osakais-tassa mittakerroin on vastaavan peittokynnyksen alapuolella (keskinäinen peitto), jolloin vaihe 5 lähettää tarkistusohjeen vaiheelle 4 "mittakertoimen asettamiseksi nollaan".

Lisäksi vaihe 4 voi sisältää kohinalohkon, joka voidaan kytkeä jokaiseen osakaistaan tyhjän kanavakohinan, A/D-muunnoksen aikana tapahtuvien epätarkkuuksien jne vaimentamiseksi. Tässä yhteydessä on mahdollista tuottaa säädettävissä olevat kynnykset.

Vaiheen 2 kvantisoinnissa täytyy tuottaa epätasainen kvantisointivaiheiden luku sen estämiseksi, että nollaa lähellä olevat arvot jatkuvasti vaihtelevät kahden kvan-tisointivaiheen välillä. Muutoin voi tuloksena olla komponentteja, jotka sijaitsevat kaukana osakaistan signaa-litason yläpuolella. Kaikkia vaihenumerolta ei voida muuttaa suoraan digitaalisiksi arvoiksi luopumatta toistettavista arvoista ja siten lähetystehosta. Esimerkiksi kolmen mahdollisen vaiheen toistamista varten täytyisi käyttää 2 tietobittiä; neljäs mahdollinen näiden kahden bitin yhdistelmä pysyisi kuitenkin käyttämättömänä ja tarkoittaisi tässä kohdin 33¾ lisätiedon kustannuksia.

36 8 4 5 3 8 Lähetystehon häviöt voidaan minimoida siten, että useat näytearvot koodataan yhdessä yhdeksi tietosanaksi. Esimerkiksi viisi näytearvoa, joissa kussakin on kolme vai- 5 hetta, tuottavat 243 = 3 mahdollista yhdistelmää; nämä yhdistelmät voidaan lähettää 8 bitillä, t.s. 256 tilassa pienemmällä irrelevanssi1 la ja pienillä koodauskustannuk-si1 la.

Esillä olevan keksinnön edelleen toinen sovellus on kuvattu kuvioissa Id (lähetin) ja 2d (vastaanotin). Merkittävä näytearvojen kvantisoinnissa tarvittavan tarkistus-tiedon osa saadaan äänisignaalin spektrisestä käyrästä. Tämän tiedon saamiseksi äänisignaaliin kohdistetaan lä-hettimessä Fourierin alajako; tämä voidaan toteuttaa esimerkiksi nopean Fourierin muunnoksen avulla. Fourierin muunnos tuottaa oleellisesti seuraavat edut: - tarkempi spektrinen kuvaus verrattuna äänisignaalin päästökaista-alaj akoon; - sävykomponentit voidaan erottaa äänisignaalin ko-hinamaisemmista komponenteista; - tarkempi spektrinen analyysi ja sävy- ja kohinamai-sempien komponenttien erottaminen sallii tehokkaamman peittokynnysten määrittämisen verrattuna tapaukseen, jossa tarkistusmuuttujat saadaan ainoastaan rajallisen osakaistasignaalien lukumäärän perusteella; - vastaanottimessa vaadittavan laitteiston määrän pieneneminen, samanaikaisesti lyhyemmät viiveet äänisignaalin lähetyksessä ja sama lähetysnopeus moninkertaiselle signaalille kuin ilman tätä lisätoimenpidettä.

Vaadittavan laitteiston vähentäminen johtuu siitä, että käytössä tarvitaan harvempia päästökaistasuodattimia. Alhaisempi päästokaistasuodattimien lukumäärä merkitsee pääasiassa vähemmän prosessorikustannuksia, jolla on positiivinen vaikutus erityisesti kustannuksiltaan alhaisen vastaanottimen kehittämiseen. Leveämmät osakaistat sallivat järjestelmässä lyhyemmän kokonaisviiveen. Kuviot 37 84538

Id ja 2d kuvaavat laitteistokustannuksien halpenemista siinä määrin, kun aikaisemman sovelluksen 24 osakaistan sijasta käytetään ainoastaan 16 osakaistaa. Periaatteessa suurempi transkoodattujen osakaistasignaalien tietovirta leveämpien osakaistojen tuloksena voidaan suunnilleen tasata peittokynnysten tarkemmalla määrityksellä.

Riittävä spektrinen erottelukyky äänisignaalin alhaisempien taajuuksien alueella olisi mahdollista suuruudeltaan noin f - 10 Hz olevien viereisten tukiarvojen spektrisen kuvauksen avulla. Koska ratkaiseva tarkan spektrisen määrityksen etu kohdistuu samanaikaisten kuuluvuuskynnys-ten määritykseen (22 kaikista ihmisen kuulojärjestelmän 24 taajuusryhmästä sijaitsevat 10 kHz:iin saakka ulottuvalla taajuusalueella), noin 10 kHz:iin asti ulottuva spektrinen analyysi on riittävä. Mikäli amp 1itudispektri on spektnsesti kuvattuna 512 reaal ι tuki arvon avulla, tuloksena on f = 20 Hz:n suuruinen tila viereisten tukiarvojen välillä. Tarkempi taajuuksien määritys on mahdollista viereisten taajuustukipisteiden arvioinnin perusteella sopivien interpolaatioalgoritmien perusteella.

FFT-analyysin tarkistusmuuttujien lisäksi lohkon tuloar-vot tietovirran dynaamista jakoa varten (ks. kuvio Id) sisältävät myöskin tarkistusmuuttujat yksittäisten osa-kaistojen laadun, kanavanumeron ja mittakertointen määrittämiseksi. Vertaamalla tarkistusmuuttujia FFT-analyysin ja mittakertointen perusteella valevääristymiä, joita ei enää täysin tasata vastaanottimessa osakaistasignaa1i-en kvantisoinnissa esiintyvien eroavuuksien avulla, voidaan tarkastella riittävän tarkasti tietovirran dynaamisen jakamisen aikana.

Useissa esillä olevan keksinnön mukaisen menetelmän sovelluksissa on eduksi vähentää äänisignaalin tietoa asteittain. Esimerkiksi lähetettäessä korkealaatuisia äänisignaaleja kahden studion välillä tiedon vähentämisen 38 84 5 38 täytyy tapahtua siten, että riittävä "peittokohinasuhde-varasto" varmistetaan myöhemmän käsittelyn mahdollistamiseksi ilman laadun huononemista (studioiaatu, ks. aaltoilevan tietovirran hyödyntämistä, suurempaa signaaliko-hinasuhdetta ja laatuasteita käsittelevät kohdat). Lisätty signaalikohinasuhde ei ole tarpeellinen edelleen jakamisen ja/tai tallennuksen vuoksi siten, että studiolaatua varten koodattuihin äänisignaaleihin voidaan kohdistaa laajempi tiedon vähennys.

Esillä olevan keksinnön mukaisen menetelmän edullisena piirteenä on se. että keksinnön mukaisesti koodattujen äänisignaalien erilaiset laatuasteet ovat "alaspäin yhteensopivia", t.s. esimerkiksi 192 kbit/s multipleksisig-naali voidaan muuttaa 128 kbit/s multipleksisignaaliksi erityisen transkooderin avulla 192 kbit/s -koodauksen varmistaessa kohotetun signaalikohinasuhteen (lisäkäsit-tely on mahdollista) ja 128 kbit/s -koodauksen tuottaessa pienemmän signaalikohinasuhteen ja suuremman vir-hesuoj ausasteen.

Kuviossa le on nähtävissä tällaisen transkooderin sovellus. Se koostuu kuvion 2 a dekooderin vaiheista 12, 13, 15, 17 ja 18 ja kuvion la vaiheista 2, 3. 5.7 ja 8. Se tunnetaan siitä, että 192 kbit/s koodattua äänisignaalia ei täysin saateta ennalleen ja rekoodata, vaan että alkuperäisestä signaalista saatu sekundaarinen tieto (mitta-kertoimet) muodostaa uuden koodauksen perustan transkoo-derin oikeanpuoleiseen osaan (vaiheet 2, 3. 5, 7 ja 8). Siten vältetään kaskadoinnista johtuva signaalikohinasuhteen pieneneminen. Koska käänteinen ja eteenpäinsuodatus (vaiheet 11 ja 1 kuvioissa 2a ja la) jätetään pois, kuvion le mukaisen transkooderin aiheuttama viive on lyhyt (noin 4 ms).

Claims (26)

39 84538

1. Menetelmä digitalisoitujen äänisignaalien lähettämiseksi tai tallentamiseksi; lähettävässä tai tuottavassa päässä a) äänisignaali kuvataan digitaalisesti useiden spekt— risten osakaistasignaalien avulla aikajaksottaisten. kvantisoitujen näytearvojen ollessa mukana jokaista osakaistasignaal ia varten; b) näytearvojen kvantisointia muutetaan (koodataan) yksittäisissä osakaistoissa ihmisen kuulojärjestelmän vastaavien peittokynnysten perusteella tiedon vähentämiseksi kaikkien koodattujen osakaistasignaalien lähettämisessä tai tallennuksessa vaadittavan kokonaistietovirran suuruuden aaltoillessa äänisignaalin spektrisestä ja ajallisesta rakenteesta riippuen; ja c) koodatut osakaistasignaalit lähetetään tai tallennetaan, saunalla kun toistopäässä d) koodatut osakaistasignaalit dekoodataan; ja e) dekoodatut osakaistasignaalit yhdistetään laajakaistaiseksi, digitaaliseksi äänisignaaliksi; menetelmä on tunnettu siitä, että näytearvojen kvantisointia osakaistoissa säädellään kutakin osakais-tasignaalia varten olevien tasoarvojen perusteella tai niistä saatujen tasotietojen perusteella siten, että yksittäisten osakaistasignaalien kvantisoidut kohinatasot ovat suunnilleen saman etäisyyden päässä yksittäisistä osakaistasignaaleista syntyvästä peittokynnyksestä; osakaistasignaal ien kvantisoitujen kohinatasojen etäisyydet tuloksena olevaan peittokynnykseen nähden on asetettu sen eron mukaisesti, joka on vaadittavan kokonaistietovirran ja koodausta varten käytettävissä olevan kokonaistietovirran väli 1lä.

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että käytettävissä olevan kokonaistietovirran suuruus on vaihteleva, mahdollisesti myöskin suun 40 84 538 nilleen vaadittavaa kokonaistietovirtaa vastaava, ja että toistopäässä tapahtuva dekoodaus mukautetaan tämän mukaisesti .

3. Jonkin patenttivaatimuksen 1 ja 2 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että osakaistasignaalien kvanti-soidut kohinatasot sijaitsevat tuloksena syntyvän peit-tokynnyksen ala- tai yläpuolella.

4. Jonkin patenttivaatimuksen 1 -3 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että sellaiset osakaistasignaalit, jotka ainoastaan hieman vaikuttavat äänisignaalin tonali-teettiin ja joiden tasoarvot sijaitsevat tuloksena syntyvän peittokynnyksen yläpuolella, asetetaan nollaan, mikäli osakaistasignaalien kvantisoidut kohinatasot sijaitsevat tuloksena olevan peittokynnyksen yläpuolella.

5. Patenttivaatimuksen 4 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ainoastaan niin monta osakaistaa asetetaan nollaan kuin vaaditaan osakaistasignaalien kvantisoidun kohinatason laskemiseksi siinä määrin, että mainittu taso sijaitsee juuri tuloksena syntyvän peitto-kynnyksen alapuolella.

6. Patenttivaatimuksen 5 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että sellaiset osakaistat asetetaan nollaan, joilla on suurempi absoluuttinen kaistanleveys.

7. Jonkin patenttivaatimuksen 1 - 6 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että koodatun hyötysignaalin tietovirran suuruutta vähennetään asteittain suunnilleen kokonaislukukertoimen n verran, ja että sen sijasta lähetetään n-1 1isähyötysignaalit.

8. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, t u n-n e t t u siitä, että tuloksena syntyvä peittokynnys saadaan kussakin osakaistassa olevien tasoarvojen perus- 4i 84 538 teella otettaessa huomioon esipeiton. samanaikaisen peiton ja jälkipeiton luonnonlait.

9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ajallisia peittokynnyksiä tarkastellaan sellaisten osakaistatasoarvojen perusteella, jotka ovat käytettävissä noin 500 ms aikavälin aikana.

10. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tun nettu siitä, että sellaisia osakaistasignaaleja, joiden tasoarvot ovat tuloksena syntyvän peittokynnyksen alapuolella, ei koodata tai ne koodataan ainoastaan erittäin alhaisella erottelukyvyllä.

11. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tun nettu siitä, että osakaistasignaalien kvantisointi-vaiheiden suuruus mitoitetaan sellaiseksi, että digitalisoitujen äänisignaalien jakamisen aikana osakaistasig-naaleiksi syntyneet valetoistovääristymät ovat ihmisen kuulojärjestelmän peittokynnyksen alapuolella.

12. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tun nettu siitä, että - lähettimessä määritetään jokaiselle digitalisoidulle äänisignaalille mittakerroin mainitun mittakertoimen luokittaessa osakaistasignaalitason huippuarvon määritetyn aikajakson aikana; - määritetyt mittakertoimet lähetetään yhdessä koodattujen osakaistasignaalien kanssa; ja - lähetettyjä mittakertoimia käytetään hyväksi dekoodattaessa vastaanotetut koodatut signaalit alkuperäisen osakaistasignaalin saattamiseksi ennalleen.

13. Patenttivaatimuksen 12 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mittakertointen määrittämiseksi tarvittavien luokitteluvaiheiden lukumäärä valitaan siten, että tasomuutosten havaittavuuskynnystä ei saavuteta 42 84538 niihin liittyvässä osakaistassa.

14. Jonkin patenttivaatimuksen 12 tai 13 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että aikaväli vastaavan osakaistasignaalin huippuarvon luokittelemiseksi on määritelty vastaamaan ihmisen kuulojärjestelmän ajallista peittoa ja osakaistasignaalin ajallisen rakenteen mukaisesti siihen liittyvässä osakaistassa.

15. Jonkin patenttivaatimuksen 12 - 14 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että näytearvojen sarjasta koostuvan osakaistasignaalin kullekin lohkolle määritetään mittakerroin ainoastaan mainitun lohkon ensimmäiselle puoliskolle; mainitun lohkon toista puoliskoa varten käytetään saman lohkon ensimmäisen puoliskon tai seuraa-van lohkon mittakerrointa.

16. Jonkin patenttivaatimuksen 1-15 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että lähettimessä ja vastaanotti-messa näytearvojen kvantisointia varten tarvittava tar-kistustieto osakaistoissa saadaan osakaistasignaalien mittakertoimista.

17. Jonkin patenttivaatimuksen 1, 8, 9 ja 16 mukainen menetelmä, t unne t t usiitä, että näytearvojen kvan-tisointia varten tarvittavat tarkistustiedot saadaan ainoastaan lähettimessä ja että mainittu tieto lähetetään lisäksi vastaanottimessa tapahtuvaa rekvantisointia varten,

18. Patenttivaatimuksen 17 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että näytearvojen kvantisointia varten tarvitut tarkistustiedot saadaan digitaalisen äänisignaalin valitun spektrisen analyysin perusteella.

19. Jonkin patenttivaatimuksen 1 ja 12 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ennen lähetystä mittaker- 43 84538 toimiin kohdistetaan suurempi virhesuojaus kuin osakais-tasignaalien transkoodattuihin näytearvoihin.

20. Jonkin patenttivaatimuksen 1, 17 ja 18 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että ennen lähetystä tar-kistustietoihin kohdistetaan suurempi virhesuojaus kuin osakaistasignaalien transkoodattuihin näytearvoihin.

21. Jonkin patenttivaatimuksen 19 ja 20 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mittakertointen ja/tai tarkistustietojen virhesuojaus on korkeampaa kaistanleveydeltään suhteellisesti suuremmissa kuin pienemmissä osakaistoissa.

22. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että transkoodattuihin näytearvoihin kohdistetaan osakaistoissa virhesuojaus; kaistanleveydeltään suhteellisesti suuremmissa osakaistoissa on virhe-suojaus suurempi kuin kaistanleveydeltään suhteellisesti pienemmissä osakaistoissa.

23. Jonkin patenttivaatimuksen 1 ja 19-22 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että virhesuojausta varten tarvittavan tiedon määrä (virhesuojauksen aste) on määritetty digitaalisen äänisignaalin spektrisen ja ajallisen rakenteen mukaisesti siten, että - lähetyksessä pienen kokonaistietovirran vaativiin äänisignaaleihin kohdistetaan korkea-asteinen virhesuo-j aus, j a - lähetyksessä suuren kokonaistietovirran vaativiin äänisignaaleihin kohdistetaan asteeltaan alhaisempi virhesuoj aus.

24. Patenttivaatimuksen 23 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että signaalista riippuvainen virhesuo-jauksen aste määritetään siten, että bittivirheiden aiheuttama yksilöllinen interferenssi ei ole heikosti peittä- vien äänisignaalien kohdalla suurempi kuin voimakkaasti Peittävien äänisignaalien kohdalla. 44 8 4 5 3 8

25. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä. tunnettu siitä, että mikäli osakaistasignaali1 le ei saavuteta tasokynnysarvoa, sen näytearvoja ei transkooda-ta.

26. Jonkin patenttivaatimuksen 4 - 6 ja 12 - 16 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että osakaistan mitta-kerroin sisältää tietoa siitä, että mainitun osakaistan näytearvot ovat nolla yhdessä lohkossa eikä niitä lähetetä . 45 84538