JP3152929B2 - Ｆｍ信号の復調方法およびｆｍ検波器 - Google Patents
Ｆｍ信号の復調方法およびｆｍ検波器Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
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- A63H—TOYS, e.g. TOPS, DOLLS, HOOPS OR BUILDING BLOCKS
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- A63H17/12—Toy vehicles, e.g. with self-drive; ; Cranes, winches or the like; Accessories therefor with cranes, winches or the like
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- A—HUMAN NECESSITIES
- A63—SPORTS; GAMES; AMUSEMENTS
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- A63H29/00—Drive mechanisms for toys in general
- A63H29/22—Electric drives
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- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
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- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、請求の範囲第１項の上位概念に記載のFM信
号の復調方法および第５項の上位概念に記載の、信号、
例えば音声信号を復調するためのFM検波器に関する。
号の復調方法および第５項の上位概念に記載の、信号、
例えば音声信号を復調するためのFM検波器に関する。
この種のFM検波器は有利には、周波数変調された周波
数を低周波の音声信号に変換しなければならないところ
に使用される。このことは殊にテレビジョンまたはラジ
オ受信機において生じる。
数を低周波の音声信号に変換しなければならないところ
に使用される。このことは殊にテレビジョンまたはラジ
オ受信機において生じる。
テレビジョンまたはラジオ受信機において数多くの別
の回路部品におけるように、FM検波器に対しても、これ
ら部品のスペースを小さくするよう努力がなされてい
る。これまでのFM検波器は確かに既に部分的にモジュー
ルに集積されるが、申し分ないSN比を有するかまたは荷
電キャリヤの熱的なドリフトを回避するために、例えば
セラミックフィルタまたはLC回路のような外部部品を備
えていなければならない。更にしばしば、FM検波器およ
び外部部品の繁雑な調整および同調が必要である。
の回路部品におけるように、FM検波器に対しても、これ
ら部品のスペースを小さくするよう努力がなされてい
る。これまでのFM検波器は確かに既に部分的にモジュー
ルに集積されるが、申し分ないSN比を有するかまたは荷
電キャリヤの熱的なドリフトを回避するために、例えば
セラミックフィルタまたはLC回路のような外部部品を備
えていなければならない。更にしばしば、FM検波器およ
び外部部品の繁雑な調整および同調が必要である。
本発明の課題は、冒頭に述べた形式の集積されたFM検
波器を、内部作動条件の調整に対する外部部品の手間並
びに外部部品の手動調整に対する手間が軽減されるよう
に、構成することである。
波器を、内部作動条件の調整に対する外部部品の手間並
びに外部部品の手動調整に対する手間が軽減されるよう
に、構成することである。
この課題は本発明によれば、請求項１の特徴部分に記
載の構成を有する方法および請求項５の特徴部分に記載
の構成を有するFM検波器によって解決される。本発明の
有利な実施例はその他の請求項および以下の説明に記載
されている。
載の構成を有する方法および請求項５の特徴部分に記載
の構成を有するFM検波器によって解決される。本発明の
有利な実施例はその他の請求項および以下の説明に記載
されている。
次に本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。
第１図は、本発明のFM検波器の基本回路図であり、 第２図は、発振器の回路略図およびその説明のための
時間線図であり、 第３図は、完全に集積されたFM検波器の回路略図であ
り、 第４図は、第３図のFM検波器の詳細な回路図であり、 第５図は、第１図ないし第４図に従ったFM検波器を有
する調整ツリーを示す図である。
時間線図であり、 第３図は、完全に集積されたFM検波器の回路略図であ
り、 第４図は、第３図のFM検波器の詳細な回路図であり、 第５図は、第１図ないし第４図に従ったFM検波器を有
する調整ツリーを示す図である。
第１図には、FM検波器（＝FM復調器）の基本的な回路
構成が示されている。この回路は実質的に、電流制御さ
れる発振器１を有する位相調整回路と位相検出器として
の４象限／アナログ乗算器２とから成っている。発振器
１は電流制御される充電コンデンサ３およびシュミット
トリガ４から成る。発振器の自走周波数はf0＝（２ΔVC
2/Im）-1である。ΔＶは、充電コンデンサの電圧Vuおよ
びVo間の電圧差であり、VuおよびVoはシュミットトリガ
の切換電位である。Vuはロー電位であり、Voはハイ電位
である。シュミットトリガの動作は公知である（Tietze
/Schenk著“Halbleiter−Schaltungstechnik",第182頁
および第22頁以下参照）。定常状態において充電コンデ
ンサは平均直流電流Imによって充電される。シュミット
トリガの状態、従って発振器電圧Voszに応じて、スイッ
チ５は交互に０または−2Imに調整されかつその都度の
電流（−2Imまたは０）はImと重畳される。従ってこの
ことから結果的に生じる電流Ie（＝Imまたは−Im）は充
電コンデンサを充電するかまたはそれを放電する。スイ
ッチ６は、発振器周波数の、入力周波数へのロックに応
じて（即ち定常状態において）０にある。そうでない場
合にはスイッチ６は、発振器周波数を入力周波数にロッ
クするために、IDまたは−IDに切り換えられる。その際
電流IDまたは−IDは直流補償電流として用いられかつ同
様Imまたは−Imと重畳される。従って充電コンデンサ、
ひいては発振器は領域f0−Δｆないしf0＋Δｆにおいて
入力信号の入力周波数finにロックすることができる。
ここで出力式として、Δf/f0＝Id/Imが用いられる。変
調されない入力周波数fin＝f0に対して、シュミットト
リガの出力側、即ち発振器の出力側に、90゜の位相ずれ
が生じる。周波数変調された入力信号において、fin−f
0に比例するΔφの付加的な位相ずれが生じる。それか
ら位相検出器２は発振器電圧Vosz（発振器周波数fosz）
を有するシュミットトリガの出力側の発振器信号を入力
電圧Vin（および入力周波数fin）を有する入力信号と混
合しかつ位相検出器の出力側においてパルス幅変調され
た信号が取り出される。このパルス幅変調された信号は
例えば、図示されていない後置接続されたローパスフィ
ルタを介して低周波の音声信号に変換することができ
る。
構成が示されている。この回路は実質的に、電流制御さ
れる発振器１を有する位相調整回路と位相検出器として
の４象限／アナログ乗算器２とから成っている。発振器
１は電流制御される充電コンデンサ３およびシュミット
トリガ４から成る。発振器の自走周波数はf0＝（２ΔVC
2/Im）-1である。ΔＶは、充電コンデンサの電圧Vuおよ
びVo間の電圧差であり、VuおよびVoはシュミットトリガ
の切換電位である。Vuはロー電位であり、Voはハイ電位
である。シュミットトリガの動作は公知である（Tietze
/Schenk著“Halbleiter−Schaltungstechnik",第182頁
および第22頁以下参照）。定常状態において充電コンデ
ンサは平均直流電流Imによって充電される。シュミット
トリガの状態、従って発振器電圧Voszに応じて、スイッ
チ５は交互に０または−2Imに調整されかつその都度の
電流（−2Imまたは０）はImと重畳される。従ってこの
ことから結果的に生じる電流Ie（＝Imまたは−Im）は充
電コンデンサを充電するかまたはそれを放電する。スイ
ッチ６は、発振器周波数の、入力周波数へのロックに応
じて（即ち定常状態において）０にある。そうでない場
合にはスイッチ６は、発振器周波数を入力周波数にロッ
クするために、IDまたは−IDに切り換えられる。その際
電流IDまたは−IDは直流補償電流として用いられかつ同
様Imまたは−Imと重畳される。従って充電コンデンサ、
ひいては発振器は領域f0−Δｆないしf0＋Δｆにおいて
入力信号の入力周波数finにロックすることができる。
ここで出力式として、Δf/f0＝Id/Imが用いられる。変
調されない入力周波数fin＝f0に対して、シュミットト
リガの出力側、即ち発振器の出力側に、90゜の位相ずれ
が生じる。周波数変調された入力信号において、fin−f
0に比例するΔφの付加的な位相ずれが生じる。それか
ら位相検出器２は発振器電圧Vosz（発振器周波数fosz）
を有するシュミットトリガの出力側の発振器信号を入力
電圧Vin（および入力周波数fin）を有する入力信号と混
合しかつ位相検出器の出力側においてパルス幅変調され
た信号が取り出される。このパルス幅変調された信号は
例えば、図示されていない後置接続されたローパスフィ
ルタを介して低周波の音声信号に変換することができ
る。
第２図には、発振器の回路図とその説明のための時間
線図が示されている。トランジスタQ6−Q8は、スイッチ
として構成されている差動増幅器を制御するシュミット
トリガを形成する。これにより第２図の時間線図に示さ
れているΔ電圧が発生される。
線図が示されている。トランジスタQ6−Q8は、スイッチ
として構成されている差動増幅器を制御するシュミット
トリガを形成する。これにより第２図の時間線図に示さ
れているΔ電圧が発生される。
この発振器における特別の注目点は雑音特性である。
申し分ない雑音特性を得るために、シュミットトリガの
帯域幅を制限することが必要である。このためのフィル
タ容量のCFILTが設けられている。時定数は出来るだけ
大きいが、大きな周波数ずれを回避するために十分小さ
い（Ｔ＝0.13×T periode）。このフィルタがなけれ
ば、FM検波器の雑音特性は満足できるものではない。
申し分ない雑音特性を得るために、シュミットトリガの
帯域幅を制限することが必要である。このためのフィル
タ容量のCFILTが設けられている。時定数は出来るだけ
大きいが、大きな周波数ずれを回避するために十分小さ
い（Ｔ＝0.13×T periode）。このフィルタがなけれ
ば、FM検波器の雑音特性は満足できるものではない。
第１図において既に示されているように、発振器１は
FM検波器の要部である。制御電流Io（第３図において）
は入力電流によって変調される。その周波数が発振器の
自走周波数fZの近傍にあるとき、それは同期されかつ第
３図における線図に示されているような時間特性を呈す
る。到来する入力信号が発振器の自走周波数と同じ周波
数を有するとき、90゜の位相回転が生じる。自走周波数
とは異なっていると、リニヤな位相偏移が生じる（第３
図参照）。製造されたモジュールのシミュレーションお
よび測定の結果、申し分ない特性が得られた（SN比70d
B、２％以下の歪み率、側波帯搬送波間隔40dB）。
FM検波器の要部である。制御電流Io（第３図において）
は入力電流によって変調される。その周波数が発振器の
自走周波数fZの近傍にあるとき、それは同期されかつ第
３図における線図に示されているような時間特性を呈す
る。到来する入力信号が発振器の自走周波数と同じ周波
数を有するとき、90゜の位相回転が生じる。自走周波数
とは異なっていると、リニヤな位相偏移が生じる（第３
図参照）。製造されたモジュールのシミュレーションお
よび測定の結果、申し分ない特性が得られた（SN比70d
B、２％以下の歪み率、側波帯搬送波間隔40dB）。
“ワン・チップ”受信機を製造するために、集積回路
に含まれているアナログ回路、例えばフィルタ、FM検波
器も、素子の許容偏差および製造時のばらつきのため
に、調整しなければならない。このために第５図に示さ
れているような調整ツリーが使用されている。ここには
水平周波数発振器60が示されている。それは基準回路部
分である。
に含まれているアナログ回路、例えばフィルタ、FM検波
器も、素子の許容偏差および製造時のばらつきのため
に、調整しなければならない。このために第５図に示さ
れているような調整ツリーが使用されている。ここには
水平周波数発振器60が示されている。それは基準回路部
分である。
その周波数は容易に測定することができかつ５ビット
DA変換器601を用いて±１％より僅かな誤差で調整する
ことができる。DA変換器はテレビジョン装置製造の際に
ソフトウエアで調整可能であり、そのときその調整が記
憶されている。
DA変換器601を用いて±１％より僅かな誤差で調整する
ことができる。DA変換器はテレビジョン装置製造の際に
ソフトウエアで調整可能であり、そのときその調整が記
憶されている。
このDA変換器の周辺における高い電圧パルスによっ
て、記憶内容が不都合にも変化する可能性がある。これ
により水平周波数が著しく低くなったとすれば、水平出
力段およびスイッチング電源部が破壊されるおそれがあ
る。それ故にDA変換器601においてパリティチェックが
実施される。このチェックでエラーが生じるとき、スイ
イッチ602によって最大の制御電流に調整される。これ
により水平周波数は高められかつ回路の破壊は阻止され
る。
て、記憶内容が不都合にも変化する可能性がある。これ
により水平周波数が著しく低くなったとすれば、水平出
力段およびスイッチング電源部が破壊されるおそれがあ
る。それ故にDA変換器601においてパリティチェックが
実施される。このチェックでエラーが生じるとき、スイ
イッチ602によって最大の制御電流に調整される。これ
により水平周波数は高められかつ回路の破壊は阻止され
る。
水平周波数発振器60が調整されているとき、制御電流
Icは基準電流Iref＝Verf/Rextから取り出される。製造
許容偏差によって、例えば集積回路におけるコンデンサ
は、実際値Cactualの、公称値Cnominalに対する比で表
される。これにより制御電流Icは容量的に調整され
（‘キャパシタ・アジャステド’）かつ例えば値Ic＝Ir
of＊Cactual/Cnominalを有する。Cactualは実際には水
平周波数発振器60の周波数測定を介して直接測定され
る。
Icは基準電流Iref＝Verf/Rextから取り出される。製造
許容偏差によって、例えば集積回路におけるコンデンサ
は、実際値Cactualの、公称値Cnominalに対する比で表
される。これにより制御電流Icは容量的に調整され
（‘キャパシタ・アジャステド’）かつ例えば値Ic＝Ir
of＊Cactual/Cnominalを有する。Cactualは実際には水
平周波数発振器60の周波数測定を介して直接測定され
る。
水平周波数発生器の出力周波数は確かに実質的に制御
電流Icに依存しているが、温度電圧VTおよびピーク−ピ
ーク出力電圧Vppにも僅かに依存している。これにより
この周波数は約Ic/Cactual＊（１＋９＊VT/Vpp）になり
かつ結果的に、制御電流Icによって調整される、所定の
アナログ回路部分に対して更に微調整を行うことが必要
である。
電流Icに依存しているが、温度電圧VTおよびピーク−ピ
ーク出力電圧Vppにも僅かに依存している。これにより
この周波数は約Ic/Cactual＊（１＋９＊VT/Vpp）になり
かつ結果的に、制御電流Icによって調整される、所定の
アナログ回路部分に対して更に微調整を行うことが必要
である。
この理由から、集積回路に種々の回路部分に対する５
つの制御ループは設けられており、それらにおいて制御
電流Icは加算部616,626,636,646および676において補正
電流（ICON）と結合される。
つの制御ループは設けられており、それらにおいて制御
電流Icは加算部616,626,636,646および676において補正
電流（ICON）と結合される。
アナログフィルタ621−623およびFM復調器624は第１
音声チャネルを形成し、アナログフィルター631−633お
よびFM復調器634は第２音声チャネルを形成する。２つ
の音声チャネルの微調整に対する判定基準は、FM復調器
624ないし634の出力側における直流電圧オフセットであ
る。出力電圧はローパスフィルタ625ないし635において
10Hzの遮断周波数によってフィルタリングされる。生じ
た直流電圧成分はそれぞれ、補正電流ICONを発生する。
音声チャネルを形成し、アナログフィルター631−633お
よびFM復調器634は第２音声チャネルを形成する。２つ
の音声チャネルの微調整に対する判定基準は、FM復調器
624ないし634の出力側における直流電圧オフセットであ
る。出力電圧はローパスフィルタ625ないし635において
10Hzの遮断周波数によってフィルタリングされる。生じ
た直流電圧成分はそれぞれ、補正電流ICONを発生する。
サウンドトラップ611−612および映像中間周波数にお
ける等化器613並びに音声中間周波数における前置選択
フィルタ614の微調整は、PLLループの帰還結合部に設け
られている付加的な基準バイカッドフィルタ617を用い
て実施される。PLLループは基準発振器615およびプログ
ラム可能な1:n分周器618を含んでいる。その際基準バイ
カッドフィルタ617の遮断周波数はサウンドトラップ611
−612、等化器613および前置選択フィルタ614の周波数
位置に整合されているので、申し分ない同期が実現され
る。
ける等化器613並びに音声中間周波数における前置選択
フィルタ614の微調整は、PLLループの帰還結合部に設け
られている付加的な基準バイカッドフィルタ617を用い
て実施される。PLLループは基準発振器615およびプログ
ラム可能な1:n分周器618を含んでいる。その際基準バイ
カッドフィルタ617の遮断周波数はサウンドトラップ611
−612、等化器613および前置選択フィルタ614の周波数
位置に整合されているので、申し分ない同期が実現され
る。
サウンドトラップ611−612、等化器613および前置選
択フィルタ614に対して処理すべき高い周波数のためにg
m増幅器タイプ１が使用されるので、制御電流Icは更に
回路619において更に温度に依存した補正が行われる。
択フィルタ614に対して処理すべき高い周波数のためにg
m増幅器タイプ１が使用されるので、制御電流Icは更に
回路619において更に温度に依存した補正が行われる。
クロマ ベル形フィルタ64の微調整の際に、最大で±
0.4％の誤差のみが発生する可能性がある。更に、クロ
マ ベル形フィルタ64のＱは値16に達しなければならな
い。それ故に種々の微調整方法が使用される。垂直帰線
消去期間（フレーム）の間、このフィルタは調整モード
に切り換えられる。PAL色副搬送波周波数4.43MHzを有す
る水晶発振器641はフィルタ64に接続されかつ位相コン
パレータ642においてフィルタの入力側および出力側に
おける位相が比較される。位相差が零であるとき、クロ
マ ベル形フィルタ64の中心周波数はPAL色副搬送波と
一致する。位相コンパレータ642は標本化および保持回
路643に接続されている。僅かな漏れ電流が必要である
ので、標本化および保持回路643は図示されていないNMO
S入力側を有する演算増幅器を有している。それに、制
御電流Icに対する補正電流を発生する積分器644が続い
ている。付加的に測定期間に補正回路645によって約2.3
％の小さな補正係数が導入される。その理由はクロマ
ベル形フィルタ64の目標中心周波数（4.328MHz）はPAL
色副搬送波（4.43MHz）とは僅かに相異している。
0.4％の誤差のみが発生する可能性がある。更に、クロ
マ ベル形フィルタ64のＱは値16に達しなければならな
い。それ故に種々の微調整方法が使用される。垂直帰線
消去期間（フレーム）の間、このフィルタは調整モード
に切り換えられる。PAL色副搬送波周波数4.43MHzを有す
る水晶発振器641はフィルタ64に接続されかつ位相コン
パレータ642においてフィルタの入力側および出力側に
おける位相が比較される。位相差が零であるとき、クロ
マ ベル形フィルタ64の中心周波数はPAL色副搬送波と
一致する。位相コンパレータ642は標本化および保持回
路643に接続されている。僅かな漏れ電流が必要である
ので、標本化および保持回路643は図示されていないNMO
S入力側を有する演算増幅器を有している。それに、制
御電流Icに対する補正電流を発生する積分器644が続い
ている。付加的に測定期間に補正回路645によって約2.3
％の小さな補正係数が導入される。その理由はクロマ
ベル形フィルタ64の目標中心周波数（4.328MHz）はPAL
色副搬送波（4.43MHz）とは僅かに相異している。
色副搬送波65の調整は余り難しくない。クロマ ベル
形フィルタ64に対するのと同じ制御電流が使用される。
形フィルタ64に対するのと同じ制御電流が使用される。
垂直同期分離器671、Φ２ループ回路672およびスイッ
チング電源部に対するパルス幅変調器673に対する制御
電流補正値は、基準積分器674を有する別のPLLループを
介して得られる。
チング電源部に対するパルス幅変調器673に対する制御
電流補正値は、基準積分器674を有する別のPLLループを
介して得られる。
自動的に微調整が行われる既述の調整方法は、バイポ
ーラおよびBICMOSテクノロジーにおける集積回路に適し
ている。
ーラおよびBICMOSテクノロジーにおける集積回路に適し
ている。
付加的な微調整によって有利にも、回路部分の温度依
存性も低減される。
存性も低減される。
第４図には、中心周波数が500kHzに同調されているFM
検波器の詳細な回路が示されている。位相検出器２は、
トランジスタQ3,Q5,Q6,Q8,Q9およびQ10から形成され
る。シュミットトリガはトランジスタQ15,Q16およびQ18
並びに抵抗R12,R13,R15並びに容量C4およびC3から形成
される。トランジスタQ22は電流Imを発生し、トランジ
スタQ30かまたはQ21が電流−2Imを発生する。トランジ
スタQ28は電流Idを発生する。
検波器の詳細な回路が示されている。位相検出器２は、
トランジスタQ3,Q5,Q6,Q8,Q9およびQ10から形成され
る。シュミットトリガはトランジスタQ15,Q16およびQ18
並びに抵抗R12,R13,R15並びに容量C4およびC3から形成
される。トランジスタQ22は電流Imを発生し、トランジ
スタQ30かまたはQ21が電流−2Imを発生する。トランジ
スタQ28は電流Idを発生する。
フロントページの続き (72)発明者 ロート，ザビーネ ドイツ連邦共和国 Ｄ―7730 ファウエ ス―フィリンゲン アウフ デア ヴァ ンネ 67 (56)参考文献 特開 昭58−177013（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03D 3/06 H03D 3/24
Claims (6)
- 【請求項１】復調すべき入力信号を発振器（１）信号と
混合する位相検出器（２）を使用してFM信号を復調する
ための方法であって、該発振器信号の周波数および／ま
たは位相は前記復調すべき入力信号および基準電流（I
e）によって制御され、ここで前記発振器信号を充電コ
ンデンサ（３）および該充電コンデンサの出力信号に基
づいて動作するシュミットトリガ（４）を使用して発生
し、 該シュミットトリガの出力信号から前記発振器（１）信
号を導出し、 第１のスイッチング手段（５）が、前記シュミットトリ
ガの前記出力信号の状態に従って前記基準電流（Ie）の
方向を交番的に変化し、該基準電流は、前記充電コンデ
ンサを充電および放電するために該充電コンデンサに供
給される 形式の方法において、 前記発振器（１）信号の周波数および／または位相がロ
ックされた状態にはないときに更に、第２のスイッチン
グ手段（６）が前記充電コンデンサに対する電流供給を
制御して、前記発振器信号の周波数が復調すべき入力信
号の周波数にセットされるようにする ことを特徴とするFM信号の復調方法。 - 【請求項２】前記位相検出器（２）は４象限乗算器であ
る 請求項１記載のFM信号の復調方法。 - 【請求項３】前記基準電流（Ie）を固定量の電流（Im）
と、該固定量の電流（Im）の２倍の負の量を有している
第２の電流（−2Im）との加算（＋）によって形成しか
つ該第２の電流の加算を前記発振器（１）信号によって
制御する 請求項１または２記載のFM信号の復調方法。 - 【請求項４】充電コンデンサ（３）を備え、該充電コン
デンサはシュミットトリガ（４）に作用接続されてお
り、該シュミットトリガは充電コンデンサ（３）の出力
信号に基づいて動作し、 位相検出器（２）を備え、該位相検出器は、復調すべき
入力信号と、発振器（１）信号とを混合し、該発振器信
号の周波数および／または位相は復調すべき入力信号お
よび基準電流（Ie）によって制御され、ここで該発振器
信号は前記充電コンデンサ（３）によって発生されかつ
前記シュミットトリガ（４）の出力信号から、該発振器
信号が取り出されるようになっており、 第１のスイッチング手段（５）を備え、該スイッチング
手段は前記充電コンデンサに供給されるようになってい
る前記基準電流の方向を交番的に変化して、前記シュミ
ットトリガの状態に従って前記充電コンデンサが充電お
よび放電される 形式のFM検波器において、 前記発振器（１）信号の周波数および／または位相がロ
ックされた状態にはないときに更に、第２のスイッチン
グ手段（６）が前記充電コンデンサに対する電流供給を
制御して、前記発振器信号の周波数が復調すべき入力信
号の周波数にセットされるようにする ことを特徴とするFM検波器。 - 【請求項５】前記位相検出器は４象限乗算器である 請求項４記載のFM検波器。
- 【請求項６】前記基準電流（Ie）は固定量の電流（Im）
と、該固定量の電流（Im）の２倍の負の量を有している
第２の電流（−2Im）との加算（＋）によって形成され
かつ該第２の電流の加算は前記発振器（１）信号によっ
て制御される 請求項４または５記載のFM検波器。
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