JP3150521B2 - ブリッジ回路及びインバータ装置 - Google Patents
ブリッジ回路及びインバータ装置Info
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Description
ータ装置及びブリッジ回路に関する。
電力を交流電力に変換する際に、高調波成分を抑制する
インバータとして多レベル出力のインバータ装置が用い
られる。この種の従来のインバータ装置の主回路に用い
られる従来のブリッジ回路を図10に示す。
1相当たり3レベルの出力電圧を発生することができ
る。同図において、E1 ,E2 は直流電圧源、S11〜S
14はスイッチ素子、D11〜D16はダイオード、OUTは
出力端子である。
電圧は、スイッチ素子S11とS12がオンし、スイッチ素
子S13とS14がオフの状態のとき電圧V1 となり、スイ
ッチ素子S12とS13がオンし、スイッチ素子S11とS14
がオフの状態のとき電圧V2となり、スイッチ素子S13
とS14がオンし、スイッチ素子S11とS12がオフの状態
のとき電圧V3 となり、3レベルの出力が得られる。こ
れらのスイッチ素子をPWM制御することにより図11に
示す出力電圧が得られる。
成(4レベル)の従来のブリッジ回路を図12に示す。同
図において、E1 ,E2 ,E3 は直流電圧源、S21〜S
26はスイッチ素子、D21〜D32はダイオード、OUTは
出力端子である。
素子S21〜S23がオンし、スイッチ素子S24〜S26がオ
フのとき電圧V1 となり、スイッチ素子S22〜S24がオ
ンし、スイッチ素子S21・S25・S26がオフのとき電圧
V2 となり、スイッチ素子S23〜S25がオンし、スイッ
チ素子S21・S22・S26がオフのとき電圧V3 となり、
スイッチ素子S24〜S26がオンし、スイッチ素子S21〜
S23がオフのとき電圧V4 となり、4レベルの出力が得
られる。
めに、インバータの直流電源を複数の電圧源を直列接続
し、その接続点の電位をも出力するように各スイッチ素
子のオン・オフが制御される。
用いてインバータ装置の高圧大容量化を図る場合、電圧
分担のために素子を複数個直列に接続するか、あるいは
高圧大容量の素子を用いる必要がある。
の素子間の負担のバランスが問題となる。一方、高圧大
容量の素子はスイッチング周波数を高くすることができ
ないので、出力波形改善のための高周波のPWM制御が
困難となる。
素子間の負担のバランスが十分に行えないという問題が
ある。本発明は上記問題を解消しようとしてなされたも
ので、直流電圧源の分割数を増やしても1個の素子には
分割された直流電圧源の1個分の電圧しかかからないよ
うにして、各々の素子にかかる負担を軽減し、出力レベ
ルの数を増やすことによりPWM制御を用いなくても、
あるいはPWM制御のスイッチング周波数を低くしても
容易に波形改善を行うことができ、容易に大容量化を図
ることのできるブリッジ回路及びインバータ装置を提供
することにある。
る発明として、ダイオードを逆並列に接続したスイッチ
素子を少なくとも3個以上直列接続して成る正側アーム
と負側アームを直流電圧源の正極と負極間に直列接続
し、正側アームと負側アームの接続点を中間点とし該中
間点から交流電力を出力するブリッジ回路において、前
記正側又は負側アームのスイッチ素子の直列数と同数の
電圧源を直列接続して前記直流電圧源とし、前記中間点
を起点とし、対称位置にある正側アームと負側アームの
それぞれのスイッチ素子の直列接続点間に、それぞれ直
列接続した複数のダイオードで成る少なくとも2個以上
のクランプ回路を設け、このクランプ回路によりスイッ
チ素子の直列接続点の電位を前記電圧源の直列接続点の
電位にクランプする。
に、前記直流電圧源の正極と負極に最も近い前記対称位
置にあるスイッチ素子の直列接続点間に接続される第1
のクランプ回路の直列接続された複数のダイオードの直
列接続点を前記電圧源の直列接続点にそれぞれ接続し、
中間に位置する電圧源の両端に接続される該第1のクラ
ンプ回路のダイオードを2個のダイオードの直列回路と
成し、前記直流電圧源の正極と負極に次に近い前記対称
位置にあるスイッチ素子の直列接続点間に接続される第
2のクランプ回路の直列接続された複数のダイオードの
直列接点を前記第1のクランプ回路の2個のダイオード
の直列接続点に接続する。
に、前記直流電圧源の正極と負極に最も近い前記対称位
置にあるスイッチ素子の直列接続点間に接続される第1
のクランプ回路の直列接続された複数のダイオードの直
列接続点を前記電圧源の直列接続点にそれぞれ接続し、
中間に位置する電圧源の両端に接続される該第1のクラ
ンプ回路のダイオードを2個のダイオードの直列回路と
成し、前記直流電圧源の正極と負極に順次に近い前記対
称位置にあるスイッチ素子の直列接続点間に接続される
複数のクランプ回路の直列接続された複数のダイオード
の直列接続点を前記第1のクランプ回路及び前記複数の
クランプ回路の2個のダイオードの直列接続点に順次そ
れぞれ接続し、該2個のダイオードの直列接続点間に接
続される前記複数のクランプ回路のダイオードをそれぞ
れ2個のダイオードの直列回路で構成する。
に、前記正側アームと負側アームの直列接続されたスイ
ッチ素子の一部のスイッチ素子を並列接続し、通電容量
を増大する。
に、前記クランプ回路の直列接続されたダイオードの一
部のダイオードを並列接続し、通電容量を増大する。 (6)請求項6に対応する発明として、前記(1)項の
ものにおいて、前記正側アーム及び負側アームの直列接
続されたスイッチ素子の正側の全部か負側の全部、ある
いは正側アームと負側アームの連続して直列接続された
一部のスイッチ素子を導通させ、前記直流電圧源の正極
か負極の電位、あるいは前記直流電圧源の複数の電圧源
の直列接続点の電位を前記中間点に出力する。
記(1)項に記載のブリッジ回路を備え、このブリッジ
回路に用いる前記直流電圧源を電圧制御された複数の電
圧源の直列回路するインバータ装置とする。
記(1)項に記載のブリッジ回路を少なくとも2回路以
上備え、単相あるいは多相の交流電力を出力するインバ
ータ装置とする。
側アームの直列接続された各スイッチ素子のオン・オフ
の組合せにより、前記中間点には少なくとも4種以上の
電位の出力が得られる。この場合、それぞれの電位の出
力状態において、オフ状態となっているスイッチ素子の
直列接続点電位は前記クランプ回路の直列接続されたダ
イオードの回路を介して前記電圧源の直列接続点電位に
クランプされ、オフ状態のスイッチ素子には前記電圧源
の1個分の電圧が印加される。
態となっているスイッチ素子の直列接続点電位を前記電
圧源の直列接続点電位にクランプするとき、前記第1の
クランプ回路の2個のダイオードの直列回路と前記第2
のクランプ回路のダイオードを介してクランプされる。
態となっているスイッチ素子の直列接続点電位を前記電
圧源の直列接続点電位にクランプするとき、前記第1の
クランプ回路の2個のダイオードの直列回路と前記複数
のクランプ回路の2個のダイオードの直列回路を介して
クランプされる。
スイッチ素子を並列接続することにより、スイッチ素子
の電力損失の平均化を行う。 (5)請求項5に対応する発明は、一部のダイオードを
並列接続することにより、ダイオードの電力損失の平均
化を行う。
て直列接続された一部(正側アームあるいは負側アーム
の全直列素子数に等しい数)のスイッチ素子を導通する
ことにより前記中間点に複数の電圧源の任意の直列接続
点電位が出力される。
源の電圧を電圧抑制により所定値に保ち、クランプ回路
を介して流れる電流による電圧変動を抑制する。 (8)請求項8に対応する発明は、各ブリッジ回路の中
性点にPWM制御により多レベルの電位を出力し、該中
性点間に単相あるいは多相の交流電力を出力する。
示す。図1において、E1 〜E3 は直流電圧源、S1a〜
S3a,S1b〜S3bはスイッチ素子、D1a〜D3a,D1b〜
D3b,D1,1 〜D2,4 はダイオード、OUTは出力端
子、V1 〜V4 は直流電圧源の各端子の電位である。ま
た、出力電流Io が出力端子から負荷に向かって流れる
向き(矢印方向)を正とする。
圧源E1 〜E3 の直列接続で成り、正側アームと負側ア
ームがダイオードを逆並列に接続したスイッチ素子を3
個直列接続して成り、第1のクランプ回路はダイオード
D2,1 〜D2,4 で成り、第2のクランプ回路はダイオー
ドD1,1 ,D1,2 で成り、請求項1,2,6に対応した
発明の例である。
2a,S1aがオンすると、出力電圧はV1 となり、出力電
流は、正の時、S3a・S2a・S1aの経路に、負の時、D
1a・D2a・D3aの経路に流れる。
と、出力電圧はV2 となり、出力電流は、正の時、D
2,1 ・S2a・S1aの経路に、負の時、S1b・D1,2 ・D
2,2 の経路に流れる。
と、出力電圧はV3 となり、出力電流は、正の時、D
2,3 ・D1,1 ・S1aの経路に、負の時、S1b・S2b・D
2,4 の経路に流れる。
と、出力電圧はV4 となり、出力電流は、正の時、D3b
・D2b・D1bの経路に、負の時、S1b・S2b・S3bの経
路に流れる。
の電位V1 ,V4 、あるいは電圧源の直列接続点の電位
V2 ,V3 の4レベルの出力が得られ、図2に示すよう
な出力電圧が得られる。
素子にかかる電圧を高くせずに、出力容量を大きくする
ことができ、PWMの変調周波数を高くすることなく出
力波形を改善することができる。
に示す。図3において、E1 〜E4 は直流電圧源、S1a
〜S4a,S1b〜S4bはスイッチ素子、D1a〜D4a,D1b
〜D4b,D1,1 〜D3,6 はダイオード、OUTは出力端
子、V1 〜V5 は直流電圧源の各端子の電位である。
圧源E1 〜E4 の直列接続で成り、正側アームと負側ア
ームがダイオードを逆並列に接続したスイッチ素子を4
個直列接続して成り、第1のクランプ回路はダイオード
D3,1 〜D3,6 で成り、第2、第3の複数のクランプ回
路はダイオードD2,1 〜D2,4 ,D1,1 〜D2,2 で成
り、請求項1,3,6に対応した発明の例である。
3a,S2a,S1aがオンすると、出力電圧はV1 となり、
出力電流は、正の時、S4a・S3a・S2a・S1aの経路
に、負の時、D1a・D2a・D3a・D4aの経路に流れる。
ンすると、出力電圧はV2 となり、出力電流は、正の
時、D3,1 ・S3a・S2a・S1aの経路に、負の時、S1b
・D1,2 ・D2,2 ・D3,2 の経路に流れる。
ンすると、出力電圧はV3 となり、出力電流は、正の
時、D3,3 ・D2,1 ・S2a・S1aの経路に、負の時、S
1b・S2b・D2,4 ・D3,4 の経路に流れる。
ンすると、出力電圧はV4 となり、出力電流は、正の
時、D3,5 ,D2,3 ・D1,1 ・S1aの経路に、負の時、
S1b・S2b・S3b・D3,6 の経路に流れる。
ンすると、出力電圧はV5 となり、出力電流は、正の
時、D4b,D3b・D2b・D1bの経路に、負の時、S1b・
S2b・S3b・D4bの経路に流れる。
の電位V1 ,V5 あるいは各電圧源の直列接続点の電位
V2 ,V3 ,V4 の5レベルの出力が得られ、図4に示
すような出力電圧が得られる。従って、更に、出力波形
の改善を行うことができる。
に示す。この第3実施例は、正側アームと負側アームの
直列接続されたスイッチ素子の一部のスイッチ素子
S1a,S2a,S1b,S2bが並列接続して成り、第1のク
ランプ回路の一部のダイオードD2,1 ,D2,4 が並列接
続して成り請求項1,2,4,5,6に対応した発明の
例である。
Io を供給する場合の波形例を図6、図7に示す。図6
は負荷の力率が悪い場合の例であり、スイッチ素子にお
いては出力端子に近い素子ほど通電量が多くなり、ダイ
オードにおいてはほぼ同等である。
スイッチ素子においてはS2a,S1a,S1b,S2bが、ダ
イオードにおいてはD2,1 ,D2,4 が、他の素子と比較
して通電量が多いことがわかる。本実施例ではこの状態
を考慮し、各々の素子の通電容量により負担の大きい素
子を並列接続することにより、各素子で発生する電力損
失の平均化を行い、各素子の稼動率を向上させ、交流電
力の出力容量を増大させることができる。
8に示す。図8において、トランス1により分割された
交流電源をサイリスタブリッジにより構成された各コン
バータ2により直流に変換し、各平滑コンデンサ3を介
して所定電圧に制御された直流電源とし、これらの直流
電源を直列接続して直流電圧源としたもので、請求項7
に対応した発明の例である。このように構成したインバ
ータ装置とすれば、図7のようにダイオードD2,1 〜D
2,4 に流れる電流が異なっていても平滑コンデンサの電
圧が変動しないようにコンバータ2が制御するので、直
流電源の電圧変動は抑えられ、出力波形が歪んだりある
いはダイオードに過電圧が印加されたりするのを防ぐこ
とができる。
9に示す。図9において、11〜13は本発明によるブリッ
ジ回路であり、11のみ内部構成を示しているが12,13も
同じ構成とする。なお、11の内部構成は図1の構成と同
じもので示したが、図3、図5の構成としてもよく、こ
れに限定するものではない。
路用い3相の交流電力を出力するもので請求項8に対応
する発明の例である。このようにして、単相あるいは多
相の多レベル出力のインバータ装置を容易に構築するこ
とができる。
チ素子およびダイオードには分割された直流電圧源の1
個分の電圧しかかからないので、各々の素子にかかる負
担を軽減することができる。さらに、出力レベルの数が
増えるためにPWM制御を用いなくても、あるいは低い
変調周波数のPWM制御でも容易に波形改善を行うこと
ができる。したがって、スイッチング周波数を高くする
ことができない大容量半導体素子を用いることができ、
インバータ装置の大容量化を容易に行うことができるブ
リッジ回路が得られる。
直流電圧源を3分割しスイッチ素子を3個直列にしたと
き、オフ状態の3個のスイッチ素子に3分割した電圧を
容易に配分することのできるブリッジ回路が得られる。
直流電圧源をN(N>=3)分割し、スイッチ素子をN
個直列にしたとき、オフ状態のN個のスイッチ素子にN
分割した電圧を容易に配分することのできるブリッジ回
路が得られる。
直列接続されたスイッチ素子全体としての稼動率が向上
し、交流電力の出力容量を増大することのできるブリッ
ジ回路が得られる。
直列接続されたダイオード全体としての稼動率が向上
し、交流電力の出力容量を増大することのできるブリッ
ジ回路が得られる。
直流電圧源をN(N>=3)分割し、スイッチ素子をN
個直列にしたとき、N分割した直流電圧源の任意の電位
を容易に出力することのできるブリッジ回路が得られ
る。
分割された各直流電圧源に流れる電流が異なっても、そ
の電圧が所定値に保たれるので波形歪の少ない交流電力
を出力する多レベル出力のインバータ装置が得られる。
本発明のブリッジ回路を用いて、単相あるいは多相の交
流電力を出力する多レベル出力のインバータ装置が得ら
れる。
図。
図。
図。
図。
図。
で、負荷力率が悪い場合の各部電流波形を示す図。
で、負荷力率が良い場合の各部電流波形を示す図。
成図。
成図。
のブリッジ回路の構成図。
めの波形図。
Claims (8)
- 【請求項1】 ダイオードを逆並列に接続したスイッチ
素子を少なくとも3個以上直列接続して成る正側アーム
と負側アームを直流電圧源の正極と負極間に直列接続
し、正側アームと負側アームの接続点を中間点とし該中
間点から交流電力を出力するブリッジ回路において、前
記正側又は負側アームのスイッチ素子の直列数と同数の
電圧源を直列接続して前記直流電圧源とし、前記中間点
を起点とし、対称位置にある正側アームと負側アームの
それぞれのスイッチ素子の直列接続点間に、それぞれ直
列接続した複数のダイオードで成る少なくとも2個以上
のクランプ回路を設け、このクランプ回路によりスイッ
チ素子の直列接続点の電位を前記電圧源の直列接続点の
電位にクランプすることを特徴とするブリッジ回路。 - 【請求項2】 請求項1に記載のブリッジ回路におい
て、前記直流電圧源の正極と負極に最も近い前記対称位
置にあるスイッチ素子の直列接続点間に接続される第1
のクランプ回路の直列接続された複数のダイオードの直
列接続点を前記電圧源の直列接続点にそれぞれ接続し、
中間に位置する電圧源の両端に接続される該第1のクラ
ンプ回路のダイオードを2個のダイオードの直列回路と
成し、前記直流電圧源の正極と負極に次に近い前記対称
位置にあるスイッチ素子の直列接続点間に接続される第
2のクランプ回路の直列接続された複数のダイオードの
直列接点を前記第1のクランプ回路の2個のダイオード
の直列接続点に接続する構成とすることを特徴とするブ
リッジ回路。 - 【請求項3】 請求項1に記載のブリッジ回路におい
て、前記直流電圧源の正極と負極に最も近い前記対称位
置にあるスイッチ素子の直列接続点間に接続される第1
のクランプ回路の直列接続された複数のダイオードの直
列接続点を前記電圧源の直列接続点にそれぞれ接続し、
中間に位置する電圧源の両端に接続される該第1のクラ
ンプ回路のダイオードを2個のダイオードの直列回路と
成し、前記直流電圧源の正極と負極に順次に近い前記対
称位置にあるスイッチ素子の直列接続点間に接続される
複数のクランプ回路の直列接続された複数のダイオード
の直列接続点を前記第1のクランプ回路及び前記複数の
クランプ回路の2個のダイオードの直列接続点に順次そ
れぞれ接続し、該2個のダイオードの直列接続点間に接
続される前記複数のクランプ回路のダイオードをそれぞ
れ2個のダイオードの直列回路で構成することを特徴と
するブリッジ回路。 - 【請求項4】 請求項1に記載のブリッジ回路におい
て、前記正側アームと負側アームの直列接続されたスイ
ッチ素子の一部のスイッチ素子を並列接続し、通電容量
を増大することを特徴とするブリッジ回路。 - 【請求項5】 請求項1に記載のブリッジ回路におい
て、前記クランプ回路の直列接続されたダイオードの一
部のダイオードを並列接続し、通電容量を増大すること
を特徴とするブリッジ回路。 - 【請求項6】 請求項1に記載のブリッジ回路におい
て、前記正側アーム及び負側アームの直列接続されたス
イッチ素子の正側の全部か負側の全部、あるいは正側ア
ームと負側アームの連続して直列接続された一部のスイ
ッチ素子を導通させ、前記直流電圧源の正極か負極の電
位、あるいは前記直流電圧源の複数の電圧源の直列接続
点の電位を前記中間点に出力することを特徴とするブリ
ッジ回路。 - 【請求項7】 請求項1に記載のブリッジ回路を備え、
このブリッジ回路に用いる前記直流電圧源を電圧制御さ
れた複数の電圧源の直列回路とすることを特徴とするイ
ンバータ装置。 - 【請求項8】 請求項1に記載のブリッジ回路を少なく
とも2回路以上備え、単相あるいは多相の交流電力を出
力することを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02168594A JP3150521B2 (ja) | 1994-02-21 | 1994-02-21 | ブリッジ回路及びインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02168594A JP3150521B2 (ja) | 1994-02-21 | 1994-02-21 | ブリッジ回路及びインバータ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07231673A JPH07231673A (ja) | 1995-08-29 |
JP3150521B2 true JP3150521B2 (ja) | 2001-03-26 |
Family
ID=12061930
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP02168594A Expired - Lifetime JP3150521B2 (ja) | 1994-02-21 | 1994-02-21 | ブリッジ回路及びインバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014204457A (ja) * | 2013-04-01 | 2014-10-27 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
JP6009985B2 (ja) * | 2013-04-04 | 2016-10-19 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
-
1994
- 1994-02-21 JP JP02168594A patent/JP3150521B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07231673A (ja) | 1995-08-29 |
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