JP3122144B2 - 計器の中間周波数応答特性を得る方法 - Google Patents
計器の中間周波数応答特性を得る方法Info
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- JP3122144B2 JP3122144B2 JP03002153A JP215391A JP3122144B2 JP 3122144 B2 JP3122144 B2 JP 3122144B2 JP 03002153 A JP03002153 A JP 03002153A JP 215391 A JP215391 A JP 215391A JP 3122144 B2 JP3122144 B2 JP 3122144B2
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass
- G01R35/005—Calibrating; Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden" references
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電子テスト計器に関する
ものであり、とりわけ、こうした計器の中間周波数（Ｉ
Ｆ）通過帯域応答の特性を明らかにするシステムに関す
るものである。
ものであり、とりわけ、こうした計器の中間周波数（Ｉ
Ｆ）通過帯域応答の特性を明らかにするシステムに関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】説明の便宜上、本発明は、その特定の応
用例の１つに関連して、すなわちスペクトル分析器に用
いられる較正ツールとして例示する。ただし、本発明が
こうした制限を受けるものでないのはもちろんである。
用例の１つに関連して、すなわちスペクトル分析器に用
いられる較正ツールとして例示する。ただし、本発明が
こうした制限を受けるものでないのはもちろんである。
【０００３】スペクトル分析器は、信号入力ポートと信
号分析段の間の各種信号段を用いるのが普通である。こ
れらの処理段には、１つ以上の広帯域フロントエンド増
幅器、１つ以上のミクサ及びいくつかのＩＦ増幅及びフ
ィルタリング段が含まれている場合が多い。これらの処
理段は、多くの点で有利であるが、多かれ、少なかれ、
非単位周波数応答のため、もとの入力信号の振幅及び位
相成分を変化させることは回避できない。この変化のほ
とんどは、ＩＦフィルタによって生じ、該ＩＦフィルタ
は、ＩＦ通過帯のエッジに近い信号の振幅を減衰させ、
ＩＦフィルタの帯域幅にわたった周波数の関数として、
信号の位相をシフトさせる傾向がある。従来のスペクト
ル分析器の場合、これらの位相及び振幅特性（ここで
は、計器の周波数応答と称する）は、ほとんど問題では
ない。何故なら、該計器が、そのＩＦ構造の中心におけ
る信号しか分析しないためである。この制限された応答
は、場合によっては帯域幅が数ヘルツしかない帯域幅分
解能フィルタによってもたらされるので、この結果、計
器は、間隔の密な信号を分解することができる。（こう
した狭いフィルタで広帯域信号のスペクトル特性を明ら
かにするため、計器は、その局部発振器の信号を掃引
し、入力信号のさまざまなスペクトル成分がフィルタを
通ることになる。フィルタにかけられた出力信号の大き
さは、時間の関数としてディスプレイに提示され、信号
のスペクトル分布を表す。）狭い分解能のフィルタは、
ＩＦ通過帯に中心を置いているので、ＩＦの周波数応答
は、ほとんど重要ではない。
号分析段の間の各種信号段を用いるのが普通である。こ
れらの処理段には、１つ以上の広帯域フロントエンド増
幅器、１つ以上のミクサ及びいくつかのＩＦ増幅及びフ
ィルタリング段が含まれている場合が多い。これらの処
理段は、多くの点で有利であるが、多かれ、少なかれ、
非単位周波数応答のため、もとの入力信号の振幅及び位
相成分を変化させることは回避できない。この変化のほ
とんどは、ＩＦフィルタによって生じ、該ＩＦフィルタ
は、ＩＦ通過帯のエッジに近い信号の振幅を減衰させ、
ＩＦフィルタの帯域幅にわたった周波数の関数として、
信号の位相をシフトさせる傾向がある。従来のスペクト
ル分析器の場合、これらの位相及び振幅特性（ここで
は、計器の周波数応答と称する）は、ほとんど問題では
ない。何故なら、該計器が、そのＩＦ構造の中心におけ
る信号しか分析しないためである。この制限された応答
は、場合によっては帯域幅が数ヘルツしかない帯域幅分
解能フィルタによってもたらされるので、この結果、計
器は、間隔の密な信号を分解することができる。（こう
した狭いフィルタで広帯域信号のスペクトル特性を明ら
かにするため、計器は、その局部発振器の信号を掃引
し、入力信号のさまざまなスペクトル成分がフィルタを
通ることになる。フィルタにかけられた出力信号の大き
さは、時間の関数としてディスプレイに提示され、信号
のスペクトル分布を表す。）狭い分解能のフィルタは、
ＩＦ通過帯に中心を置いているので、ＩＦの周波数応答
は、ほとんど重要ではない。
【０００４】（本書で用語ＩＦを用いる場合、もちろ
ん、分析器の入力と検出段の間における周波数変換段、
フィルタリング段、及び増幅段の全てが含まれてい
る。）最近、デジタル信号処理の進歩によって、広帯域
信号を分割して、時間順に、狭いスペクトル帯域で分解
及び分析するのではなく、一貫してサンプリング及び分
析することが可能になった。こうした計器の場合、ＩＦ
通過帯域特性は重要になる。何故なら、ＩＦ通過帯域特
性によって、信号スペクトルが成形され、その成分間の
位相関係が乱れるためである。幸いなことに、デジタル
計器の場合、信号にさらに処理を加えて、これらの周波
数応答を補償するのが比較的簡単である。ただし、最初
に、それらの数量化をしなければならない。
ん、分析器の入力と検出段の間における周波数変換段、
フィルタリング段、及び増幅段の全てが含まれてい
る。）最近、デジタル信号処理の進歩によって、広帯域
信号を分割して、時間順に、狭いスペクトル帯域で分解
及び分析するのではなく、一貫してサンプリング及び分
析することが可能になった。こうした計器の場合、ＩＦ
通過帯域特性は重要になる。何故なら、ＩＦ通過帯域特
性によって、信号スペクトルが成形され、その成分間の
位相関係が乱れるためである。幸いなことに、デジタル
計器の場合、信号にさらに処理を加えて、これらの周波
数応答を補償するのが比較的簡単である。ただし、最初
に、それらの数量化をしなければならない。
【０００５】先行技術の場合、この数量化プロセスは、
いくつかの形で行われた。最も一般的なプロセスは、１
つの周波数：すなわち、ＩＦ通過帯域の中心において、
計器の入力回路要素の位相及び振幅応答を測定すること
であった。この測定に基づく補正が、後続の全ての測定
結果に加えられる。他の数量化技法では、ＩＦ全体にわ
たってさまざまな周波数で振幅及び位相応答を数量化し
ようとした。こうした技法の１つでは、擬似ランダムノ
イズシーケンスで計器を励起する。もう１つの技法で
は、単一の階段状正弦波が用いられた。
いくつかの形で行われた。最も一般的なプロセスは、１
つの周波数：すなわち、ＩＦ通過帯域の中心において、
計器の入力回路要素の位相及び振幅応答を測定すること
であった。この測定に基づく補正が、後続の全ての測定
結果に加えられる。他の数量化技法では、ＩＦ全体にわ
たってさまざまな周波数で振幅及び位相応答を数量化し
ようとした。こうした技法の１つでは、擬似ランダムノ
イズシーケンスで計器を励起する。もう１つの技法で
は、単一の階段状正弦波が用いられた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】擬似ランダムノイズ技
法は、高速であり、位相データの測定を可能にする。た
だし、一般にＳ／Ｎ比が不十分であり、測定の確度を低
下させることになる。Ｓ／Ｎ比は、平均化である程度改
善することができるが、平均化には、時間を追加しなけ
ればならず、速度の利点が損なわれることになる。
法は、高速であり、位相データの測定を可能にする。た
だし、一般にＳ／Ｎ比が不十分であり、測定の確度を低
下させることになる。Ｓ／Ｎ比は、平均化である程度改
善することができるが、平均化には、時間を追加しなけ
ればならず、速度の利点が損なわれることになる。
【０００７】階段状正弦波技法の場合、Ｓ／Ｎ比は極め
て良好であるが、測定を反復する必要があり、位相デー
タが容易には得られない。
て良好であるが、測定を反復する必要があり、位相デー
タが容易には得られない。
【０００８】擬似ランダムノイズ励起技法、及び階段状
正弦波励起技法は共に、信号分析計器には一般的に含ま
れていない装置を追加する必要がある。
正弦波励起技法は共に、信号分析計器には一般的に含ま
れていない装置を追加する必要がある。
【０００９】本発明の主たる目的は、追加装置を用いる
ことなく、ＩＦ通過帯域全体にわたる計器の周波数応答
を迅速かつ正確に数量化する方法及び装置を提供するこ
とにある。
ことなく、ＩＦ通過帯域全体にわたる計器の周波数応答
を迅速かつ正確に数量化する方法及び装置を提供するこ
とにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題は、本発明によ
れば、計器内の較正発振器からの固定周波数信号で、計
器を励起させることによって達成される。ＩＦ通過帯域
全体のデータを得るため、計器の局部発振器の周波数が
掃引され、固定入力信号がＩＦ通過帯域を掃引する信号
に変換される。計器自体の分析段で、このＩＦ掃引信号
の位相及び振幅特性が検査を受け、後続の利用に備え
て、その結果が較正メモリに記憶される。
れば、計器内の較正発振器からの固定周波数信号で、計
器を励起させることによって達成される。ＩＦ通過帯域
全体のデータを得るため、計器の局部発振器の周波数が
掃引され、固定入力信号がＩＦ通過帯域を掃引する信号
に変換される。計器自体の分析段で、このＩＦ掃引信号
の位相及び振幅特性が検査を受け、後続の利用に備え
て、その結果が較正メモリに記憶される。
【００１１】
【実施例】本発明の以上の、及び、それ以外の目的、特
徴及び利点については、添付の図面に関連して進められ
る下記の詳細説明から更に容易に明らかになるであろ
う。
徴及び利点については、添付の図面に関連して進められ
る下記の詳細説明から更に容易に明らかになるであろ
う。
【００１２】図１を参照すると、例示のスペクトル分析
器10には、信号入力ポート12、１つ以上の周波数変換段
14及び信号分析段16が含まれている。変換段14には、そ
れぞれミクサ18、局部発振器20、及びフィルタ22が含ま
れているのが普通である。各ミクサは入力信号と連係す
る局部発振器20からの信号を混合し、入力信号を中間周
波数（ＩＦ）に変換する。フィルタ22は、ミクサによる
スプリアス結果とイメージ周波数にフィルタリングを施
す。
器10には、信号入力ポート12、１つ以上の周波数変換段
14及び信号分析段16が含まれている。変換段14には、そ
れぞれミクサ18、局部発振器20、及びフィルタ22が含ま
れているのが普通である。各ミクサは入力信号と連係す
る局部発振器20からの信号を混合し、入力信号を中間周
波数（ＩＦ）に変換する。フィルタ22は、ミクサによる
スプリアス結果とイメージ周波数にフィルタリングを施
す。
【００１３】周波数変換段14によって出力されるＩＦ信
号は、増幅段24で増幅され、次に、信号分析段16に加え
られる。信号分析段には、振幅検出器26及び位相検出器
28が含まれており、これらは、ＩＦ波形の成分について
特性を明らかにし、後続の分析に備えて、それに対応し
たデータを処理段30に送る。一般に、分析後のデータ
は、ディスプレイ駆動段32及びディスプレイ34に送られ
て、検分される。
号は、増幅段24で増幅され、次に、信号分析段16に加え
られる。信号分析段には、振幅検出器26及び位相検出器
28が含まれており、これらは、ＩＦ波形の成分について
特性を明らかにし、後続の分析に備えて、それに対応し
たデータを処理段30に送る。一般に、分析後のデータ
は、ディスプレイ駆動段32及びディスプレイ34に送られ
て、検分される。
【００１４】（実際の実施例の場合、振幅検出器26及び
位相検出器28は、別個の回路ではない。その代わり、そ
れらは処理回路要素30に関連して動作し、ＩＦ信号のサ
ンプルをデジタル化し、サンプルを直角位相成分に分割
し、デジタルフィルタ及び高速フーリエ変換アルゴリズ
ムを用いて、直角位相サンプルに処理を加え、大きさ、
すなわち、振幅データと、位相データが得られるように
するデジタル信号処理回路要素によって実現される。集
積化デジタルフィルタ、TMS320C25 及びMC68000 から成
るプロセッサが、これらの操作の大部分を実施する。）
前述の回路要素及びそれに関する多様な変種について
は、とりわけ、米国特許第4,660,150号、第4,594,555
号、第3,916,319号、及び第3,875,427号及び許可された
米国特許出願第07／003,158号に記載のように、当該技
術において周知のところであり、これらの開示を参考ま
でに本書に組み込む。
位相検出器28は、別個の回路ではない。その代わり、そ
れらは処理回路要素30に関連して動作し、ＩＦ信号のサ
ンプルをデジタル化し、サンプルを直角位相成分に分割
し、デジタルフィルタ及び高速フーリエ変換アルゴリズ
ムを用いて、直角位相サンプルに処理を加え、大きさ、
すなわち、振幅データと、位相データが得られるように
するデジタル信号処理回路要素によって実現される。集
積化デジタルフィルタ、TMS320C25 及びMC68000 から成
るプロセッサが、これらの操作の大部分を実施する。）
前述の回路要素及びそれに関する多様な変種について
は、とりわけ、米国特許第4,660,150号、第4,594,555
号、第3,916,319号、及び第3,875,427号及び許可された
米国特許出願第07／003,158号に記載のように、当該技
術において周知のところであり、これらの開示を参考ま
でに本書に組み込む。
【００１５】例示のスペクトル分析器10の場合、第１の
局部発振器20aには、特性の十分に明らかにされた軌道
の（すなわち、位相又は周波数に不連続性のない）掃引
ＬＯ信号を発生することのできる分数Ｎシンセサイザー
が含まれている。計器には、安定較正発振器38も含まれ
ている。これら２つの発振器は、計器内の他の多くの発
振器と同様、一次基準発振器40に結合されており、各種
計器信号間の周波数と位相の関係は、既知のところであ
る。
局部発振器20aには、特性の十分に明らかにされた軌道
の（すなわち、位相又は周波数に不連続性のない）掃引
ＬＯ信号を発生することのできる分数Ｎシンセサイザー
が含まれている。計器には、安定較正発振器38も含まれ
ている。これら２つの発振器は、計器内の他の多くの発
振器と同様、一次基準発振器40に結合されており、各種
計器信号間の周波数と位相の関係は、既知のところであ
る。
【００１６】較正データを発生するため、較正発振器38
からの固定周波数出力信号が、計器入力ポート12に加え
られる。次に、第１の局部発振器20a の周波数が、時間
に対し線形に掃引されて、最後のＩＦ通過帯の一方のエ
ッジからもう一方のエッジまで掃引する出力ＩＦ信号が
生じる。この信号は、信号分析段16で分析され、掃引範
囲全体における振幅と位相の特性が明らかにされる。
からの固定周波数出力信号が、計器入力ポート12に加え
られる。次に、第１の局部発振器20a の周波数が、時間
に対し線形に掃引されて、最後のＩＦ通過帯の一方のエ
ッジからもう一方のエッジまで掃引する出力ＩＦ信号が
生じる。この信号は、信号分析段16で分析され、掃引範
囲全体における振幅と位相の特性が明らかにされる。
【００１７】（図示実施例における周波数対時間の軌道
は線形であるが、もちろん、十分に制御される軌道であ
って、計器のＩＦ構造に非線形応答を生じさせることが
なければ、各種軌道の利用が可能である。）入力信号
は、位相が一次基準発振器40にロックされるので、ま
た、局部発振器信号の挙動が良好である（すなわち、位
相が連続性）のため、分析されたＩＦ信号の振幅又は位
相における摂動は、ＩＦ段の振幅及び位相応答によるも
のに違いない。この特性表示データは、メモリ42に記憶
され、後続の測定に対する補償に用いられる。
は線形であるが、もちろん、十分に制御される軌道であ
って、計器のＩＦ構造に非線形応答を生じさせることが
なければ、各種軌道の利用が可能である。）入力信号
は、位相が一次基準発振器40にロックされるので、ま
た、局部発振器信号の挙動が良好である（すなわち、位
相が連続性）のため、分析されたＩＦ信号の振幅又は位
相における摂動は、ＩＦ段の振幅及び位相応答によるも
のに違いない。この特性表示データは、メモリ42に記憶
され、後続の測定に対する補償に用いられる。
【００１８】上記を明らかにするため、例示の３重変換
計器が、０〜150MHzの範囲の入力信号に対して有効に働
くように設計されているものと仮定する。第１の局部発
振器20a は、310.1875〜460.1875MHz の範囲で同調し、
310.1875MHz の第１のＩＦを発生することができる。
（すなわち、０ヘルツの入力信号の分析が所望の場合、
ＬＯ20a は、310.1875MHz に同調され、150MHzの入力信
号の分析が所望の場合、ＬＯが460.1875MHz に同調され
る、等である。）次に、310.1875MHz の第１のＩＦと第
２の局部発振器20b からの300MHzの信号を混合して、1
0.1875MHzの第２のＩＦが得られる。次に、この10.1875
MHzのＩＦ信号と第３の局部発振器20c からの10MHz の
信号を混合することによって、中心が187.5KHzにくる第
３の最終ＩＦが得られる。ＩＦ連鎖全体にわたるフィル
タ22a〜22cは、80KHz （すなわち、第３の最終ＩＦの場
合、147.5 〜227.5KHz）の出力ＩＦ通過帯域を形成する
ことができる。
計器が、０〜150MHzの範囲の入力信号に対して有効に働
くように設計されているものと仮定する。第１の局部発
振器20a は、310.1875〜460.1875MHz の範囲で同調し、
310.1875MHz の第１のＩＦを発生することができる。
（すなわち、０ヘルツの入力信号の分析が所望の場合、
ＬＯ20a は、310.1875MHz に同調され、150MHzの入力信
号の分析が所望の場合、ＬＯが460.1875MHz に同調され
る、等である。）次に、310.1875MHz の第１のＩＦと第
２の局部発振器20b からの300MHzの信号を混合して、1
0.1875MHzの第２のＩＦが得られる。次に、この10.1875
MHzのＩＦ信号と第３の局部発振器20c からの10MHz の
信号を混合することによって、中心が187.5KHzにくる第
３の最終ＩＦが得られる。ＩＦ連鎖全体にわたるフィル
タ22a〜22cは、80KHz （すなわち、第３の最終ＩＦの場
合、147.5 〜227.5KHz）の出力ＩＦ通過帯域を形成する
ことができる。
【００１９】従って、入力信号周波数Ｆiから第３のＩ
Ｆ周波数ＦIF3への変換は、次のように表すことができ
る： ＦIF3＝（ＬＯ1−Ｆi）−ＬＯ2−ＬＯ3 (1) 第２と第３の局部発振器信号は、それぞれ300MHzと10MH
zに固定されているので、この公式は次のようになる： ＦIF3＝ＬＯ1−Ｆi−310MHz (2) これらのＩＦ段が入力信号の構成に対して及ぼす影響の
特性を明らかにするため、この場合、計器の入力ポート
12が、較正発振器38からの10MHz信号で励起される。第
１の局部発振器は、出力ＩＦ通過帯域幅全体（すなわ
ち、147.5〜227.5KHz）にわたって掃引する第３のＩＦ
信号が生じるように選択された範囲で同調される。ＬＯ
1に関する式(2)を解くと、第１のＬＯは、320.1475MHz
から320.2275MHzまで掃引しなければならないことが分
る。
Ｆ周波数ＦIF3への変換は、次のように表すことができ
る： ＦIF3＝（ＬＯ1−Ｆi）−ＬＯ2−ＬＯ3 (1) 第２と第３の局部発振器信号は、それぞれ300MHzと10MH
zに固定されているので、この公式は次のようになる： ＦIF3＝ＬＯ1−Ｆi−310MHz (2) これらのＩＦ段が入力信号の構成に対して及ぼす影響の
特性を明らかにするため、この場合、計器の入力ポート
12が、較正発振器38からの10MHz信号で励起される。第
１の局部発振器は、出力ＩＦ通過帯域幅全体（すなわ
ち、147.5〜227.5KHz）にわたって掃引する第３のＩＦ
信号が生じるように選択された範囲で同調される。ＬＯ
1に関する式(2)を解くと、第１のＬＯは、320.1475MHz
から320.2275MHzまで掃引しなければならないことが分
る。
【００２０】このプロセスで得られる掃引周波数データ
が、順次測定された１組の離散的データポイントを表し
ただけのものであるならば、この方法は、前述の階段状
正弦波法に比べてそれほど優れてはいないであろう。し
かし、入力信号と掃引ＬＯ信号との関係が分かっている
おかげで、本発明は、測定を行った精確な周波数を決定
できるだけでなく、測定されたデータポイント間におけ
る正確な時間関係を求めることも可能である。時間と周
波数に関するこの精確な知識によって、位相測定につき
ものの異常な項を除去し、ＩＦの真の振幅及び位相応答
を求めることが可能になる。
が、順次測定された１組の離散的データポイントを表し
ただけのものであるならば、この方法は、前述の階段状
正弦波法に比べてそれほど優れてはいないであろう。し
かし、入力信号と掃引ＬＯ信号との関係が分かっている
おかげで、本発明は、測定を行った精確な周波数を決定
できるだけでなく、測定されたデータポイント間におけ
る正確な時間関係を求めることも可能である。時間と周
波数に関するこの精確な知識によって、位相測定につき
ものの異常な項を除去し、ＩＦの真の振幅及び位相応答
を求めることが可能になる。
【００２１】解説例の場合（すなわち、周波数対時間の
線形軌道）、第１の異常項は、時間的に異なる瞬間に、
通過帯域における異なるポイントの位相を分析すること
によって生じる位相対時間の放物線応答項である。この
放物線項の中心はＩＦ構造の中心あたりに位置し、掃引
速度は精確に分かっているので、容易に取り除くことが
できる。
線形軌道）、第１の異常項は、時間的に異なる瞬間に、
通過帯域における異なるポイントの位相を分析すること
によって生じる位相対時間の放物線応答項である。この
放物線項の中心はＩＦ構造の中心あたりに位置し、掃引
速度は精確に分かっているので、容易に取り除くことが
できる。
【００２２】説明のため、上述の例において、80KHz の
ＩＦ帯域幅が0.1 秒の間に線形掃引され、分析後、掃引
データから400 個の等間隔のデータポイントが生じるも
のと仮定する。従って、分析されたデータポイントは、
0.00025 秒の間隔で順次測定された、0.2KHz間隔におけ
る掃引ＩＦ信号の構成を表している。さらに、第１のデ
ータポイントにおける測定位相がゼロであり、第２のデ
ータポイントにおける位相が0.5 ラジアンであると仮定
する。時間差に起因する位相差（すなわち、放物線項）
は、時間間隔（0.00025 秒）について積分された周波数
差（0.2KHz）、すなわち、0.314 ラジアンである。残り
の位相差（すなわち0.5−0.314＝0.186ラジアン）は、
計器のフロントエンドの影響によるものである。各デー
タポイントについて同様の計算が行われて、放物線応答
項が除去される。
ＩＦ帯域幅が0.1 秒の間に線形掃引され、分析後、掃引
データから400 個の等間隔のデータポイントが生じるも
のと仮定する。従って、分析されたデータポイントは、
0.00025 秒の間隔で順次測定された、0.2KHz間隔におけ
る掃引ＩＦ信号の構成を表している。さらに、第１のデ
ータポイントにおける測定位相がゼロであり、第２のデ
ータポイントにおける位相が0.5 ラジアンであると仮定
する。時間差に起因する位相差（すなわち、放物線項）
は、時間間隔（0.00025 秒）について積分された周波数
差（0.2KHz）、すなわち、0.314 ラジアンである。残り
の位相差（すなわち0.5−0.314＝0.186ラジアン）は、
計器のフロントエンドの影響によるものである。各デー
タポイントについて同様の計算が行われて、放物線応答
項が除去される。
【００２３】第２の異常は、信号がＩＦを通過する際に
遭遇する群遅延（−ｄφ／ｄω）によって生じる線形位
相項である。この遅延はＩＦの中心で簡単に測定でき、
後続の測定結果から線形位相項を除去するのに用いるこ
とができる。
遭遇する群遅延（−ｄφ／ｄω）によって生じる線形位
相項である。この遅延はＩＦの中心で簡単に測定でき、
後続の測定結果から線形位相項を除去するのに用いるこ
とができる。
【００２４】最後に、通常はＩＦの測定位相応答を正規
化し、それが、中心周波数でゼロの値を有するようにす
るのが望ましい。必要に応じて、一定の位相項を加えた
り、引いたりして、この結果を得ることができる。
化し、それが、中心周波数でゼロの値を有するようにす
るのが望ましい。必要に応じて、一定の位相項を加えた
り、引いたりして、この結果を得ることができる。
【００２５】もちろん、計器によって収集される位相デ
ータは、一般に、−π〜πの範囲に限定されており、こ
の範囲を超えると、「折り返る（wraps around）」。フ
ィルタの位相特性を正確に数量化するため、このデータ
の「折り返しをなくし（unwrapped)」、この範囲に限定
されないようにするのが望ましい。あいまいさのないよ
うにこのデータの折り返しをなくすために、隣接データ
ポイント間の位相差は、πラジアン未満に保つのが望ま
しい。このπラジアンの限界は、掃引を行うことが可能
な速度を制約するが、やはり、極めて速い測定を可能に
する。
ータは、一般に、−π〜πの範囲に限定されており、こ
の範囲を超えると、「折り返る（wraps around）」。フ
ィルタの位相特性を正確に数量化するため、このデータ
の「折り返しをなくし（unwrapped)」、この範囲に限定
されないようにするのが望ましい。あいまいさのないよ
うにこのデータの折り返しをなくすために、隣接データ
ポイント間の位相差は、πラジアン未満に保つのが望ま
しい。このπラジアンの限界は、掃引を行うことが可能
な速度を制約するが、やはり、極めて速い測定を可能に
する。
【００２６】図２は、上述の方法論の概要を示す流れ図
である。
である。
【００２７】状況によっては、掃引測定の結果が、掃引
の方向によって影響を受ける可能性もある。こうした場
合、掃引方向を逆にして、プロセスを反復すると、エラ
ーの消去が可能になる。
の方向によって影響を受ける可能性もある。こうした場
合、掃引方向を逆にして、プロセスを反復すると、エラ
ーの消去が可能になる。
【００２８】最後のＩＦ特性表示データをメモリ42に記
憶した後、そのデータを呼び出して、後続の全ての測定
について位相及び振幅の補正係数が得られる。補間技法
を利用することによって、異なる周波数のスパンを伴う
後続の測定について必要に応じてメモリ42に記憶されて
いるもの以外の周波数に関する追加データポイントを発
生することができる。
憶した後、そのデータを呼び出して、後続の全ての測定
について位相及び振幅の補正係数が得られる。補間技法
を利用することによって、異なる周波数のスパンを伴う
後続の測定について必要に応じてメモリ42に記憶されて
いるもの以外の周波数に関する追加データポイントを発
生することができる。
【００２９】上述のプロセスは、ＩＦ帯域幅を１回掃引
すれば実施可能であり、応答が時間と共に、あるいは環
境条件の変化によって大幅に変化しない限り、反復する
必要はない。
すれば実施可能であり、応答が時間と共に、あるいは環
境条件の変化によって大幅に変化しない限り、反復する
必要はない。
【００３０】望ましい実施例に関連して本発明の原理に
ついて説明してきたが、こうした原理を逸脱することな
く、本発明の構成及び細部に修正を加えることが可能で
ある。例えば、解説の実施例は単一の掃引で位相較正デ
ータと振幅較正データの両方が得られるものとして説明
したが、他の実施例では、２回の異なる掃引でこれらの
データを得るのが望ましい場合もある。
ついて説明してきたが、こうした原理を逸脱することな
く、本発明の構成及び細部に修正を加えることが可能で
ある。例えば、解説の実施例は単一の掃引で位相較正デ
ータと振幅較正データの両方が得られるものとして説明
したが、他の実施例では、２回の異なる掃引でこれらの
データを得るのが望ましい場合もある。
【００３１】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、追加装
置を用いることなく、ＩＦ通過帯域全体にわたる計器の
周波数応答を迅速かつ正確に数量化する方法及び装置が
提供される。
置を用いることなく、ＩＦ通過帯域全体にわたる計器の
周波数応答を迅速かつ正確に数量化する方法及び装置が
提供される。
【００３２】本発明の原理の適用が可能なこの実施例及
び他の多種多様な実施例を検討することによって明らか
なように、解説の実施例は、例示のためだけのものであ
り、本発明の範囲を制限するものとみなすべきではな
い。従って、請求項及びそれと等価なものの範囲及び精
神内に入るこうした修正は、全て本発明として請求する
ものとする。
び他の多種多様な実施例を検討することによって明らか
なように、解説の実施例は、例示のためだけのものであ
り、本発明の範囲を制限するものとみなすべきではな
い。従って、請求項及びそれと等価なものの範囲及び精
神内に入るこうした修正は、全て本発明として請求する
ものとする。
【図１】本発明の第１の実施例に基づく装置のブロック
図である。
図である。
【図２】図１の装置で用いられるデータ処理方法の流れ
図である。
図である。
１０…スペクトル分析器 １２…信号入力ポート １４…周波数変換段 １６…信号分析段 １８…ミクサ ２０…局部発振器 ２２…フィルタ ２４…増幅段 ２６…振幅検出器 ２８…位相検出器 ３０…処理段 ３２…駆動段 ３４…ディスプレイ ３８…較正発振器 ４０…一次基準発振器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 399117121 395 Ｐａｇｅ Ｍｉｌｌ Ｒｏａｄ Ｐａｌｏ Ａｌｔｏ，Ｃａｌｉｆｏｒｎ ｉａ Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 エリック・ジェイ・ウィックランド アメリカ合衆国ワシントン州98290スノ ーミッシュ，シックスティ・ファース ト・アヴェニュー・エスイー・20015 (72)発明者 ジェリー・ダブリュ・ダニエルズ アメリカ合衆国ワシントン州98208エヴ ァレット，フォーティス・アヴェニュ ー・エスイー・10124 (56)参考文献 特開 昭51−139703（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−53172（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−284513（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−205601（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 23/173 G01R 31/00 G01R 35/00
Claims (8)
- 【請求項１】 計器の中間周波数（ＩＦ）応答の特性
を取得する方法であって、 固定周波数入力信号を前記計器のミクサの第１の入力に
供給するステップと、局所発振器信号を前記計器のミクサの第２の入力に供給
するステップと、 前記局所発振器信号を 第１の周波数から第２の周波数へ
と掃引するステップと、前記 入力信号及び前記掃引される局所発振器信号を、共
通の基準発振器から引き出すステップと、これらによって、前記入力信号を中間周波数信号に変換
して、この中間周波数信号 を測定するステップを含むこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項２】 前記方法は更に、 精確に既知の軌道で、前記第１の周波数から前記第２の
周波数へと前記局所発振器信号を掃引し、前記測定され
たＩＦ信号に処理を施して、上記軌道に対応する位相対
時間成分を取り除くステップを含むことを特徴とする、
請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】 前記方法は更に、 前記測定されたＩＦ信号に処理を施して、ＩＦを介した
遅延により導入される線形位相項を取り除くステップを
含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 前記方法は更に、 ２回目は、前記第２の周波数から前記第１の周波数へと
前記局所発振器信号を掃引するステップと、 それにより生成された第２のＩＦ信号を測定するステッ
プと、 前記第１及び第２のＩＦ信号に処理を施して、周波数掃
引の方向に依存した如何なる項も除去するステップと、 を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 前記方法は更に、 前記計器内部の基準発振器から、前記固定周波数の入力
信号として、正弦波信号を供給するステップと、 精確に既知の軌道で、前記第１の周波数から前記第２の
周波数へと前記局所発振器信号を掃引し、前記測定され
たＩＦ信号に処理を施して、上記軌道に対応する位相対
時間成分を取り除くステップと、 を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。 - 【請求項６】 前記方法は更に、 ２回目は、前記第２の周波数から前記第１の周波数へと
前記局所発振器信号を掃引するステップと、 それにより生成された第２のＩＦ信号を測定するステッ
プと、 前記測定された第１及び第２のＩＦ信号に処理を施し
て、周波数掃引の方向に依存した如何なる項も除去する
ステップと、 を含むことを特徴とする、請求項５に記載の方法。 - 【請求項７】 前記方法は更に、 前記ＩＦ信号に処理を施して、その直交成分を分離する
ステップと、 該直交成分を分析して、ＩＦ帯域の掃引部分にわたった
複数の周波数において、前記ＩＦ信号の振幅を求めるス
テップと、 を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。 - 【請求項８】 前記方法は更に、前記直交成分を分析し
て、追加として、ＩＦ帯域の掃引部分にわたった複数の
周波数において、前記ＩＦ信号の位相を求めるステップ
と、 を含むことを特徴とする、請求項７に記載の方法。
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|---|---|---|---|
| US463742 | 1990-01-12 | ||
| US07/463,742 US5099200A (en) | 1990-01-12 | 1990-01-12 | I.f. calibration system |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP3122144B2 true JP3122144B2 (ja) | 2001-01-09 |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP03002153A Expired - Fee Related JP3122144B2 (ja) | 1990-01-12 | 1991-01-11 | 計器の中間周波数応答特性を得る方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5099200A (ja) |
| EP (1) | EP0437034B1 (ja) |
| JP (1) | JP3122144B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE19637676C2 (de) * | 1996-09-05 | 2000-01-05 | Siemens Ag | Anordnung zum Bestimmen von Grund- und Oberschwingungen einer elektrischen Meßgröße |
| US6411797B1 (en) * | 1996-09-20 | 2002-06-25 | Itt Manufacturing Enterprises, Inc. | Method and apparatus for performance characterization of satellite transponders |
| DE19757296C2 (de) * | 1997-12-22 | 2002-12-05 | Rohde & Schwarz | Verfahren zum Bestimmen der Übertragungsfunktion eines Meßgerätes |
| US7038465B2 (en) * | 2003-04-02 | 2006-05-02 | Agilent Technologies, Inc. | System and method for calibrating balanced signals |
| US7310504B2 (en) * | 2004-03-26 | 2007-12-18 | Agilent Technologies, Inc. | IF frequency response characterization employing overlapping frequency bands |
| US7379493B2 (en) * | 2004-06-07 | 2008-05-27 | Lockheed Martin Corporation | Signal analyzer for detecting distortions in signals |
| US8525509B2 (en) * | 2007-12-04 | 2013-09-03 | Headway Technologies, Inc. | Low cost simplified spectrum analyzer for magnetic head/media tester |
| CN102364348A (zh) * | 2011-11-18 | 2012-02-29 | 西安欣业科技发展有限公司 | 卫星地面站中频信号频谱自动监测分析仪 |
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| CN112946456B (zh) * | 2021-01-28 | 2022-07-15 | 湖南航天机电设备与特种材料研究所 | 一种i/f电路及其校准方法、校准装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2546248A (en) * | 1943-07-14 | 1951-03-27 | Cossor Ltd A C | Electrical test apparatus |
| US2393856A (en) * | 1944-10-12 | 1946-01-29 | Collins Radio Co | Calibration system for radio receivers |
| US2495997A (en) * | 1944-10-31 | 1950-01-31 | Philco Corp | Radio receiver aligning apparatus and method |
| GB1212367A (en) * | 1966-12-23 | 1970-11-18 | Wandel U Goltermann K G | A high frequency signal level measuring instrument |
| US3643126A (en) * | 1970-03-04 | 1972-02-15 | Hewlett Packard Co | Frequency-measuring system utilizing means for momentarily stopping the variable frequency generator |
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| JPS5764171A (en) * | 1980-10-08 | 1982-04-19 | Advantest Corp | Spectrum analyzer |
| US4447782A (en) * | 1982-03-17 | 1984-05-08 | Transat Corp. | Apparatus for automatic measurement of equivalent circuit parameters of piezoelectric resonators |
| FR2534718A1 (fr) * | 1982-10-19 | 1984-04-20 | Efcis | Analyseur spectral, notamment pour la reconnaissance de parole |
| US4584710A (en) * | 1984-11-13 | 1986-04-22 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Coherent receiver phase and amplitude alignment circuit |
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-
1990
- 1990-01-12 US US07/463,742 patent/US5099200A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-11-23 EP EP90312784A patent/EP0437034B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-11-23 DE DE69024931T patent/DE69024931T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-01-11 JP JP03002153A patent/JP3122144B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0437034A3 (en) | 1992-04-22 |
| JPH04249776A (ja) | 1992-09-04 |
| EP0437034A2 (en) | 1991-07-17 |
| EP0437034B1 (en) | 1996-01-17 |
| US5099200A (en) | 1992-03-24 |
| DE69024931T2 (de) | 1996-05-30 |
| DE69024931D1 (de) | 1996-02-29 |
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