JPH10126217A - デシメーションフィルタ - Google Patents
デシメーションフィルタInfo
- Publication number
- JPH10126217A JPH10126217A JP27240996A JP27240996A JPH10126217A JP H10126217 A JPH10126217 A JP H10126217A JP 27240996 A JP27240996 A JP 27240996A JP 27240996 A JP27240996 A JP 27240996A JP H10126217 A JPH10126217 A JP H10126217A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- decimation filter
- signal
- frequency
- rbwn
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/165—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters
- G01R23/167—Spectrum analysis; Fourier analysis using filters with digital filters
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 フィルタ処理の処理速度を早くし、フィルタ
の調整、温度ドリフトをなくす。 【解決手段】 従来のスペクトラム・アナライザの中間
周波数ＩＦ（例：２１．４ＭＨｚ、必要に応じて変えて
もよい）をミキサＭｉｘと局部発振器Ｌｏｃａｌ１でＩ
Ｆ周波数とミキシングし、そのベースバンド信号Ｉを、
ＡＤＦである素子ＲＢＷ１，ＲＢＷ２，…，ＲＢＷｎと
順次、狭帯域のフィルタを通過させ、最終段の素子ＲＢ
Ｗｎを通過したベースバンド信号Ｉを対数アンプＡＭＰ
で増幅し、検波器ＤＴで電力、すなわちスペクトラム成
分を抽出した後、Ａ／Ｄ変換器ＡＤでデジタル信号に変
換する。
の調整、温度ドリフトをなくす。 【解決手段】 従来のスペクトラム・アナライザの中間
周波数ＩＦ（例：２１．４ＭＨｚ、必要に応じて変えて
もよい）をミキサＭｉｘと局部発振器Ｌｏｃａｌ１でＩ
Ｆ周波数とミキシングし、そのベースバンド信号Ｉを、
ＡＤＦである素子ＲＢＷ１，ＲＢＷ２，…，ＲＢＷｎと
順次、狭帯域のフィルタを通過させ、最終段の素子ＲＢ
Ｗｎを通過したベースバンド信号Ｉを対数アンプＡＭＰ
で増幅し、検波器ＤＴで電力、すなわちスペクトラム成
分を抽出した後、Ａ／Ｄ変換器ＡＤでデジタル信号に変
換する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デシメーションフ
ィルタに関し、特にスペクトラム・アナライザ、ネット
ワーク・アナライザ、無線機テスター変調解析装置等、
高周波信号を周波数変換し、ベースバンドにて解析する
装置全般に関する。
ィルタに関し、特にスペクトラム・アナライザ、ネット
ワーク・アナライザ、無線機テスター変調解析装置等、
高周波信号を周波数変換し、ベースバンドにて解析する
装置全般に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３はスペクトラムアナライザの従来例
のブロック図である。入力信号であるＲＦ信号はミキサ
Ｍｉｘ１１と局部発振器Ｌｏｃａｌ１１によってＩＦ周
波数ＩＦ１に変換され、バンドパスフィルタＢＰＦ１に
よって帯域制限される。同様にして、ＩＦ周波数ＩＦ１
はミキサＭｉｘ１２と局部発振器Ｌｏｃａｌ１２によっ
てＩＦ周波数ＩＦ２に変換され、バンドパスフィルタＢ
ＰＦ２によって帯域制限され、ＩＦ周波数ＩＦ２はミキ
サＭｉｘ１３と局部発振器Ｌｏｃａｌ１３によってＩＦ
周波数ＩＦ３に変換される。ＩＦ周波数ＩＦ３はいくつ
かのバンドパスフィルタＢＰＦ３1，ＢＰＦ３2，…，Ｂ
ＰＦ３ｎを通過した後、対数アンプＡＭＰによってダイ
ナミックレンジが拡大され、検波器ＤＴで電力が検出さ
れる。検出された電力はビデオフィルタＶＦを通過した
後、Ａ／Ｄ変換器ＡＤにより数値化される。ここで、局
部発振器Ｌｏｃａｌ１１を掃引すれば、掃引周波数幅に
応じたスペクトラムを測定できる。
のブロック図である。入力信号であるＲＦ信号はミキサ
Ｍｉｘ１１と局部発振器Ｌｏｃａｌ１１によってＩＦ周
波数ＩＦ１に変換され、バンドパスフィルタＢＰＦ１に
よって帯域制限される。同様にして、ＩＦ周波数ＩＦ１
はミキサＭｉｘ１２と局部発振器Ｌｏｃａｌ１２によっ
てＩＦ周波数ＩＦ２に変換され、バンドパスフィルタＢ
ＰＦ２によって帯域制限され、ＩＦ周波数ＩＦ２はミキ
サＭｉｘ１３と局部発振器Ｌｏｃａｌ１３によってＩＦ
周波数ＩＦ３に変換される。ＩＦ周波数ＩＦ３はいくつ
かのバンドパスフィルタＢＰＦ３1，ＢＰＦ３2，…，Ｂ
ＰＦ３ｎを通過した後、対数アンプＡＭＰによってダイ
ナミックレンジが拡大され、検波器ＤＴで電力が検出さ
れる。検出された電力はビデオフィルタＶＦを通過した
後、Ａ／Ｄ変換器ＡＤにより数値化される。ここで、局
部発振器Ｌｏｃａｌ１１を掃引すれば、掃引周波数幅に
応じたスペクトラムを測定できる。
【０００３】図４（１）、（２）は従来のデシメーショ
ンフィルタのブロック図である。
ンフィルタのブロック図である。
【０００４】図４（１）のデシメーションフィルタで
は、入力信号であるＲＦ信号をミキサＭｉｘ１１と局部
発振器Ｌｏｃａｌ１２によって中間周波数ＩＦ１に変換
し、バンドパスフィルタＢＰＦ１によって帯域制限し、
さらにミキサＭｉｘ１２と局部発振器Ｌｏｃａｌ１２に
よって中間周波数ＩＦ２に変換し、Ａ／Ｄ変換器ＡＤに
よってデジタル信号に変換し、直交検波、フィルタリン
グを行なってベースバンド・ベクトル信号Ｉ，Ｑを得て
復調、変調等の処理を行なう。
は、入力信号であるＲＦ信号をミキサＭｉｘ１１と局部
発振器Ｌｏｃａｌ１２によって中間周波数ＩＦ１に変換
し、バンドパスフィルタＢＰＦ１によって帯域制限し、
さらにミキサＭｉｘ１２と局部発振器Ｌｏｃａｌ１２に
よって中間周波数ＩＦ２に変換し、Ａ／Ｄ変換器ＡＤに
よってデジタル信号に変換し、直交検波、フィルタリン
グを行なってベースバンド・ベクトル信号Ｉ，Ｑを得て
復調、変調等の処理を行なう。
【０００５】図４（２）のデシメーションフィルタで
は、中間周波数ＩＦ２を得るまでは図４（１）のデシメ
ーションフィルタと同じであるが、直交検波をアナログ
で実行し、Ａ／Ｄ変換とフィルタリングをベースバンド
・ベクトル信号Ｉ，Ｑ毎に実行する点が図４（１）のデ
シメーションフィルタと異なっている。
は、中間周波数ＩＦ２を得るまでは図４（１）のデシメ
ーションフィルタと同じであるが、直交検波をアナログ
で実行し、Ａ／Ｄ変換とフィルタリングをベースバンド
・ベクトル信号Ｉ，Ｑ毎に実行する点が図４（１）のデ
シメーションフィルタと異なっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図３に示した従来のス
ペクトラムアナライザは下記のような欠点があった。 （１）バンドパスフィルタＢＰＦ３1，ＢＰＦ３2，…は
ひとつひとつアナログ回路にて構成しなくてはならない
ため、調整工数を要し、温度によるドリフトも発生す
る。また、１００Ｈｚ以下の狭帯域フィルタは実現のた
めに非常に高い技術を要する。 （２）検波器と対数アンプは部品点数も多く、調整個数
も多く、電力消費が高い。また、対数アンプは７段程度
の直線アンプの組み合わせであり、厳密な対数演算では
なく、誤差がつきまとう。
ペクトラムアナライザは下記のような欠点があった。 （１）バンドパスフィルタＢＰＦ３1，ＢＰＦ３2，…は
ひとつひとつアナログ回路にて構成しなくてはならない
ため、調整工数を要し、温度によるドリフトも発生す
る。また、１００Ｈｚ以下の狭帯域フィルタは実現のた
めに非常に高い技術を要する。 （２）検波器と対数アンプは部品点数も多く、調整個数
も多く、電力消費が高い。また、対数アンプは７段程度
の直線アンプの組み合わせであり、厳密な対数演算では
なく、誤差がつきまとう。
【０００７】また、図４に示した従来のデシメーション
フィルタは、 （１）図４（１）の場合、高速（１ＭＨｚ以上）のＡ／
Ｄ変換器と、大容量のメモリが必要で、また高速でサン
プリングするため、フィルタリング等の処理の負荷が大
きい。 （２）図４（２）の場合、図４（１）の場合よりも低速
でサンプリングが可能であるが、Ａ／Ｄ変換器が２個必
要で、装置が複雑であり、また直交検波をアナログで行
うため、直交検波部でのレベルがあっていないと、Ｉ，
Ｑの出力にレベル差が生じるという欠点がある。
フィルタは、 （１）図４（１）の場合、高速（１ＭＨｚ以上）のＡ／
Ｄ変換器と、大容量のメモリが必要で、また高速でサン
プリングするため、フィルタリング等の処理の負荷が大
きい。 （２）図４（２）の場合、図４（１）の場合よりも低速
でサンプリングが可能であるが、Ａ／Ｄ変換器が２個必
要で、装置が複雑であり、また直交検波をアナログで行
うため、直交検波部でのレベルがあっていないと、Ｉ，
Ｑの出力にレベル差が生じるという欠点がある。
【０００８】本発明の目的は、上記の問題点を解消した
デシメーションフィルタを提供することにある。
デシメーションフィルタを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のデシメーション
フィルタは、中間周波数を帯域制限するフィルタ素子と
して、１個または多段に連結された、アナログ処理によ
るＦＩＲフィルタを用いる。
フィルタは、中間周波数を帯域制限するフィルタ素子と
して、１個または多段に連結された、アナログ処理によ
るＦＩＲフィルタを用いる。
【００１０】ここで、アナログ処理によるＦＩＲフィル
タとはアナログデジタルフィルタ（ＡＤＦ）（参考文
献：（株）鷹山発行「ニューロン素子への道程」より
「ニューロン素子技術資料：アナログデジタルフィルタ
（ＡＤＦ）の動作原理」）である。このＡＤＦはニュー
ロン素子により構成され、入力信号はアナログ入力信号
とデジタル制御信号、出力信号はアナログ出力信号であ
り、内部にサンプル・ホールド回路を有し、サンプル・
ホールド回路の時間間隔はそれに与えるサンプリングク
ロックで決まる。サンプル・ホールド回路の各段の出力
はアナログ乗算器につながり、アナログ乗算器のもう一
方の入力に８ビット等の分解能を持つＤ／Ａ変換器の出
力を加える。Ｄ／Ａ変換器の値に適当な係数を与えれ
ば、サンプル・ホールド回路の段数に応じたＦＩＲフィ
ルタが形成される。上記係数は動作中でも書き換え可能
である。
タとはアナログデジタルフィルタ（ＡＤＦ）（参考文
献：（株）鷹山発行「ニューロン素子への道程」より
「ニューロン素子技術資料：アナログデジタルフィルタ
（ＡＤＦ）の動作原理」）である。このＡＤＦはニュー
ロン素子により構成され、入力信号はアナログ入力信号
とデジタル制御信号、出力信号はアナログ出力信号であ
り、内部にサンプル・ホールド回路を有し、サンプル・
ホールド回路の時間間隔はそれに与えるサンプリングク
ロックで決まる。サンプル・ホールド回路の各段の出力
はアナログ乗算器につながり、アナログ乗算器のもう一
方の入力に８ビット等の分解能を持つＤ／Ａ変換器の出
力を加える。Ｄ／Ａ変換器の値に適当な係数を与えれ
ば、サンプル・ホールド回路の段数に応じたＦＩＲフィ
ルタが形成される。上記係数は動作中でも書き換え可能
である。
【００１１】従来、デジタル信号処理で実現したフィル
タ処理をアナログ処理で行なうため、処理速度が格段に
早くなる、配線数、部品点数が少なくて済む、消費電力
が減る、フィルタの調整が不要、温度ドリフトがなくな
る。
タ処理をアナログ処理で行なうため、処理速度が格段に
早くなる、配線数、部品点数が少なくて済む、消費電力
が減る、フィルタの調整が不要、温度ドリフトがなくな
る。
【００１２】本発明の実施態様によれば、前記中間周波
数の同相成分、直交成分の各々に対して前記ＦＩＲフィ
ルタを用いる。
数の同相成分、直交成分の各々に対して前記ＦＩＲフィ
ルタを用いる。
【００１３】本発明の実施態様によれば、各ＦＩＲフィ
ルタに与えられるクロックを出力する分周器を有する。
ルタに与えられるクロックを出力する分周器を有する。
【００１４】本発明の実施態様によれば、デシメーショ
ンフィルタがスペクトラム・アナライザ、ネットワーク
・アナライザ、無線機テスター変調解析装置等の測定装
置である。
ンフィルタがスペクトラム・アナライザ、ネットワーク
・アナライザ、無線機テスター変調解析装置等の測定装
置である。
【００１５】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００１６】図１は本発明の第１の実施形態で、スペク
トラムアナライザのブロック図である。
トラムアナライザのブロック図である。
【００１７】本実施形態のスペクトラムアナライザで
は、従来のスペクトラムアナライザの中間周波数ＩＦ
（例：２１．４ＭＨｚ，必要に応じて変えてもよい）を
ミキサＭｉｘと局部発振器ＬｏｃａｌでＩＦ周波数とミ
キシングし、そのベースバンド信号Ｉを、前述したＡＤ
Ｆである素子ＲＢＷ１，ＲＢＷ２，…，ＲＢＷｎと順
次、狭帯域のフィルタを通過させ、最終段の素子ＲＢＷ
ｎを通過したベースバンド信号Ｉを対数アンプＡＭＰで
増幅し、検波器ＤＴで電力、すなわちスペクトラム成分
を抽出した後、Ａ／Ｄ変換器ＡＤでデジタル化する。こ
こで、各素子ＲＢＷ２，…，ＲＢＷｎに与えるクロック
は各段の、局部発振器Ｌｏｃａｌ０の出力を分周する分
周器ＦＤ１，ＦＤ２，…，で得られる。また、ＡＤＦ素
子の接続段数は必要とする分解能に応じて決められる。
は、従来のスペクトラムアナライザの中間周波数ＩＦ
（例：２１．４ＭＨｚ，必要に応じて変えてもよい）を
ミキサＭｉｘと局部発振器ＬｏｃａｌでＩＦ周波数とミ
キシングし、そのベースバンド信号Ｉを、前述したＡＤ
Ｆである素子ＲＢＷ１，ＲＢＷ２，…，ＲＢＷｎと順
次、狭帯域のフィルタを通過させ、最終段の素子ＲＢＷ
ｎを通過したベースバンド信号Ｉを対数アンプＡＭＰで
増幅し、検波器ＤＴで電力、すなわちスペクトラム成分
を抽出した後、Ａ／Ｄ変換器ＡＤでデジタル化する。こ
こで、各素子ＲＢＷ２，…，ＲＢＷｎに与えるクロック
は各段の、局部発振器Ｌｏｃａｌ０の出力を分周する分
周器ＦＤ１，ＦＤ２，…，で得られる。また、ＡＤＦ素
子の接続段数は必要とする分解能に応じて決められる。
【００１８】本実施形態によれば、（１）非常に少ない
配線で多段のフィルタ群を形成でき、（２）部品点数が
大幅に減り、（３）消費電力も大幅に減り、（４）さら
にフィルタ素子の調整が不要で、温度ドリフトも無くな
る。
配線で多段のフィルタ群を形成でき、（２）部品点数が
大幅に減り、（３）消費電力も大幅に減り、（４）さら
にフィルタ素子の調整が不要で、温度ドリフトも無くな
る。
【００１９】なお、検波器、対数アンプもＡＤＦ素子を
用いて構成することができる。
用いて構成することができる。
【００２０】図２は本発明の第２の実施形態で、デシメ
ーションフィルタのブロック図である。
ーションフィルタのブロック図である。
【００２１】本実施形態では、従来のデシメーションフ
ィルタの中間周波ＩＦ（例２１．４ＭＨｚ、必要に応じ
て変えてもよい）を、ミキサＭｉｘ１とＭｉｘ２、局部
発振器Ｌｏｃａｌ１、移相器ＰＳを用いてアナログ信号
のまま同相成分Ｉと直交成分Ｑに直交検波し、同相成分
Ｉを、前述したＡＤＦである素子ＲＢＷ１1，ＲＢＷ
２1，…，ＲＢＷｎ1と順次、狭帯域のフィルタ素子を通
過させ、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ１でデジタル信号に変換し、
同様に直交成分Ｑを、前述したＡＤＦである素子ＲＢＷ
１2，ＲＢＷ２2，…，ＲＢＷｎ2と順次、狭帯域のフィ
ルタ素子を通過させ、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ２でデジタル信
号に変換し、最後に、ベクトル信号処理回路ＶＣでベク
トル信号処理を行なって変調解析等を行う。なお、ＡＤ
Ｆ素子ＲＢＷ２1と２2，…，ＲＢＷｎ1とＲＢＷｎ2に与
えるクロックはそれぞれ分周器ＦＤ１，ＦＤ２，…で得
られる。また、ＡＤＦ素子の接続段数は必要とする分解
能に応じて決められる。また、ダイナミックレンジが足
らない場合、直交検波の前にステップアンプをおいても
よい。
ィルタの中間周波ＩＦ（例２１．４ＭＨｚ、必要に応じ
て変えてもよい）を、ミキサＭｉｘ１とＭｉｘ２、局部
発振器Ｌｏｃａｌ１、移相器ＰＳを用いてアナログ信号
のまま同相成分Ｉと直交成分Ｑに直交検波し、同相成分
Ｉを、前述したＡＤＦである素子ＲＢＷ１1，ＲＢＷ
２1，…，ＲＢＷｎ1と順次、狭帯域のフィルタ素子を通
過させ、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ１でデジタル信号に変換し、
同様に直交成分Ｑを、前述したＡＤＦである素子ＲＢＷ
１2，ＲＢＷ２2，…，ＲＢＷｎ2と順次、狭帯域のフィ
ルタ素子を通過させ、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ２でデジタル信
号に変換し、最後に、ベクトル信号処理回路ＶＣでベク
トル信号処理を行なって変調解析等を行う。なお、ＡＤ
Ｆ素子ＲＢＷ２1と２2，…，ＲＢＷｎ1とＲＢＷｎ2に与
えるクロックはそれぞれ分周器ＦＤ１，ＦＤ２，…で得
られる。また、ＡＤＦ素子の接続段数は必要とする分解
能に応じて決められる。また、ダイナミックレンジが足
らない場合、直交検波の前にステップアンプをおいても
よい。
【００２２】本実施形態によれば、（１）従来、デジタ
ル信号処理で実現していたフィルタ処理をアナログ処理
で行なうため、処理スピードが格段に早くなり、（２）
Ａ／Ｄ変換器は最初からデシメーションした信号を扱え
ばよいので、扱うデータ量の少なく、処理スピードが格
段に早くなり、（３）メモリが最小構成で済み、コス
ト、サイズともに小さくなり、（４）非常に少ない配線
で、多段のフィルタ群を形成でき、（５）部品点数が大
幅に減り、（６）消費電力も大幅に減り、（７）フィル
タ素子の調整が不要で、温度ドリフトもない。
ル信号処理で実現していたフィルタ処理をアナログ処理
で行なうため、処理スピードが格段に早くなり、（２）
Ａ／Ｄ変換器は最初からデシメーションした信号を扱え
ばよいので、扱うデータ量の少なく、処理スピードが格
段に早くなり、（３）メモリが最小構成で済み、コス
ト、サイズともに小さくなり、（４）非常に少ない配線
で、多段のフィルタ群を形成でき、（５）部品点数が大
幅に減り、（６）消費電力も大幅に減り、（７）フィル
タ素子の調整が不要で、温度ドリフトもない。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は下記のよ
うな効果がある。 （１）フィルタ処理の処理スピードが早くなる。 （２）Ａ／Ｄ変換器の扱うデータ量が少なく、処理スピ
ードが早くなる。 （３）メモリが最小構成ですみ、コスト、サイズとも小
さくなる。 （４）非常に少なく配線で多段のフィルタ群を形成でき
る。 （５）フィルタ処理の部品点数が減る。 （６）消費電力が減る。 （７）フィルタの調整が不要で、温度ドリフトもない。
うな効果がある。 （１）フィルタ処理の処理スピードが早くなる。 （２）Ａ／Ｄ変換器の扱うデータ量が少なく、処理スピ
ードが早くなる。 （３）メモリが最小構成ですみ、コスト、サイズとも小
さくなる。 （４）非常に少なく配線で多段のフィルタ群を形成でき
る。 （５）フィルタ処理の部品点数が減る。 （６）消費電力が減る。 （７）フィルタの調整が不要で、温度ドリフトもない。
【図１】本発明の第１の実施形態で、スペクトラムアナ
ライザのブロック図である。
ライザのブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態で、デシメーションフ
ィルタのブロック図である。
ィルタのブロック図である。
【図３】スペクトラムアナライザの従来例のブロック図
である。
である。
【図４】デシメーションフィルタの従来例のブロック図
である。
である。
Ｍｉｘ，Ｍｉｘ１，Ｍｉｘ２ ミキサ Ｌｏｃａｌ０、Ｌｏｃａｌ１ 局部発振器 ＲＢＷ１，ＲＢＷ２，…ＲＢＷｎ，ＲＢＷ１1，ＲＢＷ
２1，…，ＲＢＷｎ1，ＲＢＷ１2，ＲＢＷ２2，…，ＲＢ
Ｗｎ2 ＡＤＦ素子 ＦＤ１，ＦＤ２ 分周器 ＡＤ，ＡＤ１，ＡＤ２ Ａ／Ｄ変換器 ＤＴ 検波器 ＡＭＰ 対数アンプ ＶＣ ベクトル信号処理回路
２1，…，ＲＢＷｎ1，ＲＢＷ１2，ＲＢＷ２2，…，ＲＢ
Ｗｎ2 ＡＤＦ素子 ＦＤ１，ＦＤ２ 分周器 ＡＤ，ＡＤ１，ＡＤ２ Ａ／Ｄ変換器 ＤＴ 検波器 ＡＭＰ 対数アンプ ＶＣ ベクトル信号処理回路
Claims (4)
- 【請求項１】 デシメーションフィルタにおいて、中間
周波数を帯域制限するフィルタ素子として、１個または
多段に連結された、アナログ処理によるＦＩＲフィルタ
を用いることを特徴とするデシメーションフィルタ。 - 【請求項２】 前記中間周波数の同相成分、直交成分の
各々に対して前記ＦＩＲフィルタを用いる、請求項１記
載のデシメーションフィルタ。 - 【請求項３】 各ＦＩＲフィルタに与えられるクロック
を出力する分周器を有する、請求項１または２記載のデ
シメーションフィルタ。 - 【請求項４】 前記デシメーションフィルタが、スペク
トラム・アナライザ、ネットワーク・アナライザ、無線
機テスター変調解析装置等の測定装置である、請求項１
から３のいずれか１項記載のデシメーションフィルタ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27240996A JPH10126217A (ja) | 1996-10-15 | 1996-10-15 | デシメーションフィルタ |
| DE1997145391 DE19745391A1 (de) | 1996-10-15 | 1997-10-14 | Dezimierungsfilter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27240996A JPH10126217A (ja) | 1996-10-15 | 1996-10-15 | デシメーションフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10126217A true JPH10126217A (ja) | 1998-05-15 |
Family
ID=17513508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27240996A Withdrawn JPH10126217A (ja) | 1996-10-15 | 1996-10-15 | デシメーションフィルタ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10126217A (ja) |
| DE (1) | DE19745391A1 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100606126B1 (ko) | 2003-05-12 | 2006-07-28 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템의 협대역 간섭 제거 장치 및 방법 |
| JP2008520120A (ja) * | 2004-11-10 | 2008-06-12 | 株式会社アドバンテスト | スペクトル分析器用の周波数変換器におけるイメージ打消 |
| CN102879644A (zh) * | 2012-11-01 | 2013-01-16 | 南京国睿安泰信科技股份有限公司 | 利用模拟带宽预切换实现频谱仪分辨率带宽的*** |
| CN102928665A (zh) * | 2012-11-01 | 2013-02-13 | 南京国睿安泰信科技股份有限公司 | 一种中频数字化的频谱分析仪及其方法 |
| KR101539114B1 (ko) * | 2008-06-27 | 2015-07-23 | 삼성전자 주식회사 | 데시메이션이 없는 ｆｉｒ 필터 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6844715B2 (en) * | 2002-09-05 | 2005-01-18 | Honeywell International Inc. | Synthetic RF detection system and method |
| DE102004020278A1 (de) * | 2004-04-26 | 2005-11-10 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Spektrumanalysator mit hoher Geschwindigkeit und gleichzeitig hoher Auflösung |
-
1996
- 1996-10-15 JP JP27240996A patent/JPH10126217A/ja not_active Withdrawn
-
1997
- 1997-10-14 DE DE1997145391 patent/DE19745391A1/de not_active Ceased
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100606126B1 (ko) | 2003-05-12 | 2006-07-28 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템의 협대역 간섭 제거 장치 및 방법 |
| JP2008520120A (ja) * | 2004-11-10 | 2008-06-12 | 株式会社アドバンテスト | スペクトル分析器用の周波数変換器におけるイメージ打消 |
| KR101539114B1 (ko) * | 2008-06-27 | 2015-07-23 | 삼성전자 주식회사 | 데시메이션이 없는 ｆｉｒ 필터 |
| CN102879644A (zh) * | 2012-11-01 | 2013-01-16 | 南京国睿安泰信科技股份有限公司 | 利用模拟带宽预切换实现频谱仪分辨率带宽的*** |
| CN102928665A (zh) * | 2012-11-01 | 2013-02-13 | 南京国睿安泰信科技股份有限公司 | 一种中频数字化的频谱分析仪及其方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19745391A1 (de) | 1998-04-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6700366B2 (en) | Very fast swept spectrum analyzer | |
| JP5631628B2 (ja) | プラズマｒｆ源測定用マルチレート処理 | |
| US7688058B2 (en) | Integrated spectrum analyzer circuits and methods for providing on-chip diagnostics | |
| WO2018032645A1 (zh) | 一种宽带宽频率捷变信号测量仪器及测量方法 | |
| JPH08248070A (ja) | 周波数スペクトル分析装置 | |
| Michal et al. | A high performance digital receiver for home-built nuclear magnetic resonance spectrometers | |
| JP2016008972A (ja) | 試験測定装置及びノイズ低減方法 | |
| JP5465380B2 (ja) | 高周波信号の位相ジッターを測定する装置 | |
| JPH04221777A (ja) | 信号解析装置 | |
| JP4782502B2 (ja) | 周波数成分測定装置 | |
| US20080205557A1 (en) | Systems and Methods for Performing External Correction | |
| JPH10126217A (ja) | デシメーションフィルタ | |
| JP3122144B2 (ja) | 計器の中間周波数応答特性を得る方法 | |
| JP3381109B2 (ja) | 伝達関数測定装置 | |
| JP2007003458A (ja) | ディジタル直交ロックイン検出方法及び装置 | |
| JP2001141764A (ja) | 信号分析装置 | |
| US7444250B2 (en) | Measuring or test device comprising interchangeable functional units | |
| JP2006017486A (ja) | 核磁気共鳴を用いるスペクトル分析方法および核磁気共鳴装置 | |
| JPH1168444A (ja) | 多入力振幅・位相測定方法および装置 | |
| JPH0247563A (ja) | スペクトラムアナライザ | |
| JPH08146062A (ja) | 位相ジッタ解析装置 | |
| JPH10142273A (ja) | ネットワークアナライザ | |
| Stikvoort | Digital distortion analyzer | |
| Shenghua et al. | Evaluation and measurement of digital receiver for DBF radar | |
| Nagano | Theory and Experimental Evaluation of the Super Sweep Spectrum Analyze |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040106 |