JPH02276975A - Ｆｆｔアナライザ - Google Patents
ＦｆｔアナライザInfo
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- JPH02276975A JPH02276975A JP9841589A JP9841589A JPH02276975A JP H02276975 A JPH02276975 A JP H02276975A JP 9841589 A JP9841589 A JP 9841589A JP 9841589 A JP9841589 A JP 9841589A JP H02276975 A JPH02276975 A JP H02276975A
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 20
- 230000006870 function Effects 0.000 abstract description 10
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- RLLPVAHGXHCWKJ-IEBWSBKVSA-N (3-phenoxyphenyl)methyl (1s,3s)-3-(2,2-dichloroethenyl)-2,2-dimethylcyclopropane-1-carboxylate Chemical compound CC1(C)[C@H](C=C(Cl)Cl)[C@@H]1C(=O)OCC1=CC=CC(OC=2C=CC=CC=2)=C1 RLLPVAHGXHCWKJ-IEBWSBKVSA-N 0.000 description 1
- 101150076621 Radx gene Proteins 0.000 description 1
- 238000012952 Resampling Methods 0.000 description 1
- 238000004091 panning Methods 0.000 description 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Spectrometry And Color Measurement (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、ＦＦ’「アナライザに関するものであり、詳
しくは、スペクトル測定におけるスペクトル純度の改善
に関するものである。
しくは、スペクトル測定におけるスペクトル純度の改善
に関するものである。
〈従来の技術〉
第５図（ａ）に示すような測定アナログ入力信号波形を
ＦＦＴアナライザに加えて周波数スペクトルを求めるの
にあたって、ＦＦＴアナライザは（ｂ）のようにサンプ
リングされた波形が繰返すものとして演算を行い、（ｃ
）に示すようなスペクトル成分を算出する。
ＦＦＴアナライザに加えて周波数スペクトルを求めるの
にあたって、ＦＦＴアナライザは（ｂ）のようにサンプ
リングされた波形が繰返すものとして演算を行い、（ｃ
）に示すようなスペクトル成分を算出する。
ここで、測定アナログ入力信号波形とサンプルクロック
の周波数が等しいか整数倍であれば正確な計算が行われ
、正しいスペクトルを求めることができる。
の周波数が等しいか整数倍であれば正確な計算が行われ
、正しいスペクトルを求めることができる。
これに対し、第６図（ａ）の測定アナログ入力信号波形
と（ｂ）のサンプリング波形のように測定アナログ入力
信号波形とサンプルクロックの周波数が整数倍にならな
い場合には不連続点を持った歪み波として演算が行われ
ることになり、不要なスペクトルが生じて正しいスペク
トルを求めることができなくなってしまう。
と（ｂ）のサンプリング波形のように測定アナログ入力
信号波形とサンプルクロックの周波数が整数倍にならな
い場合には不連続点を持った歪み波として演算が行われ
ることになり、不要なスペクトルが生じて正しいスペク
トルを求めることができなくなってしまう。
そこで、このようなサンプリング波形の不連続に起因す
る不都合を解決する方法として、第７図（ａ）のような
測定アナログ入力信号波形のサンプリングにあたって（
ｂ）に示すような窓関数を用いて測定アナログ入力信号
波形を歪ませ、（ｃ）に示すように信号の始めと終りを
零にすることが行われている。これにより、第６図のよ
うな不連続点がなくなることから、（ｄ）に示すように
スペクトル特性は改善される。なお、このような窓関数
としては、第８図（ａ）に示すようなパニング窓、（ｂ
）に示すようなガウシャン窓、（Ｃ）に示すようなブラ
ックマン窓など用途に応じて種々の特性のものが用いら
れる。
る不都合を解決する方法として、第７図（ａ）のような
測定アナログ入力信号波形のサンプリングにあたって（
ｂ）に示すような窓関数を用いて測定アナログ入力信号
波形を歪ませ、（ｃ）に示すように信号の始めと終りを
零にすることが行われている。これにより、第６図のよ
うな不連続点がなくなることから、（ｄ）に示すように
スペクトル特性は改善される。なお、このような窓関数
としては、第８図（ａ）に示すようなパニング窓、（ｂ
）に示すようなガウシャン窓、（Ｃ）に示すようなブラ
ックマン窓など用途に応じて種々の特性のものが用いら
れる。
〈発明が解決しようとする課題〉
しかし、このような窓関数を用いること自体が測定アナ
ログ入力信号波形を歪ませることになり一窓関数を用い
る限りは不要なスペクトラム成分を完全に除去すること
はできない。
ログ入力信号波形を歪ませることになり一窓関数を用い
る限りは不要なスペクトラム成分を完全に除去すること
はできない。
本発明は、このような点に着目したものであり、その目
的は、窓関数を用いることなく正確なスペクトルが得ら
れるＦＦＴアナライザを提供することにある。
的は、窓関数を用いることなく正確なスペクトルが得ら
れるＦＦＴアナライザを提供することにある。
〈課題を解決するための手段〉
本発明のＦＦＴアナライザは、
測定アナログ入力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器と、 出力周波数が測定アナログ入力信号の基本周波数または
その整数倍の任意の値に設定でき、このＡ／Ｄ変換器に
サンプルクロック信号を与える信号源と、 前記Ａ／Ｄ変換器から変換出力されるデジタル信号を格
納するメモリと、 このメモリに格納されたデジタル信号に対してＦＦＴ演
算を実行するＦ Ｆ ’Ｔ’演算部とで構成されたこと
を特徴とする。
変換器と、 出力周波数が測定アナログ入力信号の基本周波数または
その整数倍の任意の値に設定でき、このＡ／Ｄ変換器に
サンプルクロック信号を与える信号源と、 前記Ａ／Ｄ変換器から変換出力されるデジタル信号を格
納するメモリと、 このメモリに格納されたデジタル信号に対してＦＦＴ演
算を実行するＦ Ｆ ’Ｔ’演算部とで構成されたこと
を特徴とする。
く作用〉
本発明におけるＡ／Ｄ変換器のサンプルクロック周波数
は測定アナログ入力信号の基本周波数または基本周波数
の整数倍に設定されることから、測定アナログ入力信号
波形とサンプリング波形の周期を一致させることができ
、従来のような窓関数を用いることなく正しいスペクト
ルを求めることができる。
は測定アナログ入力信号の基本周波数または基本周波数
の整数倍に設定されることから、測定アナログ入力信号
波形とサンプリング波形の周期を一致させることができ
、従来のような窓関数を用いることなく正しいスペクト
ルを求めることができる。
〈実施例〉
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である０
図において、入力端子１に入力される測定アナログ入力
信号Ａ ｉｎはアッテネータ２およびローパスフィルタ
３を介してＡ／Ｄ変換器４に加えられ、デジタル信号り
に変換される。このＡ／ひ変換器４には周波数シンセサ
イザなどの出力周波数が任意に設定できる信号源５から
サンプルクロック信号ＳＣが与えられる。前記Ａ／Ｄ変
換器４から変換出力されるデジタル信号りはメモリ６に
格納される。ＦＦＴ演算部７はこのメモリ６に格納され
たデジタル信号りに対してＦＦＴ演算を実行し、得られ
るスペクトル成分から例えばＰＦＥ （Ｐｉｃｋｅｔ
Ｆｅｎｃｅ Ｅｆｆｅｃｔ）手法に従ってアナログ入力
信号Ａ ｉｒＬの基本周波数または基本周波数の整数倍
を求める。そして、前記信号源５の出力周波数は、手動
あるいは自動によりこのＦＦＴ演算部７で演算された基
本周波数または基本周波数の整数倍と等しい値に設定さ
れる。
図において、入力端子１に入力される測定アナログ入力
信号Ａ ｉｎはアッテネータ２およびローパスフィルタ
３を介してＡ／Ｄ変換器４に加えられ、デジタル信号り
に変換される。このＡ／ひ変換器４には周波数シンセサ
イザなどの出力周波数が任意に設定できる信号源５から
サンプルクロック信号ＳＣが与えられる。前記Ａ／Ｄ変
換器４から変換出力されるデジタル信号りはメモリ６に
格納される。ＦＦＴ演算部７はこのメモリ６に格納され
たデジタル信号りに対してＦＦＴ演算を実行し、得られ
るスペクトル成分から例えばＰＦＥ （Ｐｉｃｋｅｔ
Ｆｅｎｃｅ Ｅｆｆｅｃｔ）手法に従ってアナログ入力
信号Ａ ｉｒＬの基本周波数または基本周波数の整数倍
を求める。そして、前記信号源５の出力周波数は、手動
あるいは自動によりこのＦＦＴ演算部７で演算された基
本周波数または基本周波数の整数倍と等しい値に設定さ
れる。
このように構成された装置の動作を説明する。
まず、（ａ）に示すように解析したい測定アナログ入力
信号を任意の周波数ｆχのサンプルクロックでサンプリ
ングする。
信号を任意の周波数ｆχのサンプルクロックでサンプリ
ングする。
次に、サンプリングした波形データにＦＦＴ処理を施゛
して（ｂ）に示すような周波数スペクトルを得る。
して（ｂ）に示すような周波数スペクトルを得る。
このような周波数スペクトルから、ＰＦＥ手法により、
測定アナログ入力信号の基本周波数またはその整数倍に
適切なサンプリング周波数ｆχを求める。
測定アナログ入力信号の基本周波数またはその整数倍に
適切なサンプリング周波数ｆχを求める。
具体的には、（ｂ）に示す周波数スペクトルの中でレベ
ルが一番高いスペクトルｎｆχとそれに隣接するスペク
トル（ｎ−１）ｆχ、 （ｎ＋１）ｆχでレベルの大き
い方のスペクトルのレベル差ΔＡを求める。
ルが一番高いスペクトルｎｆχとそれに隣接するスペク
トル（ｎ−１）ｆχ、 （ｎ＋１）ｆχでレベルの大き
い方のスペクトルのレベル差ΔＡを求める。
すなわち、（ｎ−１）ｆχ＞ ｆｎ＋１）ｆχの場合の
レベル差ΔＡは、 Δ＾＝（ｎｆχのレベル）−（（ｎ−１）ｆχのレベル
）になり−［ｎ−１）ｆｘ＜ （ｎ＋１）ｆｘの場合の
レベル差ΔＡは、 Δ＾＝（ｎｆχのレベル）−（（ｎ＋１）ｆｘのレベル
）になる。
レベル差ΔＡは、 Δ＾＝（ｎｆχのレベル）−（（ｎ−１）ｆχのレベル
）になり−［ｎ−１）ｆｘ＜ （ｎ＋１）ｆｘの場合の
レベル差ΔＡは、 Δ＾＝（ｎｆχのレベル）−（（ｎ＋１）ｆｘのレベル
）になる。
このようにしてレベル差ΔＡを求めた後、次式によりサ
ンプリング周波数の面差Δｆｃを求める。
ンプリング周波数の面差Δｆｃを求める。
これにより、（ｎ−１）ｆｘ＞（ｎ＋１）ｆｘの場合の
サンプリング周波数ｆχ−は、 ｆｘ−＝ｆχ−Δｆｃ になり、（ｎ−１）ｆｘ＜ （ｎ＋１）ｆｘの場合のサ
ンプリング周波数ｆχ−は、 ｆｘ−＝ｆχ＋Δｆｃ になる。
サンプリング周波数ｆχ−は、 ｆｘ−＝ｆχ−Δｆｃ になり、（ｎ−１）ｆｘ＜ （ｎ＋１）ｆｘの場合のサ
ンプリング周波数ｆχ−は、 ｆｘ−＝ｆχ＋Δｆｃ になる。
信号源５の出力周波数をこのようなサンプリング周波数
ｆχ−またはその整数倍に設定し、（ｃ）に示すように
再度測定アナログ入力信号のサンプリングを行う。
ｆχ−またはその整数倍に設定し、（ｃ）に示すように
再度測定アナログ入力信号のサンプリングを行う。
そして、サンプルデータに対して再びＦＦＴ解析処理を
行って（ｄ）に示すようなスペクトルを得る。ここで、
サンプリング周波数は測定アナログ入力信号の周波数ま
たはその整数倍に設定されているので、（ｂ）のような
不要なスペクトルが発生することはない。
行って（ｄ）に示すようなスペクトルを得る。ここで、
サンプリング周波数は測定アナログ入力信号の周波数ま
たはその整数倍に設定されているので、（ｂ）のような
不要なスペクトルが発生することはない。
このように構成することにより、測定アナログ入力信号
が単純な繰返し信号で周波数成分が近接したスペクトル
成分を持たない場合には不要なスペクトル成分の影響を
受けることなく高精度のＦＦＴ解析が行える。
が単純な繰返し信号で周波数成分が近接したスペクトル
成分を持たない場合には不要なスペクトル成分の影響を
受けることなく高精度のＦＦＴ解析が行える。
第３図は具体例の説明図である。
（ａ）は、
０．５Ｓｉｎ４ωｔ ＋０．００５Ｓｉｎ８ω ｔ＋
０．０００５ｓｉｎ１２ ω ↑で表される測定アナ
ログ入力信号をサンプリング周期（２π／１０５）ｒａ
ｄで１００個サンプルした例を示している。
０．０００５ｓｉｎ１２ ω ↑で表される測定アナ
ログ入力信号をサンプリング周期（２π／１０５）ｒａ
ｄで１００個サンプルした例を示している。
このようなサンプルデータをＤＦＴ処理すると、（ｂ）
のようになる、（ｂ）において、最大データは４番目の
−６，３４ｄＢであり、その次に大きいブタは３番目の
−２０，２０ｄＢであって、これらの差は１３．８６ｄ
Ｂである。これらから、基本波成分子χは、 ３．８３１ になる、これらから、基本波成分はｎ＝３．８３１にあ
るものと考えられる。そこで、サンプリング周期を４／
３．８３１＝１．０４４から １．０４４倍にする。こ
れにより、演算されたサンプリング周期は、 ［２π／１０５）ｒａｄｘ １．０４４： （２π／
１００）ｒａｄになる。
のようになる、（ｂ）において、最大データは４番目の
−６，３４ｄＢであり、その次に大きいブタは３番目の
−２０，２０ｄＢであって、これらの差は１３．８６ｄ
Ｂである。これらから、基本波成分子χは、 ３．８３１ になる、これらから、基本波成分はｎ＝３．８３１にあ
るものと考えられる。そこで、サンプリング周期を４／
３．８３１＝１．０４４から １．０４４倍にする。こ
れにより、演算されたサンプリング周期は、 ［２π／１０５）ｒａｄｘ １．０４４： （２π／
１００）ｒａｄになる。
（ｃ）は（ｂ）で演算されたサンプリング周期に基づい
て再度サンプリングした例を示し、（ｃｉ）はこのよう
なサンプルデータをＤ Ｆ Ｔ処理した結果を示してい
る。これらから、正確に計算されていることが分る。
て再度サンプリングした例を示し、（ｃｉ）はこのよう
なサンプルデータをＤ Ｆ Ｔ処理した結果を示してい
る。これらから、正確に計算されていることが分る。
なお、上記実施例では、Ｆ Ｆ Ｔ演算部７で測定アナ
ログ入力信号Ａ ｉｒＬの基本周波数を算出し、その結
果に従って演′ｆｔ、信号源５の周波数を設定する例を
示したが、アナログ入力信号Ａ ｉｒＬの基本周波数が
既知の場合には例えばキー人力でＡ／Ｄ変換器４のサン
プリング周期を設定してもよい。
ログ入力信号Ａ ｉｒＬの基本周波数を算出し、その結
果に従って演′ｆｔ、信号源５の周波数を設定する例を
示したが、アナログ入力信号Ａ ｉｒＬの基本周波数が
既知の場合には例えばキー人力でＡ／Ｄ変換器４のサン
プリング周期を設定してもよい。
また、測定アナログ入力信号の基本周波数は、第４図（
ａ）に示すようにサンプル波形のピーク点間の時間や第
４図（ｂ）に示すようにサンプル波形のゼロクロス点間
の時間を測定することにより求めることもできる。
ａ）に示すようにサンプル波形のピーク点間の時間や第
４図（ｂ）に示すようにサンプル波形のゼロクロス点間
の時間を測定することにより求めることもできる。
〈発明の効果〉
以上説明したように、本発明によれば、窓関数を用いる
ことなく正確なスペクトルが得られるＦＦ Ｔアナライ
ザが実現できる。
ことなく正確なスペクトルが得られるＦＦ Ｔアナライ
ザが実現できる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図の原理動作説明図、第３図は第１図の具体例の動
作説明図、第４図は測定アナログ入力信号の基本波周期
の説明図、第５図は測定アナログ入力信号波形とサンプ
ルクロックの周波数が等しいか整数倍の場合の従来の動
作説明図、第６図は測定アナログ入力信号波形とサンプ
ルクロックの周波数が等しくない場合の従来の動作説明
図、第７図は測定アナログ入力信号波形とサンプルクロ
ックの周波数が等しくない場合に窓関数を用いた動作説
明図、第８図は窓関数の説明図である。 １・・・入力端子、２・・・アッテネータ、３・・・ロ
ーパスフィルタ、４・・・Ａ／Ｄ変換器、５・・・信号
源、６Ｑ 了） −〇 （ノ ダ
第１図の原理動作説明図、第３図は第１図の具体例の動
作説明図、第４図は測定アナログ入力信号の基本波周期
の説明図、第５図は測定アナログ入力信号波形とサンプ
ルクロックの周波数が等しいか整数倍の場合の従来の動
作説明図、第６図は測定アナログ入力信号波形とサンプ
ルクロックの周波数が等しくない場合の従来の動作説明
図、第７図は測定アナログ入力信号波形とサンプルクロ
ックの周波数が等しくない場合に窓関数を用いた動作説
明図、第８図は窓関数の説明図である。 １・・・入力端子、２・・・アッテネータ、３・・・ロ
ーパスフィルタ、４・・・Ａ／Ｄ変換器、５・・・信号
源、６Ｑ 了） −〇 （ノ ダ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 測定アナログ入力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器と、 出力周波数が測定アナログ入力信号の基本周波数または
その整数倍の任意の値に設定でき、このＡ／Ｄ変換器に
サンプルクロック信号を与える信号源と、 前記Ａ／Ｄ変換器から変換出力されるデジタル信号を格
納するメモリと、 このメモリに格納されたデジタル信号に対してＦＦＴ演
算を実行するＦＦＴ演算部とで構成されたことを特徴と
するＦＦＴアナライザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9841589A JPH02276975A (ja) | 1989-04-18 | 1989-04-18 | Ｆｆｔアナライザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9841589A JPH02276975A (ja) | 1989-04-18 | 1989-04-18 | Ｆｆｔアナライザ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02276975A true JPH02276975A (ja) | 1990-11-13 |
Family
ID=14219191
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9841589A Pending JPH02276975A (ja) | 1989-04-18 | 1989-04-18 | Ｆｆｔアナライザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02276975A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5528134A (en) * | 1995-03-08 | 1996-06-18 | Allen-Bradley Company, Inc. | AC power analyzer |
| JP2008289173A (ja) * | 2004-03-17 | 2008-11-27 | Sony Corp | 測定方法、測定装置、プログラム |
| US8233630B2 (en) | 2004-03-17 | 2012-07-31 | Sony Corporation | Test apparatus, test method, and computer program |
-
1989
- 1989-04-18 JP JP9841589A patent/JPH02276975A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5528134A (en) * | 1995-03-08 | 1996-06-18 | Allen-Bradley Company, Inc. | AC power analyzer |
| JP2008289173A (ja) * | 2004-03-17 | 2008-11-27 | Sony Corp | 測定方法、測定装置、プログラム |
| US8233630B2 (en) | 2004-03-17 | 2012-07-31 | Sony Corporation | Test apparatus, test method, and computer program |
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