JPH06133544A - スイッチング式電源装置 - Google Patents
スイッチング式電源装置Info
- Publication number
- JPH06133544A JPH06133544A JP27723392A JP27723392A JPH06133544A JP H06133544 A JPH06133544 A JP H06133544A JP 27723392 A JP27723392 A JP 27723392A JP 27723392 A JP27723392 A JP 27723392A JP H06133544 A JPH06133544 A JP H06133544A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- voltage
- power supply
- current
- load
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
本発明は例えばモーター等の比較的に定常電流に対して
投入電流等のピーク電流値の供給能力を要求される直流
電源装置において、モーターロック等の負荷異常に対し
て、確実な電源装置ならびに負荷回路を保護を実現する
為の過負荷保護回路である。
投入電流等のピーク電流値の供給能力を要求される直流
電源装置において、モーターロック等の負荷異常に対し
て、確実な電源装置ならびに負荷回路を保護を実現する
為の過負荷保護回路である。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は過負荷保護を行なったス
イッチング式電源装置に関する。
イッチング式電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来より、各種の電子機器の電源装置と
してスイッチング方式の電源装置が用いられている。特
に直流電源として、スイッチング方式は小型、軽量、高
効率であると言う利点から広く採用されている。
してスイッチング方式の電源装置が用いられている。特
に直流電源として、スイッチング方式は小型、軽量、高
効率であると言う利点から広く採用されている。
【0003】このような従来型のスイッチング式直流電
源装置にあっては図7に示すように入力電源端子1およ
び2に電源を接続すると、トランスフォーマーT1の1
次巻線N1に対する電圧印加がスイッチングトランジス
タQ1により断続される。
源装置にあっては図7に示すように入力電源端子1およ
び2に電源を接続すると、トランスフォーマーT1の1
次巻線N1に対する電圧印加がスイッチングトランジス
タQ1により断続される。
【0004】スイッチングトランジスタQ1の断続によ
り発生した交流出力はトランスフォーマーT1により絶
縁ならびに変圧される。交流出力は、ダイオードD1に
より整流される。整流出力は平滑コンデンサC2によっ
て平滑された後、出力端子3、4から負荷に供給され
る。
り発生した交流出力はトランスフォーマーT1により絶
縁ならびに変圧される。交流出力は、ダイオードD1に
より整流される。整流出力は平滑コンデンサC2によっ
て平滑された後、出力端子3、4から負荷に供給され
る。
【0005】負荷電圧は、抵抗R2、R3で分圧して電
圧検出回路5に入力される。
圧検出回路5に入力される。
【0006】電圧検出回路5は、入力された電圧と基準
電圧を比較して、PWM回路6に対して電圧信号を出力
する。
電圧を比較して、PWM回路6に対して電圧信号を出力
する。
【0007】PWM回路6は電圧検出回路5からの入力
によって、パルス出力にPWM、PFM等の制御を行な
う。制御されたパルス出力で、スイッチングトランジス
タQ1のベースを駆動してスイッチングの時比率、周波
数等を制御して定電圧制御を行なう。
によって、パルス出力にPWM、PFM等の制御を行な
う。制御されたパルス出力で、スイッチングトランジス
タQ1のベースを駆動してスイッチングの時比率、周波
数等を制御して定電圧制御を行なう。
【0008】負荷が重くなり、スイッチングトランジス
タQ1の電流が大きくなると抵抗R1に発生する電圧も
大きくなり、しきい値Vth1を越えるとコンパレータ
Q2の出力によって、PWM回路6はパルス出力を停止
する。この動作は、パルス毎におこなわれる。
タQ1の電流が大きくなると抵抗R1に発生する電圧も
大きくなり、しきい値Vth1を越えるとコンパレータ
Q2の出力によって、PWM回路6はパルス出力を停止
する。この動作は、パルス毎におこなわれる。
【0009】このように、スイッチングトランジスタQ
1の電流を検知してパルスを制御することによって、過
負荷保護を行なう。
1の電流を検知してパルスを制御することによって、過
負荷保護を行なう。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な従来例においては、例えば、モーターのように起動電
流が定常電流に比較して非常に大きい負荷の場合、過負
荷の保護設定値は、ピークの電流値に対して設定しなけ
ればならない。
な従来例においては、例えば、モーターのように起動電
流が定常電流に比較して非常に大きい負荷の場合、過負
荷の保護設定値は、ピークの電流値に対して設定しなけ
ればならない。
【0011】したがって、過負荷保護の設定は、定常電
流に対してかなり大きい値となり、負荷回路の異常が発
生しても、過負荷状態が連続して、保護動作せず電源装
置や負荷回路の異常加熱、発煙、発火等の問題があっ
た。
流に対してかなり大きい値となり、負荷回路の異常が発
生しても、過負荷状態が連続して、保護動作せず電源装
置や負荷回路の異常加熱、発煙、発火等の問題があっ
た。
【0012】また電源装置についてのみ考えてみると、
異常過熱を防ぐためには、放熱板の熱容量を大きくした
り、トランスやコイルのサイズを大きくする必要があ
り、そのために、電源装置の外形が大きくなる、価格が
上昇する等の問題があった。
異常過熱を防ぐためには、放熱板の熱容量を大きくした
り、トランスやコイルのサイズを大きくする必要があ
り、そのために、電源装置の外形が大きくなる、価格が
上昇する等の問題があった。
【0013】本発明の目的は2重の過負荷保護を行うこ
とにより上記問題を解決しようとするものである。
とにより上記問題を解決しようとするものである。
【0014】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めに、本発明によれば電源入力をスイッチング素子で断
続し発生する交流電力を直流に変換して電力を所定の負
荷に供給するスイッチング式電源装置において、スイッ
チング動作毎にスイッチング素子のピーク電流を検出し
て動作する第1の保護手段を備えるとともに設定値以上
の負荷電流の流れる時比率を検出してあらかじめ設定し
た時比率以上になると出力を停止させる第2の保護手段
を備えることにより2重の過負荷保護を行うものであ
る。
めに、本発明によれば電源入力をスイッチング素子で断
続し発生する交流電力を直流に変換して電力を所定の負
荷に供給するスイッチング式電源装置において、スイッ
チング動作毎にスイッチング素子のピーク電流を検出し
て動作する第1の保護手段を備えるとともに設定値以上
の負荷電流の流れる時比率を検出してあらかじめ設定し
た時比率以上になると出力を停止させる第2の保護手段
を備えることにより2重の過負荷保護を行うものであ
る。
【0015】
【実施例】以下、図面に基づいて本発明を用いた第1の
実施例について詳細に説明する。ただし、以下では前述
した従来例と同様の部分には同一符号を付し、その詳細
な説明は省略する。
実施例について詳細に説明する。ただし、以下では前述
した従来例と同様の部分には同一符号を付し、その詳細
な説明は省略する。
【0016】図1において、符号1、2で示すものは入
力電源端子であり、入力電源端子1は入力コンデンサC
1ならびにトランスフォーマーT1の1次巻線N1に接
続されている。VCC端子は、別電源または入力電源端
子1に接続されている。
力電源端子であり、入力電源端子1は入力コンデンサC
1ならびにトランスフォーマーT1の1次巻線N1に接
続されている。VCC端子は、別電源または入力電源端
子1に接続されている。
【0017】1次巻線N1の一方は、スイッチングトラ
ンジスタQ1のコレクタに接続され、エミッタは、抵抗
R1を介して入力端子2に接続される。抵抗R1とエミ
ッタの接続点からコンパレータQ2の+端子に接続され
る。
ンジスタQ1のコレクタに接続され、エミッタは、抵抗
R1を介して入力端子2に接続される。抵抗R1とエミ
ッタの接続点からコンパレータQ2の+端子に接続され
る。
【0018】スイッチングトランジスタQ1のベース
は、PWM回路6の出力端子に接続される。
は、PWM回路6の出力端子に接続される。
【0019】T1の2次巻線N2は、整流用のダイオー
ドD1を介して平滑用のコンデンサC2に導かれてい
る。このフィルタ回路による平滑出力は出力端子3、4
を介して所定の負荷に供給される。
ドD1を介して平滑用のコンデンサC2に導かれてい
る。このフィルタ回路による平滑出力は出力端子3、4
を介して所定の負荷に供給される。
【0020】負荷に対する出力電圧を検出するため、出
力端子3、4に接続される不図示の負荷に並列に抵抗R
2、R3が接続され、出力電圧を分圧して電圧検出回路
5に入力され、この電圧検出回路5の出力は、PWM回
路6に入力される。またコンパレータQ2の出力はPW
M回路6に入力される。これらにより第1の保護手段が
構成される。
力端子3、4に接続される不図示の負荷に並列に抵抗R
2、R3が接続され、出力電圧を分圧して電圧検出回路
5に入力され、この電圧検出回路5の出力は、PWM回
路6に入力される。またコンパレータQ2の出力はPW
M回路6に入力される。これらにより第1の保護手段が
構成される。
【0021】さらに、負荷と直列に負荷電流検出用の抵
抗R4、電流検出用のコンパレータQ3、CRフィルタ
ー7並びにラッチ回路8が備えられ、このラッチ回路8
の出力はPWM回路6に入力される。これらにより第2
の保護手段が構成される。
抗R4、電流検出用のコンパレータQ3、CRフィルタ
ー7並びにラッチ回路8が備えられ、このラッチ回路8
の出力はPWM回路6に入力される。これらにより第2
の保護手段が構成される。
【0022】次に、上記回路における動作を説明する。
【0023】入力電源端子1および2に電源を接続する
と、トランスフォーマーT1の1次巻線N1に対する電
圧印加がスイッチングトランジスタQ1により断続され
る。
と、トランスフォーマーT1の1次巻線N1に対する電
圧印加がスイッチングトランジスタQ1により断続され
る。
【0024】スイッチングトランジスタQ1の断続によ
り発生した交流出力はトランスフォーマーT1により絶
縁ならびに変圧される。交流出力は、ダイオードD1に
より整流される。整流出力は平滑コンデンサC2によっ
て平滑された後、出力端子3、4から負荷に供給され
る。
り発生した交流出力はトランスフォーマーT1により絶
縁ならびに変圧される。交流出力は、ダイオードD1に
より整流される。整流出力は平滑コンデンサC2によっ
て平滑された後、出力端子3、4から負荷に供給され
る。
【0025】負荷電圧は、抵抗R2、R3で分圧して電
圧検出回路5に入力される。
圧検出回路5に入力される。
【0026】電圧検出回路5は、入力された電圧と基準
電圧を比較して、PWM回路6に対して電圧信号を出力
する。
電圧を比較して、PWM回路6に対して電圧信号を出力
する。
【0027】PWM回路6は電圧検出回路5からの入力
によって、パルス出力にPWM、PFM等の制御を行な
う。制御されたパルス出力で、スイッチングトランジス
タQ1のベースを駆動してスイッチングの時比率、周波
数等を制御して定電圧制御を行なう。
によって、パルス出力にPWM、PFM等の制御を行な
う。制御されたパルス出力で、スイッチングトランジス
タQ1のベースを駆動してスイッチングの時比率、周波
数等を制御して定電圧制御を行なう。
【0028】負荷が重くなり、スイッチングトランジス
タQ1の電流が大きくなると抵抗R1に発生する電圧も
大きくなり、しきい値を越えるとコンパレータQ2の出
力によって、PWM回路6はパルス出力を停止する。こ
の動作は、パルス毎におこなわれる。
タQ1の電流が大きくなると抵抗R1に発生する電圧も
大きくなり、しきい値を越えるとコンパレータQ2の出
力によって、PWM回路6はパルス出力を停止する。こ
の動作は、パルス毎におこなわれる。
【0029】このように、スイッチングトランジスタQ
1の電流を検知してパルスを制御することによって、過
負荷保護を行なう。
1の電流を検知してパルスを制御することによって、過
負荷保護を行なう。
【0030】一方、電流検出用コンパレータQ3の出力
はCRフィルタ7に加えられ、CRフィルター7は、コ
ンデンサC3の両端電圧を出力として取り出し、ラッチ
回路8に入力させる。
はCRフィルタ7に加えられ、CRフィルター7は、コ
ンデンサC3の両端電圧を出力として取り出し、ラッチ
回路8に入力させる。
【0031】ラッチ回路8の入力は、しきい値より大き
い電圧が入力されるとPWM回路6に信号を出力してそ
の状態を保持する。ラッチ回路8の出力がPWM回路6
に入力されると、PWM回路6のパルス出力は停止状態
となる。
い電圧が入力されるとPWM回路6に信号を出力してそ
の状態を保持する。ラッチ回路8の出力がPWM回路6
に入力されると、PWM回路6のパルス出力は停止状態
となる。
【0032】次に、CRフィルター7について説明す
る。正常に動作している時の負荷電流波形を図2に示
す。
る。正常に動作している時の負荷電流波形を図2に示
す。
【0033】定常的な電流はI1、起動電流等によるピ
ーク電流はI2である。
ーク電流はI2である。
【0034】ここで、第一の保護手段のしきい値は、I
2よりやや大きな値LM1に設定されている。
2よりやや大きな値LM1に設定されている。
【0035】第二の保護手段のしきい値は、I1とI2
の間の任意の値LM2に設定されている。
の間の任意の値LM2に設定されている。
【0036】ここで、CRフィルター7の出力に発生す
る電圧について説明する。
る電圧について説明する。
【0037】ピーク電流の流れている時間をt1、定常
電流の期間をt2、周期をTとして抵抗R5、R6、コ
ンデンサC3で構成される一次フィルターの出力を計算
すると、周期Tの値がフィルター時定数よりも十分に小
さく、Vccの値が十分に大きくダイオード等の電圧降
下が無視できるとすれば、鳳テブナンの定理より、t1
期間では、
電流の期間をt2、周期をTとして抵抗R5、R6、コ
ンデンサC3で構成される一次フィルターの出力を計算
すると、周期Tの値がフィルター時定数よりも十分に小
さく、Vccの値が十分に大きくダイオード等の電圧降
下が無視できるとすれば、鳳テブナンの定理より、t1
期間では、
【0038】
【外1】 ただし、i3はコンデンサC3への充電電流,Vccは
コンパレータの電源電圧、Vc3はコンデンサC3の両
端電圧とする。
コンパレータの電源電圧、Vc3はコンデンサC3の両
端電圧とする。
【0039】t2期間では、
【0040】
【外2】 ただし、i3′はC3への充電電流とする。
【0041】以上の式が成立する。
【0042】ここで、平衡条件は、コンデンサC3に充
電される電荷量と放電される電荷量が等しくなればよ
い。
電される電荷量と放電される電荷量が等しくなればよ
い。
【0043】よって、 i3*(t1/T)=−i3′*(t2/T) となる。
【0044】先の式に代入して、更に式の変形を行なう
と
と
【0045】
【外3】 となる。
【0046】このように、フィルターの出力電圧Vc3
は、t1、t2の関数となることがわかる。
は、t1、t2の関数となることがわかる。
【0047】よって、保護をかけたい時比率に応じて定
数を設定することによって、保護レベルが設定できる。
数を設定することによって、保護レベルが設定できる。
【0048】例えば、t1=t2、R5=R6ならば、
Vc3=Vcc/3となりラッチ回路8のしきい値をV
ccの1/3に選べば、図3や図4に示すような過負荷
状態が50%以上になるような、負荷異常の時に第二の
保護手段が動作して装置の動作を停止する。
Vc3=Vcc/3となりラッチ回路8のしきい値をV
ccの1/3に選べば、図3や図4に示すような過負荷
状態が50%以上になるような、負荷異常の時に第二の
保護手段が動作して装置の動作を停止する。
【0049】以上の様に本発明によれば、モーター等の
パルス的な電流の流れる負荷を対象とした電源装置に於
て、ピーク電流では、半導体素子の電圧、電流のみ考慮
すれば良く、発熱に対する考慮が不要となる。
パルス的な電流の流れる負荷を対象とした電源装置に於
て、ピーク電流では、半導体素子の電圧、電流のみ考慮
すれば良く、発熱に対する考慮が不要となる。
【0050】定常電流値での発熱のみを考慮すれば良い
ので、定常電流の1.5倍〜3倍のピーク電流容量を必
要とする、パルス負荷用の電源装置に於て大幅な小型化
が実現できる。
ので、定常電流の1.5倍〜3倍のピーク電流容量を必
要とする、パルス負荷用の電源装置に於て大幅な小型化
が実現できる。
【0051】なお、本実施例では、非絶縁型の装置を例
に挙げたが、絶縁型の装置に於ても同様である。この場
合、絶縁素子としてはホトカプラ等が使用される。
に挙げたが、絶縁型の装置に於ても同様である。この場
合、絶縁素子としてはホトカプラ等が使用される。
【0052】また、第二の保護手段に用いる電流検出回
路としては、コンパレータ等の集積回路をはじめ、ディ
スクリートの差動アンプ、トランジスタのVBEなど、
他の方法を用いても良い。
路としては、コンパレータ等の集積回路をはじめ、ディ
スクリートの差動アンプ、トランジスタのVBEなど、
他の方法を用いても良い。
【0053】以上の第1の実施例においてはパルス電流
検出に抵抗を用いていたが、本発明の第2実施例では図
5の如く負荷電流の検出にトランジスタのVBEを使用
して、Vccとしては、出力電圧をそのまま使用した。
検出に抵抗を用いていたが、本発明の第2実施例では図
5の如く負荷電流の検出にトランジスタのVBEを使用
して、Vccとしては、出力電圧をそのまま使用した。
【0054】その他は、第1の実施例と同一である。負
荷電流検出のしきい値は、 (負荷電流)*R4=VBE となり、しきい値は、Q4のVBEに支配される。
荷電流検出のしきい値は、 (負荷電流)*R4=VBE となり、しきい値は、Q4のVBEに支配される。
【0055】VBEは、一般的に−2mV/℃の温度係
数を持つため、安定性は悪いが、回路は簡単であるた
め、比較的に電力の小さい電源に向いている。
数を持つため、安定性は悪いが、回路は簡単であるた
め、比較的に電力の小さい電源に向いている。
【0056】また、第1の実施例では、抵抗とコンデン
サで構成した1次フィルターを用いて時比率と電圧の変
換回路を構成したが、本発明の第3の実施例は図6の如
く、定電流回路と半導体スイッチを用いて構成したもの
である。この様な方式によっても同様の効果を得ること
ができる。変換式については省略する。
サで構成した1次フィルターを用いて時比率と電圧の変
換回路を構成したが、本発明の第3の実施例は図6の如
く、定電流回路と半導体スイッチを用いて構成したもの
である。この様な方式によっても同様の効果を得ること
ができる。変換式については省略する。
【0057】定電流回路や半導体スイッチは、集積回路
化した場合に、抵抗に比較してチップ面積を小さくでき
るので、本実施例は、回路を集積化する場合に最適であ
る。
化した場合に、抵抗に比較してチップ面積を小さくでき
るので、本実施例は、回路を集積化する場合に最適であ
る。
【0058】本発明によれば、パルス負荷用のスイッチ
ング式電源装置に於て、瞬時のピーク負荷電流に対して
は、あらかじめ設定した値以内であれば保護動作せずピ
ーク負荷電流が連続したり、正常な値を越える時比率と
なると、第二の保護手段が動作して、電源装置の出力停
止させる。
ング式電源装置に於て、瞬時のピーク負荷電流に対して
は、あらかじめ設定した値以内であれば保護動作せずピ
ーク負荷電流が連続したり、正常な値を越える時比率と
なると、第二の保護手段が動作して、電源装置の出力停
止させる。
【0059】また、瞬時のピーク電流値が非常に大き
く、第一の保護手段で設定した値を越える場合は、第一
の保護手段の動作によってスイッチングのパルス幅が制
限され、垂下型の電流制限特性によって、半導体素子の
動作状態が規格値を越えることを防ぐ。また、このよう
な場合においても、定常値を越える時比率が大きくなる
と、第二の保護手段が動作して、電源装置の出力停止さ
せる。
く、第一の保護手段で設定した値を越える場合は、第一
の保護手段の動作によってスイッチングのパルス幅が制
限され、垂下型の電流制限特性によって、半導体素子の
動作状態が規格値を越えることを防ぐ。また、このよう
な場合においても、定常値を越える時比率が大きくなる
と、第二の保護手段が動作して、電源装置の出力停止さ
せる。
【0060】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、スイッチ
ング式電源装置、特にモーター等を負荷とする電源装置
において、スイッチング素子のスイッチングパルス毎に
電流検出して動作する第1の保護手段と、ピークの負荷
電流の時比率を検出して動作する第2の保護手段を有
し、第一の保護手段は、半導体素子等の電圧、電流に対
する保護を行ない、第二の保護手段によって熱的な保護
を行なう構成により、従来、起動電流等のピーク電流の
連続で熱設計しなければならなかった、放熱板、トラン
ス等を定常的な電流値で熱設計することが可能となり、
小型化、低価格化とともに、高い火災安全性を実現でき
る。
ング式電源装置、特にモーター等を負荷とする電源装置
において、スイッチング素子のスイッチングパルス毎に
電流検出して動作する第1の保護手段と、ピークの負荷
電流の時比率を検出して動作する第2の保護手段を有
し、第一の保護手段は、半導体素子等の電圧、電流に対
する保護を行ない、第二の保護手段によって熱的な保護
を行なう構成により、従来、起動電流等のピーク電流の
連続で熱設計しなければならなかった、放熱板、トラン
ス等を定常的な電流値で熱設計することが可能となり、
小型化、低価格化とともに、高い火災安全性を実現でき
る。
【図1】本発明の第1の実施例に係るスイッチング式電
源装置の回路図である。
源装置の回路図である。
【図2】図1の回路が正常に動作している時の負荷電流
波形図である。
波形図である。
【図3】図1の回路が負荷異常である時の一例を示す電
流波形図である。
流波形図である。
【図4】図1の回路が負荷異常である時の他の例を示す
電流波形図である。
電流波形図である。
【図5】本発明の第2の実施例に係るスイッチング式電
源装置の回路図である。
源装置の回路図である。
【図6】本発明の第3の実施例に係るスイッチング式電
源装置の回路図である。
源装置の回路図である。
【図7】従来のスイッチング式電源装置の回路図であ
る。
る。
1、2 入力電源端子 3、4 出力端子 5 電圧検出回路 6 PWM回路 7 フィルター 8 ラッチ回路 T1 トランス Q1 スイッチングトランジスタ Q2 コンパレータ Q3 コンパレータ Q4 トランジスタ D1、D2 ダイオード C1、C2、C3 コンデンサ R1、R2、R3、R4、R5、R6 抵抗
Claims (1)
- 【請求項1】 電源入力をスイッチング素子で断続し発
生する交流電力を直流に変換して電力を所定の負荷に供
給するスイッチング式電源装置において、 スイッチング動作毎にスイッチング素子のピーク電流を
検出して動作する第1の保護手段を備えるとともに設定
値以上の負荷電流の流れる時比率を検出してあらかじめ
設定した時比率以上になると出力を停止させる第2の保
護手段を備えることにより2重の過負荷保護を行うこと
を特徴とするスイッチング式電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27723392A JPH06133544A (ja) | 1992-10-15 | 1992-10-15 | スイッチング式電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27723392A JPH06133544A (ja) | 1992-10-15 | 1992-10-15 | スイッチング式電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06133544A true JPH06133544A (ja) | 1994-05-13 |
Family
ID=17580679
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27723392A Pending JPH06133544A (ja) | 1992-10-15 | 1992-10-15 | スイッチング式電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06133544A (ja) |
-
1992
- 1992-10-15 JP JP27723392A patent/JPH06133544A/ja active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5408401A (en) | Power source circuit with a compact size and operating efficiently at low temperature | |
US4564800A (en) | Battery charger | |
JPH0638720B2 (ja) | 車両用発電機の制御装置 | |
JPWO2004068686A1 (ja) | 電源装置 | |
US4713740A (en) | Switch-mode power supply | |
KR20210028363A (ko) | 열 소손 방지 기능을 포함하는 전력 변환 장치 | |
JP4294928B2 (ja) | 安定化電源 | |
JP3099763B2 (ja) | 直流電源装置 | |
JPS6353796B2 (ja) | ||
CN113131743A (zh) | 隔离式电源供应器及其二次侧控制电路 | |
JP2002209378A (ja) | スイッチング電源装置 | |
US5177429A (en) | DC power source circuit | |
US7173830B2 (en) | Device for converting an AC voltage from a main electricity supply to a DC voltage at a predetermined level and waveform | |
JPH06133544A (ja) | スイッチング式電源装置 | |
JP3145739B2 (ja) | スイッチング電源 | |
JP3145442B2 (ja) | スイッチング式直流電源装置 | |
JP2002315342A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3475415B2 (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP2769051B2 (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP3134913B2 (ja) | スイッチングデバイス | |
JPH0898518A (ja) | トランスレス直流電源回路 | |
JPH09182425A (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP3014774B2 (ja) | スイッチング直流電源装置 | |
JPH0739343Y2 (ja) | トランジスタ電力変換装置 | |
JPH0898517A (ja) | トランスレス直流電源回路 |