JP3069217B2 - 変調装置 - Google Patents
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- JP3069217B2 JP3069217B2 JP5173643A JP17364393A JP3069217B2 JP 3069217 B2 JP3069217 B2 JP 3069217B2 JP 5173643 A JP5173643 A JP 5173643A JP 17364393 A JP17364393 A JP 17364393A JP 3069217 B2 JP3069217 B2 JP 3069217B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マルチ・キャリアを用
いたデジタル移動通信システムの送信に使用される変調
装置に関し、特に、隣接チャネルへの漏洩電力を減らす
ための構成を簡略化したものである。
いたデジタル移動通信システムの送信に使用される変調
装置に関し、特に、隣接チャネルへの漏洩電力を減らす
ための構成を簡略化したものである。
【０００２】
【従来の技術】デジタル移動通信システムでは、一無線
チャネル当たりの伝送容量を増やすためにマルチ・キャ
リアＡＳＫ(振幅変調)方式が実用化されている。この方
式は、一つの無線チャネルを複数(Ｎ)のサブ・キャリア
で構成し、各サブ・キャリアをそれぞれ信号に応じて振
幅変調するもので、伝送容量をＮ倍に拡大することが可
能である。
チャネル当たりの伝送容量を増やすためにマルチ・キャ
リアＡＳＫ(振幅変調)方式が実用化されている。この方
式は、一つの無線チャネルを複数(Ｎ)のサブ・キャリア
で構成し、各サブ・キャリアをそれぞれ信号に応じて振
幅変調するもので、伝送容量をＮ倍に拡大することが可
能である。
【０００３】この変調方式の一つである４ＡＳＫ変調
は、４つのサブ・キャリアを用いて４つの信号を同時に
送信する方式であり、これを実行する従来の変調装置
は、図８に示すように、送信データが入力する入力端１
と、送信データの２ビットが入力する毎にそれらのデー
タに応じた４種類のグレイ符号のインパルスを発生する
グレイ符号化器２と、入力信号を並列のシンボル列（Ｘ
１、Ｘ２、Ｘ３、Ｘ４）に変えて出力するシリアル／パ
ラレル変換器３と、入力した各シンボル列を組合わせた
形で出力するシンボル変換器４と、シンボル変換器４か
ら出力された各シンボル列の符号間干渉を除くと共にチ
ャネル間の干渉を除くためのＦＩＲ低域通過型帯域制限
フィルタ（以下、「ルート・ナイキスト・フィルタ」と
呼ぶ）35、36、37、38とを備えている。
は、４つのサブ・キャリアを用いて４つの信号を同時に
送信する方式であり、これを実行する従来の変調装置
は、図８に示すように、送信データが入力する入力端１
と、送信データの２ビットが入力する毎にそれらのデー
タに応じた４種類のグレイ符号のインパルスを発生する
グレイ符号化器２と、入力信号を並列のシンボル列（Ｘ
１、Ｘ２、Ｘ３、Ｘ４）に変えて出力するシリアル／パ
ラレル変換器３と、入力した各シンボル列を組合わせた
形で出力するシンボル変換器４と、シンボル変換器４か
ら出力された各シンボル列の符号間干渉を除くと共にチ
ャネル間の干渉を除くためのＦＩＲ低域通過型帯域制限
フィルタ（以下、「ルート・ナイキスト・フィルタ」と
呼ぶ）35、36、37、38とを備えている。
【０００４】この装置は、さらに、各ルート・ナイキス
ト・フィルタの出力に対してサブ・キャリア変調を行な
うためのテーブル９、10、11、12と、各ルート・ナイキ
スト・フィルタ出力と各テーブルのテーブル値を掛合わ
せる乗算器13、14、15、16と、乗算器13の出力と乗算器
14の出力とを加算する加算器17と、乗算器15の出力と乗
算器16の出力とを加算する加算器18と、加算器17、18の
出力をアナログ信号に変換するＤＡ変換器21、22と、Ｄ
Ａ変換器21、22の出力から高調波成分を除くアナログ・
フィルタ23、24と、同相キャリアおよび直交位相キャリ
アを発生するシンセサイザ25と、アナログ・フィルタ23
の出力とシンセサイザ25の同相キャリアとを掛合わせる
アナログ乗算器26と、アナログ・フィルタ24の出力とシ
ンセサイザ25の直交位相キャリアとを掛合わせるアナロ
グ乗算器27と、乗算器26および27の出力を加算するアナ
ログ加算器28と、送信出力端29とを備えている。
ト・フィルタの出力に対してサブ・キャリア変調を行な
うためのテーブル９、10、11、12と、各ルート・ナイキ
スト・フィルタ出力と各テーブルのテーブル値を掛合わ
せる乗算器13、14、15、16と、乗算器13の出力と乗算器
14の出力とを加算する加算器17と、乗算器15の出力と乗
算器16の出力とを加算する加算器18と、加算器17、18の
出力をアナログ信号に変換するＤＡ変換器21、22と、Ｄ
Ａ変換器21、22の出力から高調波成分を除くアナログ・
フィルタ23、24と、同相キャリアおよび直交位相キャリ
アを発生するシンセサイザ25と、アナログ・フィルタ23
の出力とシンセサイザ25の同相キャリアとを掛合わせる
アナログ乗算器26と、アナログ・フィルタ24の出力とシ
ンセサイザ25の直交位相キャリアとを掛合わせるアナロ
グ乗算器27と、乗算器26および27の出力を加算するアナ
ログ加算器28と、送信出力端29とを備えている。
【０００５】この変調装置は、図７の緒元を満たすよう
に構成され、２５ｋＨｚ離れた隣接する無線チャネル
（他の送信装置によって使用される無線チャネル）に対
して、漏洩電力が−６０ｄＢ以下となるように規格され
ている。そのため、ルート・ナイキスト・フィルタ35〜
38は、図９に示すように、６００次もの大きな次数を持
つＦＩＲフィルタによって構成されている。
に構成され、２５ｋＨｚ離れた隣接する無線チャネル
（他の送信装置によって使用される無線チャネル）に対
して、漏洩電力が−６０ｄＢ以下となるように規格され
ている。そのため、ルート・ナイキスト・フィルタ35〜
38は、図９に示すように、６００次もの大きな次数を持
つＦＩＲフィルタによって構成されている。
【０００６】また、この変調装置では、ＤＡ変換器21、
22の後に続くアナログ・フィルタ23、24の実現容易性を
考慮して、ＤＡ変換器21、22の動作クロックの周波数
（出力サンプリング周波数）を７２ｋＨｚに選定してい
る。そのため、ルート・ナイキスト・フィルタ35〜38の
サンプリング周波数は、同じように７２ｋＨｚに設定さ
れている。
22の後に続くアナログ・フィルタ23、24の実現容易性を
考慮して、ＤＡ変換器21、22の動作クロックの周波数
（出力サンプリング周波数）を７２ｋＨｚに選定してい
る。そのため、ルート・ナイキスト・フィルタ35〜38の
サンプリング周波数は、同じように７２ｋＨｚに設定さ
れている。
【０００７】この変調装置は、信号（Ｘ１、Ｘ２、Ｘ
３、Ｘ４）を４つのサブ・キャリアで変調し、式（１）
に示す被変調信号の形で送信する。
３、Ｘ４）を４つのサブ・キャリアで変調し、式（１）
に示す被変調信号の形で送信する。
【０００８】 Ｓ（ｔ）＝Ｘ1(ｔ)×ｃｏｓ(ωc−３△ω)ｔ ＋Ｘ2(ｔ)×ｃｏｓ(ωc−△ω)ｔ ＋Ｘ3(ｔ)×ｃｏｓ(ωc＋△ω)ｔ ＋Ｘ4(ｔ)×ｃｏｓ(ωc＋３△ω)ｔ (１) ここで、ωcはキャリア周波数であり、また、△ω＝２
π×２.２５ｋＨｚである。
π×２.２５ｋＨｚである。
【０００９】この式(１)の被変調信号を得るため、変調
装置では次の動作が行なわれる。まず、送信データ入力
端１から、３２ｋｂ／ｓの伝送レートで送信データが入
力すると、グレイ符号器２は、２ビット毎に４値重み付
けしたインパルスを１６ｋＨｚ間隔で発生する。シリア
ル／パラレル変換器３は、グレイ符号器２の発生したイ
ンパルスをサブ・キャリア数に対応させて４つに逐次分
離し、４Ｋｂａｕｄのシンボル列Ｘ1、Ｘ2、Ｘ3、Ｘ4と
して出力する。
装置では次の動作が行なわれる。まず、送信データ入力
端１から、３２ｋｂ／ｓの伝送レートで送信データが入
力すると、グレイ符号器２は、２ビット毎に４値重み付
けしたインパルスを１６ｋＨｚ間隔で発生する。シリア
ル／パラレル変換器３は、グレイ符号器２の発生したイ
ンパルスをサブ・キャリア数に対応させて４つに逐次分
離し、４Ｋｂａｕｄのシンボル列Ｘ1、Ｘ2、Ｘ3、Ｘ4と
して出力する。
【００１０】シンボル変換器４は、これらのシンボル列
を組合せて、Ｘ1＋Ｘ4、Ｘ2＋Ｘ3、Ｘ1−Ｘ4、Ｘ2−Ｘ3
のシンボル列を発生させる。このシンボル変換出力は、
それぞれルート・ナイキスト・フィルタ35、36、37、38
で帯域制限され、７２ｋＨｚ間隔で出力される。
を組合せて、Ｘ1＋Ｘ4、Ｘ2＋Ｘ3、Ｘ1−Ｘ4、Ｘ2−Ｘ3
のシンボル列を発生させる。このシンボル変換出力は、
それぞれルート・ナイキスト・フィルタ35、36、37、38
で帯域制限され、７２ｋＨｚ間隔で出力される。
【００１１】図１０には、ルート・ナイキスト・フィル
タ35〜38のスペクトル特性を表わしている。この図が示
すように、阻止域の減衰量は−６０ｄＢ以下である。
タ35〜38のスペクトル特性を表わしている。この図が示
すように、阻止域の減衰量は−６０ｄＢ以下である。
【００１２】ルート・ナイキスト・フィルタ35の演算出
力に対して、テーブル９から与えられる３△ω＝６.７
５ｋＨｚの同相成分が乗算器13で乗算される。また、ル
ート・ナイキスト・フィルタ36の演算出力に対して、テ
ーブル10から与えられる△ω＝２.２５ＫＨｚの同相成
分が乗算器14で乗算される。この乗算器13および14の出
力は、加算器17で加算され、次いで、ＤＡ変換器21でア
ナログ信号に変換された後、アナログ・フィルタ23で処
理されて、次式(２)で表されるＩ(ｔ)として出力され
る。
力に対して、テーブル９から与えられる３△ω＝６.７
５ｋＨｚの同相成分が乗算器13で乗算される。また、ル
ート・ナイキスト・フィルタ36の演算出力に対して、テ
ーブル10から与えられる△ω＝２.２５ＫＨｚの同相成
分が乗算器14で乗算される。この乗算器13および14の出
力は、加算器17で加算され、次いで、ＤＡ変換器21でア
ナログ信号に変換された後、アナログ・フィルタ23で処
理されて、次式(２)で表されるＩ(ｔ)として出力され
る。
【００１３】 Ｉ(ｔ)＝｛Ｘ1(ｔ)＋Ｘ4(ｔ)｝×ｃｏｓ(３△ωｔ) ＋｛Ｘ2(ｔ)＋Ｘ3(ｔ)｝×ｃｏｓ(△ωｔ) (２) 一方、ルート・ナイキスト・フィルタ37の演算出力に対
しては、テーブル11から与えられる３△ω＝６.７５ｋ
Ｈｚの直交位相成分が乗算器15で乗算され、また、ルー
ト・ナイキスト・フィルタ38の演算出力に対しては、テ
ーブル16から与えられる△ω＝２.２５ｋＨｚの直交位
相成分が乗算器16で乗算される。この乗算器15および16
の出力は、加算器18で加算され、次いで、ＤＡ変換器22
でアナログ信号に変換された後、アナログ・フィルタ24
で処理されて、次式(３)で表されるＱ(ｔ)として出力さ
れる。
しては、テーブル11から与えられる３△ω＝６.７５ｋ
Ｈｚの直交位相成分が乗算器15で乗算され、また、ルー
ト・ナイキスト・フィルタ38の演算出力に対しては、テ
ーブル16から与えられる△ω＝２.２５ｋＨｚの直交位
相成分が乗算器16で乗算される。この乗算器15および16
の出力は、加算器18で加算され、次いで、ＤＡ変換器22
でアナログ信号に変換された後、アナログ・フィルタ24
で処理されて、次式(３)で表されるＱ(ｔ)として出力さ
れる。
【００１４】 Ｑ(ｔ)＝｛Ｘ1(ｔ)−Ｘ4(ｔ)｝×ｓｉｎ(３△ωｔ) ＋｛Ｘ2(ｔ)−Ｘ3(ｔ)｝×ｓｉｎ(△ωｔ) (３) このＩ(ｔ)およびＱ(ｔ)は、シンセサイザ25の発生する
キャリアで直交変調された後、加算器28で加算されて、
次の式（４）で表されるＳ(ｔ)として出力される。
キャリアで直交変調された後、加算器28で加算されて、
次の式（４）で表されるＳ(ｔ)として出力される。
【００１５】 Ｓ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)×ｃｏｓ(ωcｔ)＋Ｑ(ｔ)×ｓｉｎ(ωcｔ) (４) この式(４)で表されるＳ(ｔ)は、式(２)および式(３)を
代入することにより、式(１)の被変調信号Ｓ(ｔ)と同じ
であることが確かめられる。
代入することにより、式(１)の被変調信号Ｓ(ｔ)と同じ
であることが確かめられる。
【００１６】図１１は、この変調装置の出力スペクトル
を表わしている。４つのサブ・キャリアの周波数帯域
は、それぞれ分離し、また、それ以外の周波数帯域では
−６０ｄＢ以下に減衰しており、緒元における隣接チャ
ネル漏洩電力−６０ｄＢ以下の規格を満たしている。
を表わしている。４つのサブ・キャリアの周波数帯域
は、それぞれ分離し、また、それ以外の周波数帯域では
−６０ｄＢ以下に減衰しており、緒元における隣接チャ
ネル漏洩電力−６０ｄＢ以下の規格を満たしている。
【００１７】このように、従来の変調装置では、６００
次のルート・ナイキスト・フィルタを４個用い、６００
×４＝２４００回の積和演算を行なうことによって図７
の諸元を満たすマルチ・キャリア４ＡＳＫ変調装置を実
現している。
次のルート・ナイキスト・フィルタを４個用い、６００
×４＝２４００回の積和演算を行なうことによって図７
の諸元を満たすマルチ・キャリア４ＡＳＫ変調装置を実
現している。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のマルチ
・キャリアＡＳＫ変調装置は、隣接チャネル漏洩電力を
規格に合うように減衰させるために、６００次もの大き
な次数のルート・ナイキスト・フィルタを用いているの
で、演算量が非常に多くなり、実時間処理を行なうため
には高速演算が必要であり、装置の低消費電力化、低価
格化を図ることが困難である。
・キャリアＡＳＫ変調装置は、隣接チャネル漏洩電力を
規格に合うように減衰させるために、６００次もの大き
な次数のルート・ナイキスト・フィルタを用いているの
で、演算量が非常に多くなり、実時間処理を行なうため
には高速演算が必要であり、装置の低消費電力化、低価
格化を図ることが困難である。
【００１９】従来のマルチ・キャリアＡＳＫ変調装置の
ルート・ナイキスト・フィルタは、サブ・キャリア間の
漏洩電力を抑制すると共に、隣接チャネルへの漏洩電力
を抑える働きをしており、そのためにシビアな特性が要
求される。
ルート・ナイキスト・フィルタは、サブ・キャリア間の
漏洩電力を抑制すると共に、隣接チャネルへの漏洩電力
を抑える働きをしており、そのためにシビアな特性が要
求される。
【００２０】ところで、一つの送信装置から送信される
サブ・キャリアの間の漏洩電力は、異なる送信装置から
送信される無線チャネルの間の漏洩電力より大きく設定
しても、変復調における精度の低下は生じない。
サブ・キャリアの間の漏洩電力は、異なる送信装置から
送信される無線チャネルの間の漏洩電力より大きく設定
しても、変復調における精度の低下は生じない。
【００２１】本発明は、こうした点に着目して従来の変
調装置における問題点を解決したものであり、ルート・
ナイキスト・フィルタの演算量を減らし、消費電力の低
減と、価格の引下げとを可能にした変調装置を提供する
ことを目的としている。
調装置における問題点を解決したものであり、ルート・
ナイキスト・フィルタの演算量を減らし、消費電力の低
減と、価格の引下げとを可能にした変調装置を提供する
ことを目的としている。
【００２２】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、複
数のサブ・キャリアによって変調した信号を合成して伝
送するマルチ・キャリア伝送のための変調装置におい
て、サブ・キャリア間の漏洩電力を抑制する周波数帯域
制限フィルタと、隣接チャネル間の漏洩電力を抑制する
補間フィルタとを別に設け、周波数帯域制限フィルタの
サンプリング周波数を補間フィルタのサンプリング周波
数より小さく設定している。
数のサブ・キャリアによって変調した信号を合成して伝
送するマルチ・キャリア伝送のための変調装置におい
て、サブ・キャリア間の漏洩電力を抑制する周波数帯域
制限フィルタと、隣接チャネル間の漏洩電力を抑制する
補間フィルタとを別に設け、周波数帯域制限フィルタの
サンプリング周波数を補間フィルタのサンプリング周波
数より小さく設定している。
【００２３】
【作用】そのため、サブ・キャリア間の漏洩電力を抑え
る周波数帯域制限フィルタと、隣接チャネル間の漏洩電
力を抑える補間フィルタとを分けているので、各フィル
タの次数を小さく設定することができ、その結果、各フ
ィルタの演算量を合計した値は、従来の変調装置のそれ
に比べて減少する。
る周波数帯域制限フィルタと、隣接チャネル間の漏洩電
力を抑える補間フィルタとを分けているので、各フィル
タの次数を小さく設定することができ、その結果、各フ
ィルタの演算量を合計した値は、従来の変調装置のそれ
に比べて減少する。
【００２４】また、このようにフィルタを分けたことに
よって、周波数帯域制限フィルタの動作クロック周波数
を補間フィルタのそれより小さくすることができ、この
マルチ・レート化によって、周波数帯域制限フィルタの
演算量を更に下げることができる。
よって、周波数帯域制限フィルタの動作クロック周波数
を補間フィルタのそれより小さくすることができ、この
マルチ・レート化によって、周波数帯域制限フィルタの
演算量を更に下げることができる。
【００２５】
【実施例】本発明の実施例における４ＡＳＫ変調装置
は、図１に示すように、シンボル変換器４から出力され
る各シンボル列の符号間干渉の除去を主な役割とするル
ート・ナイキスト・フィルタ５、６、７、８と、チャネ
ル間の干渉の除去を主な役割としてＤＡ変換器21、22の
前に挿入された補間フィルタ19、20とを備えている。そ
の他の構成は、従来の装置（図８）と変わりがない。
は、図１に示すように、シンボル変換器４から出力され
る各シンボル列の符号間干渉の除去を主な役割とするル
ート・ナイキスト・フィルタ５、６、７、８と、チャネ
ル間の干渉の除去を主な役割としてＤＡ変換器21、22の
前に挿入された補間フィルタ19、20とを備えている。そ
の他の構成は、従来の装置（図８）と変わりがない。
【００２６】実施例の変調装置では、従来の装置と同じ
ように、緒元を図７に示すように設定し、また、ＤＡ変
換器21、22の後に続くアナログ・フィルタ23、24の実現
容易性を考慮して、ＤＡ変換器21、22の動作クロック周
波数（サンプリング周波数）を７２ｋＨｚに選定してい
る。
ように、緒元を図７に示すように設定し、また、ＤＡ変
換器21、22の後に続くアナログ・フィルタ23、24の実現
容易性を考慮して、ＤＡ変換器21、22の動作クロック周
波数（サンプリング周波数）を７２ｋＨｚに選定してい
る。
【００２７】ルート・ナイキスト・フィルタ５〜８は、
その緒元を図２に示すように、８８次の次数の帯域制限
用ＦＩＲフィルタで構成し、サンプリング周波数を、Ｄ
Ａ変換器21、22のサンプリング周波数の半分の３６ｋＨ
ｚに設定している。
その緒元を図２に示すように、８８次の次数の帯域制限
用ＦＩＲフィルタで構成し、サンプリング周波数を、Ｄ
Ａ変換器21、22のサンプリング周波数の半分の３６ｋＨ
ｚに設定している。
【００２８】また、補間フィルタ19、20は、同じく図２
に示すように、２７次の次数の帯域制限用ＦＩＲフィル
タで構成し、サンプリング周波数を、ＤＡ変換器21、22
のサンプリング周波数と同じ７２ｋＨｚに設定してい
る。
に示すように、２７次の次数の帯域制限用ＦＩＲフィル
タで構成し、サンプリング周波数を、ＤＡ変換器21、22
のサンプリング周波数と同じ７２ｋＨｚに設定してい
る。
【００２９】実施例の変調装置において、シンボル変換
器４からシンボル列が発生されるまでの動作は、従来の
装置と同じであり、まず、送信データ入力端１から、３
２ｋｂ／ｓの伝送レートで送信データが入力すると、グ
レイ符号器２が、２ビット毎に４値重み付けしたインパ
ルスを１６ｋＨｚ間隔で発生し、シリアル／パラレル変
換器３が、グレイ符号器２の発生したインパルスをサブ
・キャリア数に対応させて４つに逐次分離し、４Ｋｂａ
ｕｄのシンボル列Ｘ1、Ｘ2、Ｘ3、Ｘ4として出力する。
次いで、シンボル変換器４が、これらのシンボル列を組
合せて、Ｘ1＋Ｘ4、Ｘ2＋Ｘ3、Ｘ1−Ｘ4、Ｘ2−Ｘ3のシ
ンボル列を発生させる。
器４からシンボル列が発生されるまでの動作は、従来の
装置と同じであり、まず、送信データ入力端１から、３
２ｋｂ／ｓの伝送レートで送信データが入力すると、グ
レイ符号器２が、２ビット毎に４値重み付けしたインパ
ルスを１６ｋＨｚ間隔で発生し、シリアル／パラレル変
換器３が、グレイ符号器２の発生したインパルスをサブ
・キャリア数に対応させて４つに逐次分離し、４Ｋｂａ
ｕｄのシンボル列Ｘ1、Ｘ2、Ｘ3、Ｘ4として出力する。
次いで、シンボル変換器４が、これらのシンボル列を組
合せて、Ｘ1＋Ｘ4、Ｘ2＋Ｘ3、Ｘ1−Ｘ4、Ｘ2−Ｘ3のシ
ンボル列を発生させる。
【００３０】このシンボル変換器４の出力は、それぞれ
８８次ルート・ナイキスト・フィルタ５、６、７、８で
帯域制限され、３６ｋＨｚ間隔で出力される。
８８次ルート・ナイキスト・フィルタ５、６、７、８で
帯域制限され、３６ｋＨｚ間隔で出力される。
【００３１】この８８次ルート・ナイキスト・フィルタ
５〜８の出力データのスペクトラムを図３に示してい
る。
５〜８の出力データのスペクトラムを図３に示してい
る。
【００３２】ルート・ナイキスト・フィルタ５の演算出
力に対して、テーブル９から与えられる３△ω＝６.７
５ｋＨｚの同相成分が乗算器13で乗算され、また、ルー
ト・ナイキスト・フィルタ６の演算出力に対して、テー
ブル10から与えられる△ω＝２.２５ＫＨｚの同相成分
が乗算器14で乗算され、この乗算器13および14の出力が
加算器17で加算される。
力に対して、テーブル９から与えられる３△ω＝６.７
５ｋＨｚの同相成分が乗算器13で乗算され、また、ルー
ト・ナイキスト・フィルタ６の演算出力に対して、テー
ブル10から与えられる△ω＝２.２５ＫＨｚの同相成分
が乗算器14で乗算され、この乗算器13および14の出力が
加算器17で加算される。
【００３３】一方、ルート・ナイキスト・フィルタ７の
演算出力に対しては、テーブル11から与えられる３△ω
＝６.７５ｋＨｚの直交位相成分が乗算器15で乗算さ
れ、また、ルート・ナイキスト・フィルタ８の演算出力
に対しては、テーブル12から与えられる△ω＝２.２５
ｋＨｚの直交位相成分が乗算器16で乗算され、この乗算
器15および16の出力が加算器18で加算される。
演算出力に対しては、テーブル11から与えられる３△ω
＝６.７５ｋＨｚの直交位相成分が乗算器15で乗算さ
れ、また、ルート・ナイキスト・フィルタ８の演算出力
に対しては、テーブル12から与えられる△ω＝２.２５
ｋＨｚの直交位相成分が乗算器16で乗算され、この乗算
器15および16の出力が加算器18で加算される。
【００３４】この加算器17および18の出力データのスペ
クトラムを図４で実線によって示している。この図にお
いて、中心のサブ・キャリア変調出力パタンの左右に現
れている波形は、３６ｋＨｚ繰り返しのパタンである。
また、このときのサブ・キャリア漏洩電力は、−３０.
２ｄＢになる。
クトラムを図４で実線によって示している。この図にお
いて、中心のサブ・キャリア変調出力パタンの左右に現
れている波形は、３６ｋＨｚ繰り返しのパタンである。
また、このときのサブ・キャリア漏洩電力は、−３０.
２ｄＢになる。
【００３５】加算器17、18の３６ｋＨｚ間隔の出力に対
して、それぞれ補間フィルタ19および20により帯域制限
が加えられ、その結果が７２ｋＨｚ間隔で出力される。
この補間フィルタ19、20のフィルタ特性は、図４におい
て点線で示しており、補間フィルタ19、20の出力は、図
５の実線で示したようになる。
して、それぞれ補間フィルタ19および20により帯域制限
が加えられ、その結果が７２ｋＨｚ間隔で出力される。
この補間フィルタ19、20のフィルタ特性は、図４におい
て点線で示しており、補間フィルタ19、20の出力は、図
５の実線で示したようになる。
【００３６】補間フィルタ19、20の出力は、ＤＡ変換器
21、22およびアナログ・フィルタ23、24（アナログ・フ
ィルタ23、24のフィルタ特性は図５の点線で表示）の処
理を受け、図６に示すスペクトルの信号に変換される。
アナログ・フィルタ23から出力されたアナログ信号Ｉ
(ｔ)およびＱ(ｔ)は、シンセサイザ25の発生するキャリ
ア信号と直交変調されて、被変調信号Ｓ(ｔ)の形で出力
端29から出力される。このＩ(ｔ)は、前述した式(２)で
表わされ、また、Ｑ(ｔ)は式(３)で、Ｓ(ｔ)は、式(１)
でそれぞれ表わされる。
21、22およびアナログ・フィルタ23、24（アナログ・フ
ィルタ23、24のフィルタ特性は図５の点線で表示）の処
理を受け、図６に示すスペクトルの信号に変換される。
アナログ・フィルタ23から出力されたアナログ信号Ｉ
(ｔ)およびＱ(ｔ)は、シンセサイザ25の発生するキャリ
ア信号と直交変調されて、被変調信号Ｓ(ｔ)の形で出力
端29から出力される。このＩ(ｔ)は、前述した式(２)で
表わされ、また、Ｑ(ｔ)は式(３)で、Ｓ(ｔ)は、式(１)
でそれぞれ表わされる。
【００３７】図６の記載が示すように、実施例の変調装
置は、隣接チャネル漏洩電力−６０ｄＢ以下の規格を満
たしている。
置は、隣接チャネル漏洩電力−６０ｄＢ以下の規格を満
たしている。
【００３８】このように、実施例の変調装置は、図７の
規格を満たすために、図２の緒元を有する８８次ルート
・ナイキスト・フィルタと２７次補間フィルタとの２種
類のフィルタを用いており、それにより、サブ・キャリ
ア漏洩電力を−３０ｄＢ以下に、また、隣接チャネル漏
洩電力を２５ｋＨｚ離長で−６０ｄＢ以下に下げること
に成功している。
規格を満たすために、図２の緒元を有する８８次ルート
・ナイキスト・フィルタと２７次補間フィルタとの２種
類のフィルタを用いており、それにより、サブ・キャリ
ア漏洩電力を−３０ｄＢ以下に、また、隣接チャネル漏
洩電力を２５ｋＨｚ離長で−６０ｄＢ以下に下げること
に成功している。
【００３９】この変調装置の演算量は、ルート・ナイキ
スト・フィルタ部で８８×４＝３５２回、補間フィルタ
部で２７×２＝５４回の計４０６回の積和演算であり、
従来の変調装置の演算量に比べると極めて少ない。従っ
て、それだけ、装置の低消費電力化、低価格化を図るこ
とができる。（なお、ルート・ナイキスト・フィルタの
次数の８８は、サンプリング周波数を３６ｋＨｚに設定
したときの値であり、サンプリング周波数を７２ｋＨｚ
に設定するならば、次数は８８×２＝１７６となる。こ
のときの、前記積和演算の合計数は７５８回となる。）
スト・フィルタ部で８８×４＝３５２回、補間フィルタ
部で２７×２＝５４回の計４０６回の積和演算であり、
従来の変調装置の演算量に比べると極めて少ない。従っ
て、それだけ、装置の低消費電力化、低価格化を図るこ
とができる。（なお、ルート・ナイキスト・フィルタの
次数の８８は、サンプリング周波数を３６ｋＨｚに設定
したときの値であり、サンプリング周波数を７２ｋＨｚ
に設定するならば、次数は８８×２＝１７６となる。こ
のときの、前記積和演算の合計数は７５８回となる。）
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明の変調装置は、ルート・ナイキスト・フィル
タと補間フィルタとの従続構成によって、フィルタの合
計演算量を減らし、また、ルート・ナイキスト・フィル
タのサンプリング周波数を補間フィルタのサンプリング
周波数より小さく設定するマルチ・レート化によって、
その演算量をさらに減らしている。実施例の変調装置で
は、二つのフィルタの従続構成により演算量が１／３に
減少し、また、マルチ・レート化を併せて行なうことに
よって１／６に減少している。
に、本発明の変調装置は、ルート・ナイキスト・フィル
タと補間フィルタとの従続構成によって、フィルタの合
計演算量を減らし、また、ルート・ナイキスト・フィル
タのサンプリング周波数を補間フィルタのサンプリング
周波数より小さく設定するマルチ・レート化によって、
その演算量をさらに減らしている。実施例の変調装置で
は、二つのフィルタの従続構成により演算量が１／３に
減少し、また、マルチ・レート化を併せて行なうことに
よって１／６に減少している。
【００４０】この演算量の減少により、本発明の変調装
置は、低消費電力化および低価格化を図ることができ
る。
置は、低消費電力化および低価格化を図ることができ
る。
【図１】本発明の実施例における４ＡＳＫ変調装置の構
成を示すブロック図、
成を示すブロック図、
【図２】実施例の４ＡＳＫ変調装置に使用するフィルタ
緒元を示す図、
緒元を示す図、
【図３】前記変調装置におけるルート・ナイキスト・フ
ィルタ出力のスペクトラム図、
ィルタ出力のスペクトラム図、
【図４】前記変調装置におけるサブ・キャリア変調出力
のスペクトラム図、
のスペクトラム図、
【図５】前記変調装置における補間フィルタ出力のスペ
クトラム図、
クトラム図、
【図６】前記変調装置におけるアナログ・フィルタ出力
のスペクトラム図、
のスペクトラム図、
【図７】４ＡＳＫ変調装置の緒元を示す図、
【図８】従来の４ＡＳＫ変調装置の構成を示すブロック
図、
図、
【図９】従来の４ＡＳＫ変調装置に使用するフィルタ緒
元を示す図、
元を示す図、
【図１０】前記変調装置のルート・ナイキスト・フィル
タ出力のスペクトラム図、
タ出力のスペクトラム図、
【図１１】前記変調装置における変調出力のスペクトラ
ム図である。
ム図である。
１ 送信データ入力端 ２ グレイ符号化器 ３ シリアル／パラレル変換器 ４ シンボル変換器 ５〜８、35〜38 ルート・ナイキスト・フィルタ ９〜12 サブ・キャリア変調を行なうためのテーブル 13〜16 乗算器 17、18 加算器 19、20 補間フィルタ 21、22 ＤＡ変換器 23、24 アナログ・フィルタ 25 シンセサイザ 26、27 アナログ乗算器 28 アナログ加算器 29 送信出力端
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−34654（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−291799（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−162041（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−132203（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 1/00 - 1/20 H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】 複数のサブ・キャリアによって変調した
信号を合成して伝送するマルチ・キャリア伝送のための
変調装置において、 前記サブ・キャリア間の漏洩電力を抑制する周波数帯域
制限フィルタと、隣接チャネル間の漏洩電力を抑制する
補間フィルタとを別に設け、前記周波数帯域制限フィル
タのサンプリング周波数を前記補間フィルタのサンプリ
ング周波数より小さく設定したことを特徴とする変調装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5173643A JP3069217B2 (ja) | 1993-06-22 | 1993-06-22 | 変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5173643A JP3069217B2 (ja) | 1993-06-22 | 1993-06-22 | 変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0715478A JPH0715478A (ja) | 1995-01-17 |
| JP3069217B2 true JP3069217B2 (ja) | 2000-07-24 |
Family
ID=15964420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5173643A Expired - Fee Related JP3069217B2 (ja) | 1993-06-22 | 1993-06-22 | 変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3069217B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3747415B1 (ja) * | 2005-05-11 | 2006-02-22 | 株式会社ネットインデックス | 多重伝送装置及び多重伝送方法 |
-
1993
- 1993-06-22 JP JP5173643A patent/JP3069217B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0715478A (ja) | 1995-01-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |