JP3186464B2 - Ｏｆｄｍ変調器及びｏｆｄｍ復調器 - Google Patents
Ｏｆｄｍ変調器及びｏｆｄｍ復調器Info
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- JP3186464B2 JP3186464B2 JP22912694A JP22912694A JP3186464B2 JP 3186464 B2 JP3186464 B2 JP 3186464B2 JP 22912694 A JP22912694 A JP 22912694A JP 22912694 A JP22912694 A JP 22912694A JP 3186464 B2 JP3186464 B2 JP 3186464B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は複数の直交キャリアを複
素データでディジタル変調するＯＦＤＭ変調方式におけ
る、ＯＦＤＭ変調器及びＯＦＤＭ復調器に関するもので
ある。
素データでディジタル変調するＯＦＤＭ変調方式におけ
る、ＯＦＤＭ変調器及びＯＦＤＭ復調器に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】送信すべきデータを複数の系列に分割
し、分割された個々のデータ系列により複数の直交キャ
リアをそれぞれディジタル変調する直交周波数分割多重
方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄ
ｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、
「ＯＦＤＭ」という。）が知られている。この変調方式
は、矩形の周波数スペクトルであるから周波数利用効率
が良く、また、１シンボル時間が長いからマルチパス妨
害に強い。このような特長を有するため、ディジタル地
上波放送やディジタル移動体通信への利用が検討されて
いる。
し、分割された個々のデータ系列により複数の直交キャ
リアをそれぞれディジタル変調する直交周波数分割多重
方式（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄ
ｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、以下、
「ＯＦＤＭ」という。）が知られている。この変調方式
は、矩形の周波数スペクトルであるから周波数利用効率
が良く、また、１シンボル時間が長いからマルチパス妨
害に強い。このような特長を有するため、ディジタル地
上波放送やディジタル移動体通信への利用が検討されて
いる。
【０００３】図７は、従来のＯＦＤＭ変調器を説明する
説明図である。図中、８０はマッピング部、８１は直並
列変換部、８２はＩＦＦＴ部、８３は並直列変換部、８
４，８５はＤ／Ａ変換部、８６，８７はＬＰＦ部、８
８，８９は乗算部、９０は発振部、９１は移相部、９２
は加算部である。個々の直交キャリアを変調するための
ディジタル変調方式としては、任意のものでよいが、こ
の従来例は、一般に採用されているＱＰＳＫや１６ＱＡ
Ｍ等の直交変調方式を用いる例を示す。原理的には、デ
ィジタル変調方式に代えてアナログ変調方式を用いるこ
ともできる。
説明図である。図中、８０はマッピング部、８１は直並
列変換部、８２はＩＦＦＴ部、８３は並直列変換部、８
４，８５はＤ／Ａ変換部、８６，８７はＬＰＦ部、８
８，８９は乗算部、９０は発振部、９１は移相部、９２
は加算部である。個々の直交キャリアを変調するための
ディジタル変調方式としては、任意のものでよいが、こ
の従来例は、一般に採用されているＱＰＳＫや１６ＱＡ
Ｍ等の直交変調方式を用いる例を示す。原理的には、デ
ィジタル変調方式に代えてアナログ変調方式を用いるこ
ともできる。
【０００４】送信データはマッピング部８０に入力さ
れ、ディジタル変調のための直交キャリアに対する振幅
と相対位相とを規定する同相軸（ｉ）データと直交軸
（ｑ）データとからなる複素データが形成される。この
複素データは、直並列変換部８１において、ＯＦＤＭを
構成する直交キャリアの数に等しい数の複素データの集
合（以下、「ＯＦＤＭシンボル」という。）に変換され
る。ＯＦＤＭシンボルを構成する各複素データは、複数
の直交キャリアに個別に割り当てられる。このＯＦＤＭ
シンボルは、逆高速フーリエ変換部であるＩＦＦＴ部８
２に入力される。ＩＦＦＴ部８２は、個々の直交キャリ
アの振幅および位相が対応する複素データによりディジ
タル変調されて得られる波形信号を出力する。その際、
この波形信号を時間軸上の複素データの形式で出力す
る。この時間軸上の複素データとは、ディジタル変調さ
れて得られる波形データの同相成分の波形（以下、「Ｉ
信号」という。）と直交成分の波形（以下、「Ｑ信号」
という。）を表わすものである。ＩＦＦＴ部８２から出
力される時間軸上の複素データは、時間軸上の複数時点
ごとのデータとして並列に出力されるが、並直列変換部
８３により変換されて、直列形式の時間軸上の複素デー
タ、Ｉ信号，Ｑ信号となる。
れ、ディジタル変調のための直交キャリアに対する振幅
と相対位相とを規定する同相軸（ｉ）データと直交軸
（ｑ）データとからなる複素データが形成される。この
複素データは、直並列変換部８１において、ＯＦＤＭを
構成する直交キャリアの数に等しい数の複素データの集
合（以下、「ＯＦＤＭシンボル」という。）に変換され
る。ＯＦＤＭシンボルを構成する各複素データは、複数
の直交キャリアに個別に割り当てられる。このＯＦＤＭ
シンボルは、逆高速フーリエ変換部であるＩＦＦＴ部８
２に入力される。ＩＦＦＴ部８２は、個々の直交キャリ
アの振幅および位相が対応する複素データによりディジ
タル変調されて得られる波形信号を出力する。その際、
この波形信号を時間軸上の複素データの形式で出力す
る。この時間軸上の複素データとは、ディジタル変調さ
れて得られる波形データの同相成分の波形（以下、「Ｉ
信号」という。）と直交成分の波形（以下、「Ｑ信号」
という。）を表わすものである。ＩＦＦＴ部８２から出
力される時間軸上の複素データは、時間軸上の複数時点
ごとのデータとして並列に出力されるが、並直列変換部
８３により変換されて、直列形式の時間軸上の複素デー
タ、Ｉ信号，Ｑ信号となる。
【０００５】Ｉ信号，Ｑ信号は、それぞれ、Ｄ／Ａ変換
部８４，８５により、アナログ信号に変換され、ローパ
スフィルタであるＬＰＦ部８６，８７を介して、乗算部
８８，８９に入力される。Ｉ信号の系列は、乗算部８８
において発振部９０の出力と乗算され、Ｑ信号の系列
は、乗算部８９において移相部９１により発振部９０の
出力が−９０度移相されたものと乗算される。各乗算さ
れた出力は、加算部９２において加算され、ＯＦＤＭに
よる送信信号が出力される。なお、発振部９０は、無線
周波数帯、または、中間周波数帯の周波数ｆ１のキャリ
アを発生するものである。
部８４，８５により、アナログ信号に変換され、ローパ
スフィルタであるＬＰＦ部８６，８７を介して、乗算部
８８，８９に入力される。Ｉ信号の系列は、乗算部８８
において発振部９０の出力と乗算され、Ｑ信号の系列
は、乗算部８９において移相部９１により発振部９０の
出力が−９０度移相されたものと乗算される。各乗算さ
れた出力は、加算部９２において加算され、ＯＦＤＭに
よる送信信号が出力される。なお、発振部９０は、無線
周波数帯、または、中間周波数帯の周波数ｆ１のキャリ
アを発生するものである。
【０００６】図７に示されるＯＦＤＭ変調器の動作の一
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。
【０００７】図８は、ＱＰＳＫ変調方式のシンボルマッ
ピングを説明する説明図である。図中、４３はシンボル
の第１の座標点、４４は、シンボルの第２の座標点、４
５はシンボルの第３の座標点、４６はシンボルの第４の
座標点である。横軸はキャリアの位相と同相の同相軸、
縦軸はキャリアの位相と直交する位相の直交軸を表わ
す。ＱＰＳＫを用いた場合の複素データを、以下、ＱＰ
ＳＫシンボルＱk という。マッピング部８０において
は、送信データＳk に対応して、半径１の単位円上の４
つのシンボルの座標を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が出
力される。例えば、直列形式の送信データは、２ビット
づつ（Ｓk ，Ｓk+1 ）に区切られ、Ｓk がＱＰＳＫシン
ボルＱk の同相軸（ｉ）の座標に対応し、Ｓk+1 がＱＰ
ＳＫシンボルＱk の直交軸（ｑ）の座標に対応する。そ
の結果、送信データ（０，０）、（０，１）、（１，
０）、（１，１）に対応して、それぞれ、シンボルの第
１の座標点４３、第２の座標点４４、第３の座標点４
５、第４の座標点４６を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が
出力される。ＱＰＳＫシンボルＱk は、次式で表わされ
る。 Ｑk ＝（１／√２）［（１−２Ｓk ）＋（１−２
Ｓk+1 ）］ そして、２００のシリアルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝
（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 ）は、直並列変換
部８１によって２００の並列なＱＰＳＫシンボル、
Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 に変換され、１つの
ＯＦＤＭシンボルとなる。
ピングを説明する説明図である。図中、４３はシンボル
の第１の座標点、４４は、シンボルの第２の座標点、４
５はシンボルの第３の座標点、４６はシンボルの第４の
座標点である。横軸はキャリアの位相と同相の同相軸、
縦軸はキャリアの位相と直交する位相の直交軸を表わ
す。ＱＰＳＫを用いた場合の複素データを、以下、ＱＰ
ＳＫシンボルＱk という。マッピング部８０において
は、送信データＳk に対応して、半径１の単位円上の４
つのシンボルの座標を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が出
力される。例えば、直列形式の送信データは、２ビット
づつ（Ｓk ，Ｓk+1 ）に区切られ、Ｓk がＱＰＳＫシン
ボルＱk の同相軸（ｉ）の座標に対応し、Ｓk+1 がＱＰ
ＳＫシンボルＱk の直交軸（ｑ）の座標に対応する。そ
の結果、送信データ（０，０）、（０，１）、（１，
０）、（１，１）に対応して、それぞれ、シンボルの第
１の座標点４３、第２の座標点４４、第３の座標点４
５、第４の座標点４６を表わすＱＰＳＫシンボルＱk が
出力される。ＱＰＳＫシンボルＱk は、次式で表わされ
る。 Ｑk ＝（１／√２）［（１−２Ｓk ）＋（１−２
Ｓk+1 ）］ そして、２００のシリアルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝
（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 ）は、直並列変換
部８１によって２００の並列なＱＰＳＫシンボル、
Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ199 に変換され、１つの
ＯＦＤＭシンボルとなる。
【０００８】ＩＦＦＴ部８２のブロックは、逆ＤＦＴ、
すなわち、逆ディジタルフーリエ変換をするものであれ
ばよいが、通常、ＩＦＦＴ、すなわち、逆高速フーリエ
変換が使用される。直交キャリア信号の数を２００とす
るとき、この値以上で２のべき乗となる２５６の値をポ
イント数とする逆高速フーリエ変換を実行する。この説
明例では、２５６ポイント中２００ポイントにＱＰＳＫ
シンボルＱｋを割り当て、残りの５６ポイントに対応す
るＱＰＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャ
リアを送信しない。なお、一般的には、同期用のＱＰＳ
Ｋシンボル等も加えられる。
すなわち、逆ディジタルフーリエ変換をするものであれ
ばよいが、通常、ＩＦＦＴ、すなわち、逆高速フーリエ
変換が使用される。直交キャリア信号の数を２００とす
るとき、この値以上で２のべき乗となる２５６の値をポ
イント数とする逆高速フーリエ変換を実行する。この説
明例では、２５６ポイント中２００ポイントにＱＰＳＫ
シンボルＱｋを割り当て、残りの５６ポイントに対応す
るＱＰＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャ
リアを送信しない。なお、一般的には、同期用のＱＰＳ
Ｋシンボル等も加えられる。
【０００９】図９は、従来の直交キャリアの周波数軸上
の配置を説明する説明図である。図中、１０４は複数の
直交キャリア信号、１０５は中心周波数、１０６は周波
数間隔、１０７は各キャリア信号に対応するＱＰＳＫシ
ンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は振幅レ
ベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信間隔、す
なわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャリア信号
１０４は、中心周波数１０５を中心としてその左右に等
間隔１／Ｔｓの周波数間隔１０６で−１００／Ｔｓから
１００／Ｔｓまで配置されている。この例では、直交キ
ャリア信号１０４の数が２００であり、各直交キャリア
信号１０４に対応して複素データであるＱＰＳＫシンボ
ルＱk １０７は、Ｑ０からＱ１９９までが割り当てられ
ている。各直交キャリアがＱＰＳＫシンボルＱk １０７
によりディジタル変調されたときの周波数スペクトル
は、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカーブとなり、隣接直交
キャリアの周波数点において０となり、各直交キャリア
１０４の変調信号は、互いに干渉を受けずに復調され
る。
の配置を説明する説明図である。図中、１０４は複数の
直交キャリア信号、１０５は中心周波数、１０６は周波
数間隔、１０７は各キャリア信号に対応するＱＰＳＫシ
ンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は振幅レ
ベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信間隔、す
なわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャリア信号
１０４は、中心周波数１０５を中心としてその左右に等
間隔１／Ｔｓの周波数間隔１０６で−１００／Ｔｓから
１００／Ｔｓまで配置されている。この例では、直交キ
ャリア信号１０４の数が２００であり、各直交キャリア
信号１０４に対応して複素データであるＱＰＳＫシンボ
ルＱk １０７は、Ｑ０からＱ１９９までが割り当てられ
ている。各直交キャリアがＱＰＳＫシンボルＱk １０７
によりディジタル変調されたときの周波数スペクトル
は、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカーブとなり、隣接直交
キャリアの周波数点において０となり、各直交キャリア
１０４の変調信号は、互いに干渉を受けずに復調され
る。
【００１０】図１０は、従来のガードインターバルを説
明する説明図である。図中、１０８は、１つのＯＦＤＭ
シンボルＱｋに対応する送信波形、１０９は有効シンボ
ル期間、１１０は有効シンボル期間の後部、１１１はガ
ードインターバルである。１つのＯＦＤＭシンボルＱk
に対応する送信波形の有効シンボル期間１０９の後部の
約２０％の部分１１０と同じものが、ダミー信号として
有効シンボル期間１０９に先行するガードインターバル
１１１に挿入されるように時分割多重される。なお、こ
の時分割多重は、ＩＦＦＴ部８２での処理後の並直列変
換部８３で行なわれる。伝送路におけるマルチパス妨害
により、受信時に遅れて到来する信号がこのガードイン
ターバル１１１の期間に到来するようにガードインター
バル１１１を設定し、復調は、後述するように、このガ
ードインターバル１１１を除く有効シンボル期間１０９
について実行する。
明する説明図である。図中、１０８は、１つのＯＦＤＭ
シンボルＱｋに対応する送信波形、１０９は有効シンボ
ル期間、１１０は有効シンボル期間の後部、１１１はガ
ードインターバルである。１つのＯＦＤＭシンボルＱk
に対応する送信波形の有効シンボル期間１０９の後部の
約２０％の部分１１０と同じものが、ダミー信号として
有効シンボル期間１０９に先行するガードインターバル
１１１に挿入されるように時分割多重される。なお、こ
の時分割多重は、ＩＦＦＴ部８２での処理後の並直列変
換部８３で行なわれる。伝送路におけるマルチパス妨害
により、受信時に遅れて到来する信号がこのガードイン
ターバル１１１の期間に到来するようにガードインター
バル１１１を設定し、復調は、後述するように、このガ
ードインターバル１１１を除く有効シンボル期間１０９
について実行する。
【００１１】図１１は、従来のＯＦＤＭ復調器を説明す
る説明図である。図中、１２０は乗算部、１２１は乗算
部、１２２は発振部、１２３は移相部、１２４はＬＰＦ
部、１２５はＡ／Ｄ変換部、１２６は直並列変換部、１
２７はＬＰＦ部、１２８はＡ／Ｄ変換部、１２９はＦＦ
Ｔ部、１３０は並直列変換部、１３１は逆マッピング部
である。ＯＦＤＭの受信信号は、乗算部１２０および乗
算部１２１に入力され、乗算部１２０において発振部１
２２の出力と乗算され、乗算部１２１において移相部１
２３により発振部１２２の出力が−９０度移相されたも
のと乗算される。乗算部１２０の出力は、ローパスフィ
ルタであるＬＰＦ部１２４とＡ／Ｄ変換部１２５を介
し、Ｉ信号として直並列変換部１２６に入力される。乗
算部１２１の出力は、ＬＰＦ部１２７とＡ／Ｄ変換部１
２８を介し、Ｑ信号として直並列変換部１２６に入力さ
れる。直並列変換部１２６の出力は、ＦＦＴ部１２９に
入力され、高速フーリエ変換を施されて直並列変換部１
３０に入力され、直列信号となって逆マッピング部１３
１に入力され受信データが得られる。ＦＦＴ部１２９の
ブロックは、ＤＦＴ、すなわち、ディジタルフーリエ変
換をするものであればよいが、通常、ＦＦＴ、すなわ
ち、高速フーリエ変換が使用される。
る説明図である。図中、１２０は乗算部、１２１は乗算
部、１２２は発振部、１２３は移相部、１２４はＬＰＦ
部、１２５はＡ／Ｄ変換部、１２６は直並列変換部、１
２７はＬＰＦ部、１２８はＡ／Ｄ変換部、１２９はＦＦ
Ｔ部、１３０は並直列変換部、１３１は逆マッピング部
である。ＯＦＤＭの受信信号は、乗算部１２０および乗
算部１２１に入力され、乗算部１２０において発振部１
２２の出力と乗算され、乗算部１２１において移相部１
２３により発振部１２２の出力が−９０度移相されたも
のと乗算される。乗算部１２０の出力は、ローパスフィ
ルタであるＬＰＦ部１２４とＡ／Ｄ変換部１２５を介
し、Ｉ信号として直並列変換部１２６に入力される。乗
算部１２１の出力は、ＬＰＦ部１２７とＡ／Ｄ変換部１
２８を介し、Ｑ信号として直並列変換部１２６に入力さ
れる。直並列変換部１２６の出力は、ＦＦＴ部１２９に
入力され、高速フーリエ変換を施されて直並列変換部１
３０に入力され、直列信号となって逆マッピング部１３
１に入力され受信データが得られる。ＦＦＴ部１２９の
ブロックは、ＤＦＴ、すなわち、ディジタルフーリエ変
換をするものであればよいが、通常、ＦＦＴ、すなわ
ち、高速フーリエ変換が使用される。
【００１２】図１１に示される従来のＯＦＤＭ復調器の
動作の一例を、直交キャリアをＱＰＳＫでディジタル変
調する場合について説明する。復調は、ほぼ変調時の逆
工程となる。受信信号は乗算部１２０、１２１におい
て、周波数ｆ１にて直交復調され直列形式の時間軸上の
複素信号に分離される。これらはＬＰＦ部１２４、１２
７およびＡ／Ｄ変換部１２５、１２８を介し、時間軸上
の複素データ、Ｉ信号とＱ信号になる。このＩ信号とＱ
信号とは、直並列変換部１２６において並列化され、Ｆ
ＦＴ処理部１２９において、２５６ポイントのＦＦＴ処
理が施され周波数軸上の複素データへ変換され、ＯＦＤ
Ｍシンボルとなる。このＯＦＤＭシンボルは、同相軸
（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとからなる複素デー
タであるＱＰＳＫシンボルＱk の集合となる。その際、
ＯＦＤＭシンボル内のガードインターバル１１１の部分
を無視して、残りの２５６ポイントをＦＦＴ処理する。
ＯＦＤＭシンボルを構成する複素データＱ0 ，Ｑ1 ，・
・・，Ｑ199 は、並直列変換部１３０において直列形式
の複素データに変換され、逆マッピング部１３１におい
て元の送信データと同じ受信データが得られる。
動作の一例を、直交キャリアをＱＰＳＫでディジタル変
調する場合について説明する。復調は、ほぼ変調時の逆
工程となる。受信信号は乗算部１２０、１２１におい
て、周波数ｆ１にて直交復調され直列形式の時間軸上の
複素信号に分離される。これらはＬＰＦ部１２４、１２
７およびＡ／Ｄ変換部１２５、１２８を介し、時間軸上
の複素データ、Ｉ信号とＱ信号になる。このＩ信号とＱ
信号とは、直並列変換部１２６において並列化され、Ｆ
ＦＴ処理部１２９において、２５６ポイントのＦＦＴ処
理が施され周波数軸上の複素データへ変換され、ＯＦＤ
Ｍシンボルとなる。このＯＦＤＭシンボルは、同相軸
（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとからなる複素デー
タであるＱＰＳＫシンボルＱk の集合となる。その際、
ＯＦＤＭシンボル内のガードインターバル１１１の部分
を無視して、残りの２５６ポイントをＦＦＴ処理する。
ＯＦＤＭシンボルを構成する複素データＱ0 ，Ｑ1 ，・
・・，Ｑ199 は、並直列変換部１３０において直列形式
の複素データに変換され、逆マッピング部１３１におい
て元の送信データと同じ受信データが得られる。
【００１３】しかし、ガードインタバル１１１が挿入さ
れる結果、有効なＯＦＤＭシンボル期間１０９が時間軸
圧縮されることになるから、周波数軸上の直交キャリア
間隔が広がり、周波数の利用効率が低下する。また、周
波数軸上における各キャリアの直交性が崩れることにな
るから、ディジタル変調された直交キャリアが互いに干
渉を受けることになる。
れる結果、有効なＯＦＤＭシンボル期間１０９が時間軸
圧縮されることになるから、周波数軸上の直交キャリア
間隔が広がり、周波数の利用効率が低下する。また、周
波数軸上における各キャリアの直交性が崩れることにな
るから、ディジタル変調された直交キャリアが互いに干
渉を受けることになる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した事
情に鑑みてなされたもので、複数の直交キャリアが複素
データ系列にてディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式
において、ガードインターバルを有効シンボル期間の間
に挿入せずに、マルチパス妨害を低減できる変調器及び
復調器を提供することを目的とするものである。
情に鑑みてなされたもので、複数の直交キャリアが複素
データ系列にてディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式
において、ガードインターバルを有効シンボル期間の間
に挿入せずに、マルチパス妨害を低減できる変調器及び
復調器を提供することを目的とするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、複数の直交キャリアが複素データ
系列にてディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけ
るＯＦＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に
分配し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目
の直交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並
列変換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てら
れた系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当て
られた系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間
軸上の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆Ｄ
ＦＴ処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、
前記それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて直交変調する
２つの直交変調器を有することを特徴とするものであ
る。
載の発明においては、複数の直交キャリアが複素データ
系列にてディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけ
るＯＦＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に
分配し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目
の直交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並
列変換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てら
れた系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当て
られた系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間
軸上の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆Ｄ
ＦＴ処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、
前記それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて直交変調する
２つの直交変調器を有することを特徴とするものであ
る。
【００１６】請求項２に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ復調器において、
偶数番キャリアの直交復調信号と奇数番キャリアの直交
復調信号とをそれぞれ直交復調するための２つの直交復
調器と、該直交復調器の一方によって得られるディジタ
ル変調された偶数番キャリアの時間軸上の複素データを
ＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し後半の
波形と同じ波形を前半に補間する偶数番キャリア用波形
処理部と、該偶数番キャリア用波形処理部の出力を周波
数軸上の複素データに変換する偶数番キャリア用のＦＦ
Ｔ処理部と、前記直交復調器の他方によって得られるデ
ィジタル変調された奇数番キャリアの時間軸上の複素デ
ータをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し
後半の波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間
する奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数番キャリア
用波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換す
る奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記２つのＦＦ
Ｔ処理部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素デ
ータ系列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変
換する並直列変換手段を有することを特徴とするもので
ある。
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ復調器において、
偶数番キャリアの直交復調信号と奇数番キャリアの直交
復調信号とをそれぞれ直交復調するための２つの直交復
調器と、該直交復調器の一方によって得られるディジタ
ル変調された偶数番キャリアの時間軸上の複素データを
ＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し後半の
波形と同じ波形を前半に補間する偶数番キャリア用波形
処理部と、該偶数番キャリア用波形処理部の出力を周波
数軸上の複素データに変換する偶数番キャリア用のＦＦ
Ｔ処理部と、前記直交復調器の他方によって得られるデ
ィジタル変調された奇数番キャリアの時間軸上の複素デ
ータをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し
後半の波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間
する奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数番キャリア
用波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換す
る奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記２つのＦＦ
Ｔ処理部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素デ
ータ系列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変
換する並直列変換手段を有することを特徴とするもので
ある。
【００１７】請求項３に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ変調器において、
複素データ系列を２系列に分配し、該各系列を偶数番目
の直交キャリアと奇数番目の直交キャリアに割り当てる
直並列変換手段と、該直並列変換手段により偶数番目の
直交キャリアに割り当てられた系列、および、奇数番目
の直交キャリアに割り当てられた系列に対し、それぞれ
逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上の複素データ波形を出力
する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部および奇数番キャ
リア用逆ＤＦＴ処理部と、前記それぞれの逆ＤＦＴ処理
部の出力にて第１の周波数のキャリアを直交変調する２
つの第１直交変調器と、該２つの第１直交変調器の各出
力にて第２の周波数のキャリアを直交変調する第２直交
変調器を備えたことを特徴とするものである。
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ変調器において、
複素データ系列を２系列に分配し、該各系列を偶数番目
の直交キャリアと奇数番目の直交キャリアに割り当てる
直並列変換手段と、該直並列変換手段により偶数番目の
直交キャリアに割り当てられた系列、および、奇数番目
の直交キャリアに割り当てられた系列に対し、それぞれ
逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上の複素データ波形を出力
する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部および奇数番キャ
リア用逆ＤＦＴ処理部と、前記それぞれの逆ＤＦＴ処理
部の出力にて第１の周波数のキャリアを直交変調する２
つの第１直交変調器と、該２つの第１直交変調器の各出
力にて第２の周波数のキャリアを直交変調する第２直交
変調器を備えたことを特徴とするものである。
【００１８】請求項４に記載の発明においては、複数の
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ復調器において、
受信信号を第２の周波数のキャリアにて直交復調するた
めの第２の直交復調器と、該第２の直交復調器によって
得られる偶数番キャリアの直交復調信号と奇数番キャリ
アの直交復調信号とをそれぞれ第１の周波数のキャリア
にて直交復調する２つの第１の直交復調器と、該第１の
直交復調器の一方によって得られるディジタル変調され
た偶数番キャリアの時間軸上の複素データをＯＦＤＭシ
ンボルの中心より前半の波形を排除し後半の波形と同じ
波形を前半に補間する偶数番キャリア用波形処理部と、
該偶数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上の複
素データに変換する偶数番キャリア用のＦＦＴ処理部
と、前記第２の直交復調器の他方によって得られるディ
ジタル変調された奇数番キャリアの時間軸上の複素デー
タをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し後
半の波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間す
る奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数番キャリア用
波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する
奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記２つのＦＦＴ
処理部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素デー
タ系列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変換
する並直列変換手段を有することを特徴とするものであ
る。
直交キャリアが複素データ系列にてディジタル変調され
たＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦＤＭ復調器において、
受信信号を第２の周波数のキャリアにて直交復調するた
めの第２の直交復調器と、該第２の直交復調器によって
得られる偶数番キャリアの直交復調信号と奇数番キャリ
アの直交復調信号とをそれぞれ第１の周波数のキャリア
にて直交復調する２つの第１の直交復調器と、該第１の
直交復調器の一方によって得られるディジタル変調され
た偶数番キャリアの時間軸上の複素データをＯＦＤＭシ
ンボルの中心より前半の波形を排除し後半の波形と同じ
波形を前半に補間する偶数番キャリア用波形処理部と、
該偶数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上の複
素データに変換する偶数番キャリア用のＦＦＴ処理部
と、前記第２の直交復調器の他方によって得られるディ
ジタル変調された奇数番キャリアの時間軸上の複素デー
タをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排除し後
半の波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間す
る奇数番キャリア用波形処理部と、該奇数番キャリア用
波形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する
奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記２つのＦＦＴ
処理部より得られる２つの並列な周波数軸上の複素デー
タ系列を直列形式の周波数軸上の複素データ系列へ変換
する並直列変換手段を有することを特徴とするものであ
る。
【００１９】
【作用】ＯＦＤＭ変調器においては、変調された偶数番
目の直交キャリアと変調された奇数番目の直交キャリア
を独立して送信する。ＯＦＤＭ復調器においては、マル
チパス妨害により先行する有効シンボル期間から遅延し
て到達する波が含まれるＯＦＤＭシンボルの先頭より５
０％の期間を復調に用いない。変調された偶数番目の直
交キャリアと変調された奇数番目の直交キャリアとは、
１シンボル内においてそれぞれ固有の対称性を有するこ
とから、変調された偶数番目の直交キャリアについて
は、後半の５０％と同じものを前半に補間して復調す
る。変調された奇数番目のキャリアについては、後半の
５０％と同じものを極性を反転させて前半に補間して復
調する。マルチパス妨害を受けている前半の期間を復調
に用いないから、マルチパス妨害を低減できるととも
に、送信側においてガードインタバルが挿入されないか
ら、周波数利用効率を高めることができるとともに、各
キャリアは完全な直交関係となるから、各変調された直
交キャリア相互の干渉が少なくなる。
目の直交キャリアと変調された奇数番目の直交キャリア
を独立して送信する。ＯＦＤＭ復調器においては、マル
チパス妨害により先行する有効シンボル期間から遅延し
て到達する波が含まれるＯＦＤＭシンボルの先頭より５
０％の期間を復調に用いない。変調された偶数番目の直
交キャリアと変調された奇数番目の直交キャリアとは、
１シンボル内においてそれぞれ固有の対称性を有するこ
とから、変調された偶数番目の直交キャリアについて
は、後半の５０％と同じものを前半に補間して復調す
る。変調された奇数番目のキャリアについては、後半の
５０％と同じものを極性を反転させて前半に補間して復
調する。マルチパス妨害を受けている前半の期間を復調
に用いないから、マルチパス妨害を低減できるととも
に、送信側においてガードインタバルが挿入されないか
ら、周波数利用効率を高めることができるとともに、各
キャリアは完全な直交関係となるから、各変調された直
交キャリア相互の干渉が少なくなる。
【００２０】
【実施例】図１は、本発明のＯＦＤＭ変調器の一実施例
を説明する説明図である。図中、１はマッピング部、２
は直並列変換部、３は偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部、４
は奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部、５，６は並直列変換
部、７，８はＤ／Ａ変換部、９，１０はＬＰＦ部、１
１，１２は乗算部、１３は第１の発振部、１４は第１の
移相部、１５は加算部、１６，１７はＤ／Ａ変換部、１
８，１９はＬＰＦ部、２０，２１は乗算部、２２は加算
部、２３，２４は乗算部、２５は第２の発振部、２６は
第２の移相部、２７は加算部である。個々の直交キャリ
アを変調するためのディジタル変調方式としては、任意
のものでよいが、この実施例は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ
等の直交変調方式を用いる例を示す。原理的には、ディ
ジタル変調方式に代えてアナログ変調方式を用いること
もできる。
を説明する説明図である。図中、１はマッピング部、２
は直並列変換部、３は偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部、４
は奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部、５，６は並直列変換
部、７，８はＤ／Ａ変換部、９，１０はＬＰＦ部、１
１，１２は乗算部、１３は第１の発振部、１４は第１の
移相部、１５は加算部、１６，１７はＤ／Ａ変換部、１
８，１９はＬＰＦ部、２０，２１は乗算部、２２は加算
部、２３，２４は乗算部、２５は第２の発振部、２６は
第２の移相部、２７は加算部である。個々の直交キャリ
アを変調するためのディジタル変調方式としては、任意
のものでよいが、この実施例は、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ
等の直交変調方式を用いる例を示す。原理的には、ディ
ジタル変調方式に代えてアナログ変調方式を用いること
もできる。
【００２１】送信データは、マッピング部１に入力さ
れ、マッピングされて、複素データが形成される。この
複素データは、直並列変換部２において、ＯＦＤＭシン
ボルに変換される。しかし、従来技術とは異なり、複素
データは、ＯＦＤＭ偶数シンボル、ＯＦＤＭ奇数シンボ
ルの２つに分割されて分配される。ＯＦＤＭ偶数シンボ
ルは、偶数番直交キャリアの各々に割り当てられ、ＯＦ
ＤＭ奇数シンボルは、奇数番直交キャリアの各々に割り
当てられる。一般に、ＯＦＤＭシンボルを構成する複素
データの総数よりも直交キャリアの総数の方を多くする
から、複素データが割り当てられない残りの直交キャリ
アに対しては、複素数０が割り当てられる。ＯＦＤＭ偶
数シンボルは、偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部３に入力さ
れ、ＯＦＤＭ奇数シンボルは、奇数番キャリア用ＩＦＦ
Ｔ部４に入力され、各キャリアに割り当てられた複素数
は、それぞれＯＦＤＭシンボル単位で逆高速フーリエ変
換され、時間軸上の複素データに変換される。偶数番キ
ャリア用ＩＦＦＴ部３の出力は、並直列変換部５に入力
され、直列形式の時間軸上の複素データであるＩ信号、
Ｑ信号となる。同様に、奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部４
の出力は、並直列変換部６に入力され、直列形式の時間
軸上の複数データであるＩ信号、Ｑ信号となる。並直列
変換部５の出力であるＩ信号とＱ信号とは、それぞれＤ
／Ａ変換部７，８によりアナログ波形に変換され、ロー
パスフィルタであるＬＰＦ部９，１０を介して、乗算部
１１，１２に入力される。Ｉ信号の系列は、乗算部１１
において、周波数ｆ１の第１の発振部１３の出力と乗算
され、Ｑ信号の系列は、乗算部１２において、第１の移
相部１４により第１の発振部１３の出力が−９０度移相
されたものと乗算される。各乗算された出力は、加算部
１５において加算され、Ｉ’信号となる。
れ、マッピングされて、複素データが形成される。この
複素データは、直並列変換部２において、ＯＦＤＭシン
ボルに変換される。しかし、従来技術とは異なり、複素
データは、ＯＦＤＭ偶数シンボル、ＯＦＤＭ奇数シンボ
ルの２つに分割されて分配される。ＯＦＤＭ偶数シンボ
ルは、偶数番直交キャリアの各々に割り当てられ、ＯＦ
ＤＭ奇数シンボルは、奇数番直交キャリアの各々に割り
当てられる。一般に、ＯＦＤＭシンボルを構成する複素
データの総数よりも直交キャリアの総数の方を多くする
から、複素データが割り当てられない残りの直交キャリ
アに対しては、複素数０が割り当てられる。ＯＦＤＭ偶
数シンボルは、偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部３に入力さ
れ、ＯＦＤＭ奇数シンボルは、奇数番キャリア用ＩＦＦ
Ｔ部４に入力され、各キャリアに割り当てられた複素数
は、それぞれＯＦＤＭシンボル単位で逆高速フーリエ変
換され、時間軸上の複素データに変換される。偶数番キ
ャリア用ＩＦＦＴ部３の出力は、並直列変換部５に入力
され、直列形式の時間軸上の複素データであるＩ信号、
Ｑ信号となる。同様に、奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部４
の出力は、並直列変換部６に入力され、直列形式の時間
軸上の複数データであるＩ信号、Ｑ信号となる。並直列
変換部５の出力であるＩ信号とＱ信号とは、それぞれＤ
／Ａ変換部７，８によりアナログ波形に変換され、ロー
パスフィルタであるＬＰＦ部９，１０を介して、乗算部
１１，１２に入力される。Ｉ信号の系列は、乗算部１１
において、周波数ｆ１の第１の発振部１３の出力と乗算
され、Ｑ信号の系列は、乗算部１２において、第１の移
相部１４により第１の発振部１３の出力が−９０度移相
されたものと乗算される。各乗算された出力は、加算部
１５において加算され、Ｉ’信号となる。
【００２２】同様に、並直列変換部６の出力であるＩ信
号とＱ信号とは、それぞれＤ／Ａ変換部１６，１７によ
りアナログ波形に変換され、ローパスフィルタＬＰＦ１
８，１９を介して、乗算部２０，２１に入力される。Ｉ
信号の系列は、乗算部２０において、周波数ｆ１の第１
の発振部１３の出力と乗算され、Ｑ信号の系列は、乗算
部２１において、第１の移相部１４により第１の発振部
１３の出力が−９０度移相されたものと乗算される。各
乗算された出力は、加算部２２において加算され、Ｑ’
信号となる。Ｉ’信号は、乗算部２３に入力され、周波
数ｆ２の第２の発振部２５の出力と乗算され、Ｑ’信号
は、乗算部２４に入力され、第２の移相部２６により周
波数ｆ２の第２の発振部２５の出力が−９０度移相され
たものと乗算される。乗算部２３の出力と乗算部２４の
出力とは、加算部２７において加算され送信信号とな
る。なお、本発明のＯＦＤＭ変調器においては、ガード
インターバルは挿入されない。
号とＱ信号とは、それぞれＤ／Ａ変換部１６，１７によ
りアナログ波形に変換され、ローパスフィルタＬＰＦ１
８，１９を介して、乗算部２０，２１に入力される。Ｉ
信号の系列は、乗算部２０において、周波数ｆ１の第１
の発振部１３の出力と乗算され、Ｑ信号の系列は、乗算
部２１において、第１の移相部１４により第１の発振部
１３の出力が−９０度移相されたものと乗算される。各
乗算された出力は、加算部２２において加算され、Ｑ’
信号となる。Ｉ’信号は、乗算部２３に入力され、周波
数ｆ２の第２の発振部２５の出力と乗算され、Ｑ’信号
は、乗算部２４に入力され、第２の移相部２６により周
波数ｆ２の第２の発振部２５の出力が−９０度移相され
たものと乗算される。乗算部２３の出力と乗算部２４の
出力とは、加算部２７において加算され送信信号とな
る。なお、本発明のＯＦＤＭ変調器においては、ガード
インターバルは挿入されない。
【００２３】図１に示されるＯＦＤＭ変調器の動作の一
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。シンボルマッピングについ
ては、図８で説明した従来技術の場合と同様である。送
信データが、マッピング部１に入力され、２００のシリ
アルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・
・・，Ｑ199 ）に変換され、直並列変換部２によって２
００の並列なＱＰＳＫシンボル、Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ２ ，
・・・，Ｑ199 からなる１つのＯＦＤＭシンボルに変換
される。この際、１つのＯＦＤＭシンボルは２つの集合
に分割される。ここでは、偶数番目のＱＰＳＫシンボル
ＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・・，Ｑ198 ）からなる
ＯＦＤＭ偶数シンボル、奇数番目のＱＰＳＫシンボルＱ
kO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 ，・・・，Ｑ199 ）からなるＯ
ＦＤＭ奇数シンボルの２つにグループ分けられる。さら
にＯＦＤＭ偶数シンボルは、送信する２００のキャリア
の偶数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周波数１／Ｔｓ
の偶数倍のキャリア）に割り当てられ、ＯＦＤＭ奇数シ
ンボルを、奇数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周波数
１／Ｔｓの奇数倍のキャリア）に割り当てられる。
例を、ＱＰＳＫを用いて直交キャリアをディジタル変調
する場合について説明する。シンボルマッピングについ
ては、図８で説明した従来技術の場合と同様である。送
信データが、マッピング部１に入力され、２００のシリ
アルなＱＰＳＫシンボルＱk ＝（Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 ，・
・・，Ｑ199 ）に変換され、直並列変換部２によって２
００の並列なＱＰＳＫシンボル、Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ２ ，
・・・，Ｑ199 からなる１つのＯＦＤＭシンボルに変換
される。この際、１つのＯＦＤＭシンボルは２つの集合
に分割される。ここでは、偶数番目のＱＰＳＫシンボル
ＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・・，Ｑ198 ）からなる
ＯＦＤＭ偶数シンボル、奇数番目のＱＰＳＫシンボルＱ
kO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 ，・・・，Ｑ199 ）からなるＯ
ＦＤＭ奇数シンボルの２つにグループ分けられる。さら
にＯＦＤＭ偶数シンボルは、送信する２００のキャリア
の偶数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周波数１／Ｔｓ
の偶数倍のキャリア）に割り当てられ、ＯＦＤＭ奇数シ
ンボルを、奇数番目のキャリア（ＤＣを除く最低周波数
１／Ｔｓの奇数倍のキャリア）に割り当てられる。
【００２４】図２は、ＯＦＤＭ偶数シンボルが割り当て
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３０は複数のキャリア信号、３１は中心周波数、３
２は周波数間隔、３３は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は
振幅レベルを表わす。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャ
リア信号３０は、中心周波数３１を中心としてその左右
に等間隔２／Ｔｓの周波数間隔３２で−１００／Ｔｓか
ら１００／Ｔｓまで配置されている。この例では、直交
キャリア信号３０の数が１００であり、各キャリア信号
３０に対応してＱＰＳＫシンボルＱk ３３は、Ｑ０から
Ｑ１９８までが割り当てられる。各直交キャリアは、従
来技術と同様にＱＰＳＫシンボルＱk によりディジタル
変調されており、各直交キャリアがディジタル変調され
たときの周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型
のカーブとなり、隣接キャリアの周波数点との中間点、
および、隣接キャリアの周波数点において０となる。
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３０は複数のキャリア信号、３１は中心周波数、３
２は周波数間隔、３３は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱk である。図面の横軸は周波数、縦軸は
振幅レベルを表わす。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。直交キャ
リア信号３０は、中心周波数３１を中心としてその左右
に等間隔２／Ｔｓの周波数間隔３２で−１００／Ｔｓか
ら１００／Ｔｓまで配置されている。この例では、直交
キャリア信号３０の数が１００であり、各キャリア信号
３０に対応してＱＰＳＫシンボルＱk ３３は、Ｑ０から
Ｑ１９８までが割り当てられる。各直交キャリアは、従
来技術と同様にＱＰＳＫシンボルＱk によりディジタル
変調されており、各直交キャリアがディジタル変調され
たときの周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型
のカーブとなり、隣接キャリアの周波数点との中間点、
および、隣接キャリアの周波数点において０となる。
【００２５】図３は、ＯＦＤＭ奇数シンボルが割り当て
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３４は複数のキャリア信号、３５は中心周波数、３
６は周波数間隔、３７は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱkである。図面の横軸は周波数軸、縦軸
は振幅レベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。キャリア
信号３４は、中心周波数３５を中心としてその左右に±
１／Ｔｓから間隔２／Ｔｓの周波数間隔３６で−９９／
Ｔｓから９９／Ｔｓまで配置されている。この例では、
キャリア信号３４の数が１００であり、各キャリア信号
３４に対応してＱＰＳＫシンボルＱk３７は、Ｑ１から
Ｑ１９９までが割り当てられている。各直交キャリア
は、従来技術と同様に複素データによりディジタル変調
されており、各直交キャリアがディジタル変調されたと
きの周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカ
ーブとなり、隣接キャリアの周波数点との中間点、およ
び、隣接キャリアの周波数点において０となる。
られる直交キャリアの配置を説明する説明図である。図
中、３４は複数のキャリア信号、３５は中心周波数、３
６は周波数間隔、３７は各キャリア信号に対応するＱＰ
ＳＫシンボルＱkである。図面の横軸は周波数軸、縦軸
は振幅レベルを表す。Ｔｓは、ＯＦＤＭシンボルの送信
間隔、すなわちＯＦＤＭシンボル周期である。キャリア
信号３４は、中心周波数３５を中心としてその左右に±
１／Ｔｓから間隔２／Ｔｓの周波数間隔３６で−９９／
Ｔｓから９９／Ｔｓまで配置されている。この例では、
キャリア信号３４の数が１００であり、各キャリア信号
３４に対応してＱＰＳＫシンボルＱk３７は、Ｑ１から
Ｑ１９９までが割り当てられている。各直交キャリア
は、従来技術と同様に複素データによりディジタル変調
されており、各直交キャリアがディジタル変調されたと
きの周波数スペクトルは、いわゆるｓｉｎｘ／ｘ型のカ
ーブとなり、隣接キャリアの周波数点との中間点、およ
び、隣接キャリアの周波数点において０となる。
【００２６】偶数番キャリア用ＩＦＦＴ部３のブロック
は、逆ＤＦＴ、すなわち、逆ディジタルフーリエ変換を
するものであればよいが、この一実施例では、ＩＦＦ
Ｔ、すなわち、逆高速フーリエ変換が使用される。直交
キャリア信号の総数を２００とするとき、この値以上で
２のべき乗となる２５６の値をポイント数とする逆高速
フーリエ変換が実行される。この一実施例では、２５６
ポイント中１００ポイントにＯＦＤＭ偶数シンボルを割
り当て、残りのポイントに対応するＱＰＳＫシンボルは
０とし、これに対応する直交キャリアを送信しない。な
お、同期用の偶数番目のＱＰＳＫシンボル等を加え、こ
れにより対応する直交キャリアをＱＰＳＫ変調してもよ
い。
は、逆ＤＦＴ、すなわち、逆ディジタルフーリエ変換を
するものであればよいが、この一実施例では、ＩＦＦ
Ｔ、すなわち、逆高速フーリエ変換が使用される。直交
キャリア信号の総数を２００とするとき、この値以上で
２のべき乗となる２５６の値をポイント数とする逆高速
フーリエ変換が実行される。この一実施例では、２５６
ポイント中１００ポイントにＯＦＤＭ偶数シンボルを割
り当て、残りのポイントに対応するＱＰＳＫシンボルは
０とし、これに対応する直交キャリアを送信しない。な
お、同期用の偶数番目のＱＰＳＫシンボル等を加え、こ
れにより対応する直交キャリアをＱＰＳＫ変調してもよ
い。
【００２７】ＯＦＤＭ偶数シンボルは、偶数番キャリア
用ＩＦＦＴ３において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部５によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
偶数シンボルによってＱＰＳＫ変調された偶数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素偶数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に出力される。例えば、ＯＦＤＭ偶数シンボルを構成
するＱＰＳＫシンボルＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・
・，Ｑ198 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表わ
される。 ｘE （ｔ）＝Σk=-100 100 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２
πｋｔ／Ｔｓ） ただし、ｋは、−１００，−９８，−４，−２，２，
４，・・・，９８，１００である。
用ＩＦＦＴ３において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部５によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
偶数シンボルによってＱＰＳＫ変調された偶数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素偶数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に出力される。例えば、ＯＦＤＭ偶数シンボルを構成
するＱＰＳＫシンボルＱkE＝（Ｑ0 ，Ｑ2 ，Ｑ4 ，・・
・，Ｑ198 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表わ
される。 ｘE （ｔ）＝Σk=-100 100 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２
πｋｔ／Ｔｓ） ただし、ｋは、−１００，−９８，−４，−２，２，
４，・・・，９８，１００である。
【００２８】ＯＦＤＭ複素偶数データのＩ信号，Ｑ信号
の各系列は、乗算部１１，１２、加算部１５からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。
の各系列は、乗算部１１，１２、加算部１５からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。
【００２９】奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部４のブロック
についても同様に、逆ＤＦＴをするものであればよい
が、この一実施例では、ＩＦＦＴが使用され、２５６ポ
イントの逆高速フーリエ変換が実行される。この一実施
例では、２５６ポイント中１００ポイントにＯＦＤＭ奇
数シンボルを割り当て、残りのポイントに対応するＱＰ
ＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャリアを
送信しない。なお、同期用の奇数番目のＱＰＳＫシンボ
ル等を加え、これにより対応する直交キャリアをＱＰＳ
Ｋ変調してもよい。
についても同様に、逆ＤＦＴをするものであればよい
が、この一実施例では、ＩＦＦＴが使用され、２５６ポ
イントの逆高速フーリエ変換が実行される。この一実施
例では、２５６ポイント中１００ポイントにＯＦＤＭ奇
数シンボルを割り当て、残りのポイントに対応するＱＰ
ＳＫシンボルは０とし、これに対応する直交キャリアを
送信しない。なお、同期用の奇数番目のＱＰＳＫシンボ
ル等を加え、これにより対応する直交キャリアをＱＰＳ
Ｋ変調してもよい。
【００３０】ＯＦＤＭ奇数シンボルは、奇数番キャリア
用ＩＦＦＴ４において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部６によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
奇数シンボルによってＱＰＳＫ変調された奇数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素奇数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に発生している。例えば、ＯＦＤＭ奇数シンボルを構
成するＱＰＳＫシンボルＱkO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 ，・
・・，Ｑ199 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表
される。 ｘO （ｔ）＝Σk=-99 99 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２π
ｋｔ／Ｔｓ） ただし、ｋは、−９９，−９７，・・，−３，−１，
１，３，・・，９７，９９である。
用ＩＦＦＴ４において２５６ポイントで逆高速フーリエ
変換処理され、時間軸における２５６ポイントの複素デ
ータに変換され、並直列変換部６によって時間軸上に並
べられて、直列形式で出力される。すなわち、ＯＦＤＭ
奇数シンボルによってＱＰＳＫ変調された奇数番直交キ
ャリアの時間軸上での和（以下、「ＯＦＤＭ複素奇数デ
ータ」という。）を、実数部のＩ信号、虚数部のＱ信号
別に発生している。例えば、ＯＦＤＭ奇数シンボルを構
成するＱＰＳＫシンボルＱkO＝（Ｑ1 ，Ｑ3 ，Ｑ5 ，・
・・，Ｑ199 ）の時間軸上の波形ｘ（ｔ）は、次式で表
される。 ｘO （ｔ）＝Σk=-99 99 Ｑk+100 ・ｅｘｐ（ｊ２π
ｋｔ／Ｔｓ） ただし、ｋは、−９９，−９７，・・，−３，−１，
１，３，・・，９７，９９である。
【００３１】ＯＦＤＭ複素奇数データのＩ信号，Ｑ信号
の各系列は、乗算部２０，２１、加算部２２からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。Ｉ’信号，Ｑ’信号は、さらに、乗算部２３，２
４、加算部２７からなる変調器において、周波数ｆ２の
キャリアにて直交変調される。
の各系列は、乗算部２０，２１、加算部２２からなる変
調器において、周波数ｆ１のキャリアにより直交変調さ
れる。Ｉ’信号，Ｑ’信号は、さらに、乗算部２３，２
４、加算部２７からなる変調器において、周波数ｆ２の
キャリアにて直交変調される。
【００３２】以上の一実施例においては、Ｉ’信号，
Ｑ’信号は、乗算部２３，２４、加算部２７からなる変
調器において、２段階目の直交変調が施される。しか
し、Ｉ’信号とＱ’信号とを独立して送信すれば、受信
側において、後述するような復調が可能となるものであ
るから、この２段階目の直交変調は独立して送信するた
めの一具体例にすぎない。２つの信号を独立して送信す
る方法は、多重伝送方式として種々の方式があるから、
任意の多重伝送方式を採用して、Ｉ’信号とＱ’信号と
を独立して送信することができる。ガードインターバル
は、挿入されていないので各キャリアは完全な直交関係
となっている。
Ｑ’信号は、乗算部２３，２４、加算部２７からなる変
調器において、２段階目の直交変調が施される。しか
し、Ｉ’信号とＱ’信号とを独立して送信すれば、受信
側において、後述するような復調が可能となるものであ
るから、この２段階目の直交変調は独立して送信するた
めの一具体例にすぎない。２つの信号を独立して送信す
る方法は、多重伝送方式として種々の方式があるから、
任意の多重伝送方式を採用して、Ｉ’信号とＱ’信号と
を独立して送信することができる。ガードインターバル
は、挿入されていないので各キャリアは完全な直交関係
となっている。
【００３３】なお、各変調器は、アナログ回路を採用し
たが、ディジタル信号処理によって実現されるものでも
よい。例えば、すべての変調器をディジタル信号処理に
よって実現する場合には、Ｄ／Ａ変換部７，８，１６，
１７が省略され、ディジタル信号処理の最後にＤ／Ａ変
換されて送信信号が出力される。
たが、ディジタル信号処理によって実現されるものでも
よい。例えば、すべての変調器をディジタル信号処理に
よって実現する場合には、Ｄ／Ａ変換部７，８，１６，
１７が省略され、ディジタル信号処理の最後にＤ／Ａ変
換されて送信信号が出力される。
【００３４】図４は、本発明のＯＦＤＭ復調器の一実施
例を説明する説明図である。図中、４０，４１は乗算
部、４２は第２の発振部、４３は第２の移相部、４４，
４５は乗算部、４６は第１の発振部、４７は第１の移相
部、４８はＬＰＦ部、４９はＡ／Ｄ変換部、５０は直並
列変換部、５１はＬＰＦ部、５２はＡ／Ｄ変換部、５
３，５４は乗算部、５５はＬＰＦ部、５６はＡ／Ｄ変換
部、５７は直並列変換部、５８はＬＰＦ部、５９はＡ／
Ｄ変換部、６０は偶数番キャリア用波形処理部、６１は
偶数番キャリア用ＦＦＴ部、６２は並直列変換部、６３
は奇数番キャリア用波形処理部、６４は奇数番キャリア
用ＦＦＴ部、６５は逆マッピング部である。
例を説明する説明図である。図中、４０，４１は乗算
部、４２は第２の発振部、４３は第２の移相部、４４，
４５は乗算部、４６は第１の発振部、４７は第１の移相
部、４８はＬＰＦ部、４９はＡ／Ｄ変換部、５０は直並
列変換部、５１はＬＰＦ部、５２はＡ／Ｄ変換部、５
３，５４は乗算部、５５はＬＰＦ部、５６はＡ／Ｄ変換
部、５７は直並列変換部、５８はＬＰＦ部、５９はＡ／
Ｄ変換部、６０は偶数番キャリア用波形処理部、６１は
偶数番キャリア用ＦＦＴ部、６２は並直列変換部、６３
は奇数番キャリア用波形処理部、６４は奇数番キャリア
用ＦＦＴ部、６５は逆マッピング部である。
【００３５】受信信号は、乗算部４０および乗算部４１
に入力され、乗算部４０において、周波数ｆ２の第２の
発振部４２の出力と乗算されＩ’信号となり、乗算部４
１において、第２の移相部４３により第２の発振部４２
の出力が−９０度移相されたものと乗算され、Ｑ’信号
となる。このＩ’信号およびＱ’信号は、図１で説明し
たＯＦＤＭ変調器におけるＩ’信号およびＱ’信号に対
応するものである。Ｉ’信号は、乗算部４４および乗算
部４５に入力され、乗算部４４において、周波数ｆ１の
第１の発振部４６の出力と乗算され、乗算部４５におい
て、第１の移相部４７により第１の発振部４６の出力が
−９０度移相されたものと乗算される。乗算部４４の出
力は、ローパスフィルタであるＬＰＦ部４８、Ａ／Ｄ変
換部４９を介してディジタル信号であるＩ信号となり、
直並列変換部５０に入力される。乗算部４５の出力は、
ローパスフィルタであるＬＰＦ部５１、Ａ／Ｄ変換部５
２を介してディジタル信号であるＱ信号となり、直並列
変換部５０に入力される。このＩ信号およびＱ信号は、
図１で説明したＯＦＤＭ複素偶数データの実数部および
虚数部に対応し、直並列変換部５０において、２５６ポ
イントの時間軸における並列形式の複素データに変換さ
れる。
に入力され、乗算部４０において、周波数ｆ２の第２の
発振部４２の出力と乗算されＩ’信号となり、乗算部４
１において、第２の移相部４３により第２の発振部４２
の出力が−９０度移相されたものと乗算され、Ｑ’信号
となる。このＩ’信号およびＱ’信号は、図１で説明し
たＯＦＤＭ変調器におけるＩ’信号およびＱ’信号に対
応するものである。Ｉ’信号は、乗算部４４および乗算
部４５に入力され、乗算部４４において、周波数ｆ１の
第１の発振部４６の出力と乗算され、乗算部４５におい
て、第１の移相部４７により第１の発振部４６の出力が
−９０度移相されたものと乗算される。乗算部４４の出
力は、ローパスフィルタであるＬＰＦ部４８、Ａ／Ｄ変
換部４９を介してディジタル信号であるＩ信号となり、
直並列変換部５０に入力される。乗算部４５の出力は、
ローパスフィルタであるＬＰＦ部５１、Ａ／Ｄ変換部５
２を介してディジタル信号であるＱ信号となり、直並列
変換部５０に入力される。このＩ信号およびＱ信号は、
図１で説明したＯＦＤＭ複素偶数データの実数部および
虚数部に対応し、直並列変換部５０において、２５６ポ
イントの時間軸における並列形式の複素データに変換さ
れる。
【００３６】一方、乗算部４１の出力であるＱ’信号
は、乗算部５３，５４に入力され、乗算部５３におい
て、周波数ｆ１の第１の発振部４６の出力と乗算され、
乗算部５４において、第１の移相部４７により第１の発
振部４６の出力が−９０度移相されたものと乗算され
る。乗算部５３の出力は、ローパスフィルタであるＬＰ
Ｆ部５５、Ａ／Ｄ変換部５６を介してアナログ信号であ
るＩ信号となり、直並列変換部５７に入力される。乗算
部５４の出力は、ローパスフィルタであるＬＰＦ部５
８、Ａ／Ｄ変換部５９を介してアナログ信号であるＱ信
号となり、直並列変換部５７に入力される。このＩ信号
およびＱ信号は、図１で説明したＯＦＤＭ複素奇数デー
タの実数部および虚数部に対応する。直並列変換部５７
において、２５６ポイントの時間軸における並列形式の
複素データに変換される。
は、乗算部５３，５４に入力され、乗算部５３におい
て、周波数ｆ１の第１の発振部４６の出力と乗算され、
乗算部５４において、第１の移相部４７により第１の発
振部４６の出力が−９０度移相されたものと乗算され
る。乗算部５３の出力は、ローパスフィルタであるＬＰ
Ｆ部５５、Ａ／Ｄ変換部５６を介してアナログ信号であ
るＩ信号となり、直並列変換部５７に入力される。乗算
部５４の出力は、ローパスフィルタであるＬＰＦ部５
８、Ａ／Ｄ変換部５９を介してアナログ信号であるＱ信
号となり、直並列変換部５７に入力される。このＩ信号
およびＱ信号は、図１で説明したＯＦＤＭ複素奇数デー
タの実数部および虚数部に対応する。直並列変換部５７
において、２５６ポイントの時間軸における並列形式の
複素データに変換される。
【００３７】直並列変換部５０の出力である、２５６ポ
イントの時間軸における並列形式の複素データは、偶数
番キャリア用波形処理部６０に入力され、後述する波形
処理がなされれた後、偶数番キャリア用ＦＦＴ処理部６
０において、２５６ポイントのＦＦＴ処理が施され周波
数軸上の複素データへ変換され、同相軸（ｉ）データと
直交軸（ｑ）データとからなる複素データの集合である
ＯＦＤＭ偶数シンボルとなる。周波数軸上に変換された
複素データＱ0 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ198 は、並直列変換
部６２に入力される。一方、直並列変換部５７の出力で
ある、２５６ポイントの時間軸における並列形式の複素
データは、奇数番キャリア用波形処理部６３に入力さ
れ、後述する波形処理がなされた後、奇数番キャリア用
ＦＦＴ処理部６４において、２５６ポイントのＦＦＴ処
理が施され周波数軸上の複素データへ変換され、同相軸
（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとからなる複素デー
タの集合であるＯＦＤＭ奇数シンボルとなる。周波数軸
上に変換された複素データＱ1 ，Ｑ3 ，・・・，Ｑ199
は、並直列変換部６２に入力される。
イントの時間軸における並列形式の複素データは、偶数
番キャリア用波形処理部６０に入力され、後述する波形
処理がなされれた後、偶数番キャリア用ＦＦＴ処理部６
０において、２５６ポイントのＦＦＴ処理が施され周波
数軸上の複素データへ変換され、同相軸（ｉ）データと
直交軸（ｑ）データとからなる複素データの集合である
ＯＦＤＭ偶数シンボルとなる。周波数軸上に変換された
複素データＱ0 ，Ｑ2 ，・・・，Ｑ198 は、並直列変換
部６２に入力される。一方、直並列変換部５７の出力で
ある、２５６ポイントの時間軸における並列形式の複素
データは、奇数番キャリア用波形処理部６３に入力さ
れ、後述する波形処理がなされた後、奇数番キャリア用
ＦＦＴ処理部６４において、２５６ポイントのＦＦＴ処
理が施され周波数軸上の複素データへ変換され、同相軸
（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとからなる複素デー
タの集合であるＯＦＤＭ奇数シンボルとなる。周波数軸
上に変換された複素データＱ1 ，Ｑ3 ，・・・，Ｑ199
は、並直列変換部６２に入力される。
【００３８】並直列変換部６２においてＯＦＤＭ偶数シ
ンボルとＯＦＤＭ奇数シンボルとが一体化されＯＦＤＭ
シンボルを構成する直列形式の複素データＱkに変換さ
れ、逆マッピング部６５において元の送信データと同じ
受信データが得られる。
ンボルとＯＦＤＭ奇数シンボルとが一体化されＯＦＤＭ
シンボルを構成する直列形式の複素データＱkに変換さ
れ、逆マッピング部６５において元の送信データと同じ
受信データが得られる。
【００３９】図４に示される本発明のＯＦＤＭ復調器の
動作の一例を、直交キャリアがＱＰＳＫでディジタル変
調された場合について説明する。
動作の一例を、直交キャリアがＱＰＳＫでディジタル変
調された場合について説明する。
【００４０】図５は、ＯＦＤＭ偶数番直交キャリアの波
形を説明する説明図である。図中、７０はＯＦＤＭシン
ボルＱ９８，Ｑ１００の直交キャリアを表わす波形、７
１はＱＰＳＫシンボルＱ９６，Ｑ１０２の直交キャリア
を表わす波形、７２はＱＰＳＫシンボルＱ９４，Ｑ１０
４の直交キャリアを表わす波形、７３はＱＰＳＫシンボ
ルＱ０，Ｑ１９８の直交キャリアを表わす波形である。
横軸は、時間であり１タイムスロット時間Ｔｓは、ＯＦ
ＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベルである。
形を説明する説明図である。図中、７０はＯＦＤＭシン
ボルＱ９８，Ｑ１００の直交キャリアを表わす波形、７
１はＱＰＳＫシンボルＱ９６，Ｑ１０２の直交キャリア
を表わす波形、７２はＱＰＳＫシンボルＱ９４，Ｑ１０
４の直交キャリアを表わす波形、７３はＱＰＳＫシンボ
ルＱ０，Ｑ１９８の直交キャリアを表わす波形である。
横軸は、時間であり１タイムスロット時間Ｔｓは、ＯＦ
ＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベルである。
【００４１】ＱＰＳＫシンボルＱ９８，Ｑ１００の直交
キャリアを表わす波形７０は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において２周期の波形であり、１タイ
ムスロットの中心時点に対して前半と後半とで波形が同
じである。同期間において、ＱＰＳＫシンボルＱ９６，
Ｑ１０２の直交キャリアを表わす波形７１は、４周期の
波形であり、ＯＦＤＭシンボルＱ９４，Ｑ１０４の直交
キャリアを表わす波形７２は、６周期の波形であり、Ｑ
ＰＳＫシンボルＱ０，Ｑ１９８の直交キャリア７３を表
わす波形１１２は、１００周期の波形であり、いずれ
も、前半と後半で波形が同じである。
キャリアを表わす波形７０は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において２周期の波形であり、１タイ
ムスロットの中心時点に対して前半と後半とで波形が同
じである。同期間において、ＱＰＳＫシンボルＱ９６，
Ｑ１０２の直交キャリアを表わす波形７１は、４周期の
波形であり、ＯＦＤＭシンボルＱ９４，Ｑ１０４の直交
キャリアを表わす波形７２は、６周期の波形であり、Ｑ
ＰＳＫシンボルＱ０，Ｑ１９８の直交キャリア７３を表
わす波形１１２は、１００周期の波形であり、いずれ
も、前半と後半で波形が同じである。
【００４２】個々の偶数番直交キャリアがＱＰＳＫ変調
された波形は、１つのＯＦＤＭシンボル期間において、
偶数番直交キャリアに対して所定の相対位相関係をほぼ
維持するから、偶数番直交キャリアと同様に前半と後半
とで波形が同じになる。そして、偶数番直交キャリアの
時間軸上の複素データであるＩ信号とＱ信号とは、複数
の偶数番直交キャリアが個々にＱＰＳＫ変調された時間
軸波形の和であるＯＦＤＭ複素偶数データの実数部と虚
数部である。したがって、Ｉ信号とＱ信号も、同様に、
１つのＯＦＤＭシンボル期間において、前半と後半とで
波形が同じになる。
された波形は、１つのＯＦＤＭシンボル期間において、
偶数番直交キャリアに対して所定の相対位相関係をほぼ
維持するから、偶数番直交キャリアと同様に前半と後半
とで波形が同じになる。そして、偶数番直交キャリアの
時間軸上の複素データであるＩ信号とＱ信号とは、複数
の偶数番直交キャリアが個々にＱＰＳＫ変調された時間
軸波形の和であるＯＦＤＭ複素偶数データの実数部と虚
数部である。したがって、Ｉ信号とＱ信号も、同様に、
１つのＯＦＤＭシンボル期間において、前半と後半とで
波形が同じになる。
【００４３】図６は、ＯＦＤＭ奇数番直交キャリアの波
形を説明する説明図である。図中、７４はＱＰＳＫシン
ボルＱ９９、Ｑ１０１の直交キャリアを表わす波形、７
５はＱＰＳＫシンボルＱ９７、Ｑ１０３の直交キャリア
を表わす波形、７６はＱＰＳＫシンボルＱ９５、Ｑ１０
５の直交キャリアを表わす波形、７７はＱＰＳＫシンボ
ルＱ１、Ｑ１９９の直交キャリアを表わす波形である。
横軸は、時間であり１タイムスロット時間ＴｓであるＯ
ＦＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベルであ
る。
形を説明する説明図である。図中、７４はＱＰＳＫシン
ボルＱ９９、Ｑ１０１の直交キャリアを表わす波形、７
５はＱＰＳＫシンボルＱ９７、Ｑ１０３の直交キャリア
を表わす波形、７６はＱＰＳＫシンボルＱ９５、Ｑ１０
５の直交キャリアを表わす波形、７７はＱＰＳＫシンボ
ルＱ１、Ｑ１９９の直交キャリアを表わす波形である。
横軸は、時間であり１タイムスロット時間ＴｓであるＯ
ＦＤＭシンボル期間を表わし、縦軸は振幅レベルであ
る。
【００４４】ＱＰＳＫシンボルＱ９９，Ｑ１０１の直交
キャリアを表わす波形７４は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において１周期の波形であり、１タイ
ムスロットの中心時点に対して前半と後半とで波形の位
相が反転する。同期間において、ＱＰＳＫシンボルＱ９
７，Ｑ１０３の直交キャリアを表わす波形７５は、３周
期の波形であり、ＱＰＳＫシンボルＱ９５，Ｑ１０５の
直交キャリアを表わす波形７６は、５周期の波形であ
り、ＱＰＳＫシンボルＱ１，Ｑ１９９の直交キャリアを
表わす波形７７は、１０９周期の波形であり、いずれ
も、１タイムスロットの中心時点に対して前半と後半で
波形の位相が反転する。
キャリアを表わす波形７４は、１タイムスロットのＯＦ
ＤＭシンボル期間において１周期の波形であり、１タイ
ムスロットの中心時点に対して前半と後半とで波形の位
相が反転する。同期間において、ＱＰＳＫシンボルＱ９
７，Ｑ１０３の直交キャリアを表わす波形７５は、３周
期の波形であり、ＱＰＳＫシンボルＱ９５，Ｑ１０５の
直交キャリアを表わす波形７６は、５周期の波形であ
り、ＱＰＳＫシンボルＱ１，Ｑ１９９の直交キャリアを
表わす波形７７は、１０９周期の波形であり、いずれ
も、１タイムスロットの中心時点に対して前半と後半で
波形の位相が反転する。
【００４５】個々の奇数番直交キャリアがＱＰＳＫ変調
された波形についても同様に、１つのＯＦＤＭシンボル
期間において、奇数番直交キャリアに対して所定の相対
位相関係をほぼ維持するから、奇数番直交キャリアと同
様に前半と後半とで波形の位相が反転している。そし
て、奇数番直交キャリアの時間軸上の複素データである
Ｉ信号とＱ信号とは、複数の奇数番直交キャリアが個々
にＱＰＳＫ変調された時間軸上の波形の和であるＯＦＤ
Ｍ複素奇数データの実数部と虚数部である。したがっ
て、Ｉ信号とＱ信号も、同様に、１つのＯＦＤＭシンボ
ル期間において、前半と後半とで波形の位相が反転して
いる。
された波形についても同様に、１つのＯＦＤＭシンボル
期間において、奇数番直交キャリアに対して所定の相対
位相関係をほぼ維持するから、奇数番直交キャリアと同
様に前半と後半とで波形の位相が反転している。そし
て、奇数番直交キャリアの時間軸上の複素データである
Ｉ信号とＱ信号とは、複数の奇数番直交キャリアが個々
にＱＰＳＫ変調された時間軸上の波形の和であるＯＦＤ
Ｍ複素奇数データの実数部と虚数部である。したがっ
て、Ｉ信号とＱ信号も、同様に、１つのＯＦＤＭシンボ
ル期間において、前半と後半とで波形の位相が反転して
いる。
【００４６】直並列変換部５０の出力は、偶数番直交キ
ャリア用波形処理部６０に入力され、ＯＦＤＭシンボル
におけるＱＰＳＫ変調された偶数番直交キャリアの時間
軸上の複素データＩとＱの中心より前半の波形を排除し
後半の波形と同じ波形を前半に補間した波形にされる。
一方、直並列変換部５７の出力は、奇数番直交キャリア
用波形処理部６３に入力され、ＯＦＤＭシンボルにおけ
るＱＰＳＫ変調された奇数番直交キャリアの時間軸上の
複素データＩとＱの中心より前半の波形を排除し後半の
波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間した波
形にされる。
ャリア用波形処理部６０に入力され、ＯＦＤＭシンボル
におけるＱＰＳＫ変調された偶数番直交キャリアの時間
軸上の複素データＩとＱの中心より前半の波形を排除し
後半の波形と同じ波形を前半に補間した波形にされる。
一方、直並列変換部５７の出力は、奇数番直交キャリア
用波形処理部６３に入力され、ＯＦＤＭシンボルにおけ
るＱＰＳＫ変調された奇数番直交キャリアの時間軸上の
複素データＩとＱの中心より前半の波形を排除し後半の
波形と同じ波形をその極性を反転して前半に補間した波
形にされる。
【００４７】偶数番直交キャリア用波形処理部６０、奇
数番直交キャリア用波形処理部６３の出力は、それぞれ
偶数番直交キャリア用ＦＦＴ部６１、奇数番直交キャリ
ア用ＦＦＴ部６４に入力され、従来技術と同様に周波数
軸上の同相軸（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとから
なる複素データの集合であるＯＦＤＭ偶数シンボルおよ
びＯＦＤＭ奇数シンボルとなる。そして、これらは、並
直列変換部６２に入力され、送信時と同じ順序の直列形
式のＱＰＳＫ複素データ列Ｑk となり、逆マッピング部
６５において、元の送信データが復元される。
数番直交キャリア用波形処理部６３の出力は、それぞれ
偶数番直交キャリア用ＦＦＴ部６１、奇数番直交キャリ
ア用ＦＦＴ部６４に入力され、従来技術と同様に周波数
軸上の同相軸（ｉ）データと直交軸（ｑ）データとから
なる複素データの集合であるＯＦＤＭ偶数シンボルおよ
びＯＦＤＭ奇数シンボルとなる。そして、これらは、並
直列変換部６２に入力され、送信時と同じ順序の直列形
式のＱＰＳＫ複素データ列Ｑk となり、逆マッピング部
６５において、元の送信データが復元される。
【００４８】なお、偶数番直交キャリア用波形処理部６
０、奇数番直交キャリア用波形処理部６４の機能をそれ
ぞれＦＦＴ部において実行してもよい。すなわち、複素
データＩとＱの前半の波形を排除し、後半の波形を繰り
返して前半にコピーしてから周波数軸上の複素データに
変換する偶数番直交キャリア用のＦＦＴ処理部、複素デ
ータＩとＱの前半の波形を排除し、後半の波形をその極
性を反転させてコピーしてから周波数軸上の複素データ
に変換する奇数番直交キャリア用のＦＦＴ処理部として
もよい。
０、奇数番直交キャリア用波形処理部６４の機能をそれ
ぞれＦＦＴ部において実行してもよい。すなわち、複素
データＩとＱの前半の波形を排除し、後半の波形を繰り
返して前半にコピーしてから周波数軸上の複素データに
変換する偶数番直交キャリア用のＦＦＴ処理部、複素デ
ータＩとＱの前半の波形を排除し、後半の波形をその極
性を反転させてコピーしてから周波数軸上の複素データ
に変換する奇数番直交キャリア用のＦＦＴ処理部として
もよい。
【００４９】このようにして、マルチパス妨害により１
シンボル先行する有効シンボル期間から遅延して到達す
る波が含まれる期間である、１つのＯＦＤＭシンボル期
間の先頭より５０％の期間を除く残りの期間のみから復
調することが可能になる。
シンボル先行する有効シンボル期間から遅延して到達す
る波が含まれる期間である、１つのＯＦＤＭシンボル期
間の先頭より５０％の期間を除く残りの期間のみから復
調することが可能になる。
【００５０】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
のＯＦＤＭ変調器およびＯＦＤＭ復調器によれば、マル
チパス妨害を低減できるとともに、送信側においてガー
ドインタバルが挿入されないから、周波数利用効率を高
めることができるとともに、各直交キャリアは完全な直
交関係となるから、各変調された直交キャリア相互の干
渉が少なくなるという効果を得ることができる。
のＯＦＤＭ変調器およびＯＦＤＭ復調器によれば、マル
チパス妨害を低減できるとともに、送信側においてガー
ドインタバルが挿入されないから、周波数利用効率を高
めることができるとともに、各直交キャリアは完全な直
交関係となるから、各変調された直交キャリア相互の干
渉が少なくなるという効果を得ることができる。
【図１】本発明のＯＦＤＭ変調器の一実施例を説明する
説明図である。
説明図である。
【図２】ＯＦＤＭ偶数シンボルが割り当てられる直交キ
ャリアの配置を説明する説明図である。
ャリアの配置を説明する説明図である。
【図３】ＯＦＤＭ奇数シンボルが割り当てられる直交キ
ャリアの周波数軸上の配置を説明する説明図である
ャリアの周波数軸上の配置を説明する説明図である
【図４】本発明のＯＦＤＭ復調器の一実施例を説明する
説明図である。
説明図である。
【図５】ＯＦＤＭ偶数番直交キャリアの波形を説明する
説明図である
説明図である
【図６】ＯＦＤＭ奇数番直交キャリアの波形を説明する
説明図である。
説明図である。
【図７】従来のＯＦＤＭ変調器を説明する説明図であ
る。
る。
【図８】ＱＰＳＫ変調方式のシンボルマッピングを説明
する説明図である。
する説明図である。
【図９】従来の直交キャリアの周波数軸上の配置を説明
する説明図である。
する説明図である。
【図１０】従来のガードインターバルを説明する説明図
である。
である。
【図１１】従来のＯＦＤＭ復調器を説明する説明図であ
る。
る。
１…マッピング部、２…直並列変換部、３…偶数番キャ
リア用ＩＦＦＴ部、４…奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部、
５，６…並直列変換部、１３…第１の発振部、１４…第
１の移相部、２５…第２の発振部、２６…第２の移相
部、４２…第２の発振部、４３…第２の移相部、４６…
第１の発振部、４７…第１の移相部、５０，５７…直並
列変換部、６１…偶数番キャリア用ＦＦＴ部、６２…並
直列変換部、６３…奇数番キャリア用波形処理部、６４
…奇数番キャリア用ＦＦＴ部、６５…逆マッピング部。
リア用ＩＦＦＴ部、４…奇数番キャリア用ＩＦＦＴ部、
５，６…並直列変換部、１３…第１の発振部、１４…第
１の移相部、２５…第２の発振部、２６…第２の移相
部、４２…第２の発振部、４３…第２の移相部、４６…
第１の発振部、４７…第１の移相部、５０，５７…直並
列変換部、６１…偶数番キャリア用ＦＦＴ部、６２…並
直列変換部、６３…奇数番キャリア用波形処理部、６４
…奇数番キャリア用ＦＦＴ部、６５…逆マッピング部。
Claims (4)
- 【請求項１】 複数の直交キャリアが複素データ系列に
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に分配
し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目の直
交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並列変
換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てられた
系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当てられ
た系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上
の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ
処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、前記
それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて直交変調する２つ
の直交変調器を有することを特徴とするＯＦＤＭ変調
器。 - 【請求項２】 複数の直交キャリアが複素データ系列に
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ復調器において、偶数番キャリアの直交復調信号と
奇数番キャリアの直交復調信号とをそれぞれ直交復調す
るための２つの直交復調器と、該直交復調器の一方によ
って得られるディジタル変調された偶数番キャリアの時
間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの中心より前半
の波形を排除し後半の波形と同じ波形を前半に補間する
偶数番キャリア用波形処理部と、該偶数番キャリア用波
形処理部の出力を周波数軸上の複素データに変換する偶
数番キャリア用のＦＦＴ処理部と、前記直交復調器の他
方によって得られるディジタル変調された奇数番キャリ
アの時間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの中心よ
り前半の波形を排除し後半の波形と同じ波形をその極性
を反転して前半に補間する奇数番キャリア用波形処理部
と、該奇数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上
の複素データに変換する奇数番キャリア用のＦＦＴ処理
部と、前記２つのＦＦＴ処理部より得られる２つの並列
な周波数軸上の複素データ系列を直列形式の周波数軸上
の複素データ系列へ変換する並直列変換手段を有するこ
とを特徴とするＯＦＤＭ復調器。 - 【請求項３】 複数の直交キャリアが複素データ系列に
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ変調器において、複素データ系列を２系列に分配
し、該各系列を偶数番目の直交キャリアと奇数番目の直
交キャリアに割り当てる直並列変換手段と、該直並列変
換手段により偶数番目の直交キャリアに割り当てられた
系列、および、奇数番目の直交キャリアに割り当てられ
た系列に対し、それぞれ逆ＤＦＴ処理を行ない時間軸上
の複素データ波形を出力する偶数番キャリア用逆ＤＦＴ
処理部および奇数番キャリア用逆ＤＦＴ処理部と、前記
それぞれの逆ＤＦＴ処理部の出力にて第１の周波数のキ
ャリアを直交変調する２つの第１直交変調器と、該２つ
の第１直交変調器の各出力にて第２の周波数のキャリア
を直交変調する第２直交変調器を備えたことを特徴とす
るＯＦＤＭ変調器。 - 【請求項４】 複数の直交キャリアが複素データ系列に
てディジタル変調されたＯＦＤＭ変調方式におけるＯＦ
ＤＭ復調器において、受信信号を第２の周波数のキャリ
アにて直交復調するための第２の直交復調器と、該第２
の直交復調器によって得られる偶数番キャリアの直交復
調信号と奇数番キャリアの直交復調信号とをそれぞれ第
１の周波数のキャリアにて直交復調する２つの第１の直
交復調器と、該第１の直交復調器の一方によって得られ
るディジタル変調された偶数番キャリアの時間軸上の複
素データをＯＦＤＭシンボルの中心より前半の波形を排
除し後半の波形と同じ波形を前半に補間する偶数番キャ
リア用波形処理部と、該偶数番キャリア用波形処理部の
出力を周波数軸上の複素データに変換する偶数番キャリ
ア用のＦＦＴ処理部と、前記第２の直交復調器の他方に
よって得られるディジタル変調された奇数番キャリアの
時間軸上の複素データをＯＦＤＭシンボルの中心より前
半の波形を排除し後半の波形と同じ波形をその極性を反
転して前半に補間する奇数番キャリア用波形処理部と、
該奇数番キャリア用波形処理部の出力を周波数軸上の複
素データに変換する奇数番キャリア用のＦＦＴ処理部
と、前記２つのＦＦＴ処理部より得られる２つの並列な
周波数軸上の複素データ系列を直列形式の周波数軸上の
複素データ系列へ変換する並直列変換手段を有すること
を特徴とするＯＦＤＭ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22912694A JP3186464B2 (ja) | 1994-09-26 | 1994-09-26 | Ｏｆｄｍ変調器及びｏｆｄｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22912694A JP3186464B2 (ja) | 1994-09-26 | 1994-09-26 | Ｏｆｄｍ変調器及びｏｆｄｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0897798A JPH0897798A (ja) | 1996-04-12 |
| JP3186464B2 true JP3186464B2 (ja) | 2001-07-11 |
Family
ID=16887166
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22912694A Expired - Fee Related JP3186464B2 (ja) | 1994-09-26 | 1994-09-26 | Ｏｆｄｍ変調器及びｏｆｄｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3186464B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2000115116A (ja) | 1998-10-07 | 2000-04-21 | Nippon Columbia Co Ltd | 直交周波数分割多重信号発生装置、直交周波数分割多重信号発生方法及び通信装置 |
| US6973135B1 (en) * | 1999-07-09 | 2005-12-06 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Reduced delay implementation of fourier transform based channelizers and de-channelizers |
| JP4323669B2 (ja) | 2000-03-15 | 2009-09-02 | パナソニック株式会社 | データ伝送装置及びデータ伝送方法 |
| JP2002064461A (ja) * | 2000-08-18 | 2002-02-28 | Mitsubishi Electric Corp | 通信装置および通信方法 |
| JP2002111622A (ja) | 2000-09-28 | 2002-04-12 | Mitsubishi Electric Corp | 通信装置および通信方法 |
| KR20030095665A (ko) * | 2002-06-14 | 2003-12-24 | 삼성전자주식회사 | 오에프디엠수신기 |
| EP1603259B1 (en) * | 2003-03-05 | 2012-03-28 | Fujitsu Limited | Method for receiving multicarrier signal and multicarrier receiver comprising it |
| EP2014040A1 (en) * | 2006-05-01 | 2009-01-14 | Thomson Licensing | Discrete multitone (dmt) communications without using a cyclic prefix |
| JP2008172541A (ja) | 2007-01-11 | 2008-07-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 基地局装置、通信端末装置、通信システム及び通信方法 |
| JP4846618B2 (ja) * | 2007-02-22 | 2011-12-28 | 富士通東芝モバイルコミュニケーションズ株式会社 | 受信装置 |
| WO2010137287A1 (ja) * | 2009-05-26 | 2010-12-02 | パナソニック株式会社 | 受信装置および受信方法 |
| JP5783889B2 (ja) * | 2011-12-01 | 2015-09-24 | 三菱電機株式会社 | 受信装置及び方法 |
| WO2013080578A1 (ja) * | 2011-12-01 | 2013-06-06 | 三菱電機株式会社 | 受信装置及び方法 |
| WO2014186610A1 (en) * | 2013-05-16 | 2014-11-20 | Zte (Usa) Inc. | Half-cycled orthogonal frequency divisional multiplexing transmission and reception |
-
1994
- 1994-09-26 JP JP22912694A patent/JP3186464B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0897798A (ja) | 1996-04-12 |
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