JP2568345B2 - ディジタル変調器 - Google Patents
ディジタル変調器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信に
用いられるディジタル変調器に関し、特に、直交変調器
を用いたディジタル変調器に係る。
用いられるディジタル変調器に関し、特に、直交変調器
を用いたディジタル変調器に係る。
【０００２】
【従来の技術】移動通信等において、基地局等、複数の
チャネルの信号を一括して変調する変調器、あるいは複
数のキャリアの変調波を順に出力（周波数ホッピング）
する変調器では、図９に示すような複数キャリアの信号
を同時に、あるいは順に生成する必要がある。図９にお
いてｆ1 〜ｆ5 は各チャネル対応の中心周波数であり、
破線のｆ2 ，ｆ5 は空きチャネルを示している。
チャネルの信号を一括して変調する変調器、あるいは複
数のキャリアの変調波を順に出力（周波数ホッピング）
する変調器では、図９に示すような複数キャリアの信号
を同時に、あるいは順に生成する必要がある。図９にお
いてｆ1 〜ｆ5 は各チャネル対応の中心周波数であり、
破線のｆ2 ，ｆ5 は空きチャネルを示している。
【０００３】ところで、ディジタル変調波は、直交変調
器にＩチャネルおよびＱチャネルの各ベースバンド信号
を入力して生成することができる。図１０に示すよう
に、あるチャネルの変調波の搬送波周波数は、ある基準
の周波数 fc( =ωc/２π)(基準搬送波周波数）よりΔfi
(=Δωi)だけ周波数シフトした周波数と見なすことがで
きる。このとき、ベースバンド信号の信号空間ダイヤグ
ラムにおける瞬時振幅がA(t)、瞬時位相角がφi(t)であ
るその変調波信号s(t)は、 S(t)＝ A(t)cos｛φi(t)+(ωc+Δωi)t ｝ ・・・（１） と表され、（１）式は次式のように変形できる。
器にＩチャネルおよびＱチャネルの各ベースバンド信号
を入力して生成することができる。図１０に示すよう
に、あるチャネルの変調波の搬送波周波数は、ある基準
の周波数 fc( =ωc/２π)(基準搬送波周波数）よりΔfi
(=Δωi)だけ周波数シフトした周波数と見なすことがで
きる。このとき、ベースバンド信号の信号空間ダイヤグ
ラムにおける瞬時振幅がA(t)、瞬時位相角がφi(t)であ
るその変調波信号s(t)は、 S(t)＝ A(t)cos｛φi(t)+(ωc+Δωi)t ｝ ・・・（１） と表され、（１）式は次式のように変形できる。
【０００４】 S(t)＝ A(t)cos｛φi(t)+ Δωit｝cos ωct - A(t)sin｛φi(t)+ Δωit｝sin ωct ・・・（２） したがって、搬送波周波数が（ωc+Δωi)である変調波
を生成するのに、ベースバンドにおいてＩチャネル，Ｑ
チャネルの信号をΔωi だけ周波数シフトしてからωc
の周波数で直交変調することで全く同等の変調波が得ら
れることがわかる。
を生成するのに、ベースバンドにおいてＩチャネル，Ｑ
チャネルの信号をΔωi だけ周波数シフトしてからωc
の周波数で直交変調することで全く同等の変調波が得ら
れることがわかる。
【０００５】次に、このΔωi だけ周波数シフトしたＩ
チャネル，Ｑチャネルの信号SI(t), SQ(t)はそれぞれ、 SI(t)=A(t)cos ｛φi(t)+ Δωit｝ =｛A(t)cos φi(t)｝cos Δωit- ｛A(t)sin φi(t)｝sin Δωit ・・・（３） SQ(t)=A(t)sin ｛φi(t)+ Δωit｝ =｛A(t)sin φi(t)｝cos Δωit+ ｛A(t)cos φi(t)｝sin Δωit ・・・（４） と変形することができる。したがって、Ｉチャネル，Ｑ
チャネルのベースバンド信号と、周波数Δωi の正弦波
との乗算，加算演算によってベースバンドでの周波数シ
フトが可能である。
チャネル，Ｑチャネルの信号SI(t), SQ(t)はそれぞれ、 SI(t)=A(t)cos ｛φi(t)+ Δωit｝ =｛A(t)cos φi(t)｝cos Δωit- ｛A(t)sin φi(t)｝sin Δωit ・・・（３） SQ(t)=A(t)sin ｛φi(t)+ Δωit｝ =｛A(t)sin φi(t)｝cos Δωit+ ｛A(t)cos φi(t)｝sin Δωit ・・・（４） と変形することができる。したがって、Ｉチャネル，Ｑ
チャネルのベースバンド信号と、周波数Δωi の正弦波
との乗算，加算演算によってベースバンドでの周波数シ
フトが可能である。
【０００６】従来、シフト波形 cosΔωitおよび sinΔ
ωitは読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）によって発生させ
るのが一般的である。周波数シフトのための乗算演算を
行なう方法の一例としてディジタル乗算器によって演算
処理する方法について以下に説明する。
ωitは読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）によって発生させ
るのが一般的である。周波数シフトのための乗算演算を
行なう方法の一例としてディジタル乗算器によって演算
処理する方法について以下に説明する。
【０００７】図６は、ディジタル乗算器を用いて周波数
シフトのための演算を行なう従来の直交変調形変調器の
構成を示すブロック図である。同図において、ベースバ
ンドディジタル信号処理回路６−１への入力データはベ
ースバンド波形生成部６−２におけるマッピング回路６
−８で変調方式に応じてマッピングされ、Ｉチャネル，
Ｑチャネルのデータに分けられる。Ｉチャネル，Ｑチャ
ネルのデータは、それぞれ帯域制限手段６−９によって
帯域制限される。帯域制限手段６−９にはサンプル点指
定手段６−６からサンプル点指定情報が与えられる。
シフトのための演算を行なう従来の直交変調形変調器の
構成を示すブロック図である。同図において、ベースバ
ンドディジタル信号処理回路６−１への入力データはベ
ースバンド波形生成部６−２におけるマッピング回路６
−８で変調方式に応じてマッピングされ、Ｉチャネル，
Ｑチャネルのデータに分けられる。Ｉチャネル，Ｑチャ
ネルのデータは、それぞれ帯域制限手段６−９によって
帯域制限される。帯域制限手段６−９にはサンプル点指
定手段６−６からサンプル点指定情報が与えられる。
【０００８】一方、外部からキャリア指定データが与え
られると、指定キャリアに対応してシフト波形を発生さ
せるための波形パターンが波形パターン指定手段６−７
によって選択され、サンプル点指定手段６−６によって
指定されたサンプル点でのシフト波形の振幅値がＲＯＭ
６−１２ａ〜６−１２ｃより出力される。ここでＲＯＭ
への指定サンプル点は帯域制限手段への指定サンプル点
と同じ値である。
られると、指定キャリアに対応してシフト波形を発生さ
せるための波形パターンが波形パターン指定手段６−７
によって選択され、サンプル点指定手段６−６によって
指定されたサンプル点でのシフト波形の振幅値がＲＯＭ
６−１２ａ〜６−１２ｃより出力される。ここでＲＯＭ
への指定サンプル点は帯域制限手段への指定サンプル点
と同じ値である。
【０００９】それぞれのＲＯＭ出力は、式（３),（４）
の演算結果が得られるように、帯域制限されたＩチャネ
ルデータ、およびＱチャネルデータとの乗算器６−１０
ａ〜６−１０ｄによる乗算、および加算器６−１１ａ，
６−１１ｂによる加算が行なわれ、指定キャリアに対応
して周波数シフトしたＩチャネル，Ｑチャネルのデータ
が得られる。
の演算結果が得られるように、帯域制限されたＩチャネ
ルデータ、およびＱチャネルデータとの乗算器６−１０
ａ〜６−１０ｄによる乗算、および加算器６−１１ａ，
６−１１ｂによる加算が行なわれ、指定キャリアに対応
して周波数シフトしたＩチャネル，Ｑチャネルのデータ
が得られる。
【００１０】各ベースバンドディジタル信号処理回路で
それぞれのキャリアに指定された信号は、直交変調部６
−４において、Ｉチャネルごと、Ｑチャネルごとに加算
器６−１３で加算され、ディジタル／アナログ変換器
（Ｄ／Ａ）６−１４、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６−
１５を介して、直交変調器６−５で直交変調され、複数
キャリアの合成変調信号が得られる。
それぞれのキャリアに指定された信号は、直交変調部６
−４において、Ｉチャネルごと、Ｑチャネルごとに加算
器６−１３で加算され、ディジタル／アナログ変換器
（Ｄ／Ａ）６−１４、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）６−
１５を介して、直交変調器６−５で直交変調され、複数
キャリアの合成変調信号が得られる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ベースバン
ド信号に対して周波数シフトされた信号を生成する場
合、連続したデータビット列に対してシフト波形が不連
続であると変調波以外に不要輻射を生じ、指定チャネル
以外のチャネルへの妨害波として問題となる。このため
シフト波形は連続したデータビット列に対して連続でな
ければならない。
ド信号に対して周波数シフトされた信号を生成する場
合、連続したデータビット列に対してシフト波形が不連
続であると変調波以外に不要輻射を生じ、指定チャネル
以外のチャネルへの妨害波として問題となる。このため
シフト波形は連続したデータビット列に対して連続でな
ければならない。
【００１２】シフト周波数Δｆが伝送ボーレートfbの整
数倍、すなわち Δｆ／fb＝ｎ（ｎ：整数） ・・・（５） の場合は、帯域制限手段におけるデータ１ビットに対す
るサンプル数でシフト波形１周期分をサンプリングした
振幅値をＲＯＭ等に用意すればよい。具体例として図７
にΔｆ＝fbの場合についてデータビットとシフト波形の
サンプリングにおける関係を示す。同図ではデータ１ビ
ットに対する帯域制限手段におけるサンプル数を４サン
プル、シフト波形をΔｆ＝fbの正弦波である場合につい
て示した。
数倍、すなわち Δｆ／fb＝ｎ（ｎ：整数） ・・・（５） の場合は、帯域制限手段におけるデータ１ビットに対す
るサンプル数でシフト波形１周期分をサンプリングした
振幅値をＲＯＭ等に用意すればよい。具体例として図７
にΔｆ＝fbの場合についてデータビットとシフト波形の
サンプリングにおける関係を示す。同図ではデータ１ビ
ットに対する帯域制限手段におけるサンプル数を４サン
プル、シフト波形をΔｆ＝fbの正弦波である場合につい
て示した。
【００１３】同図から連続するデータビットに対してシ
フト波形を連続とするのに、シフト波形１周期分に対す
るサンプル数は４サンプルでよい。すなわちシフト波形
１周期に対するサンプル数は帯域制限手段におけるデー
タ１ビットに対するサンプル数に等しい。
フト波形を連続とするのに、シフト波形１周期分に対す
るサンプル数は４サンプルでよい。すなわちシフト波形
１周期に対するサンプル数は帯域制限手段におけるデー
タ１ビットに対するサンプル数に等しい。
【００１４】しかし、シフト周波数Δｆと伝送ボーレー
トfbとの間に、 Δｆ／fb＝ｈ／ｋ（既約、ｈ，ｋ：整数） ・・・（６） の関係がある場合、帯域制限手段におけるデータ１ビッ
トに対するサンプル点の値を用いて周波数シフトの演算
を行なう従来の方法では、シフト波形を連続とするため
に、１シフト周波数に対しｋ個のパターンを用意する必
要がある。
トfbとの間に、 Δｆ／fb＝ｈ／ｋ（既約、ｈ，ｋ：整数） ・・・（６） の関係がある場合、帯域制限手段におけるデータ１ビッ
トに対するサンプル点の値を用いて周波数シフトの演算
を行なう従来の方法では、シフト波形を連続とするため
に、１シフト周波数に対しｋ個のパターンを用意する必
要がある。
【００１５】すなわちシフト波形１周期に対し、帯域制
限手段におけるデータ１ビットに対するサンプル点のｋ
倍のサンプル数でサンプリングしたシフト波形の振幅値
が必要となり、シフト波形発生用のＲＯＭの記憶容量も
シフト周波数Δｆが伝送ボーレートfbの整数倍の場合の
ｋ倍必要となる。
限手段におけるデータ１ビットに対するサンプル点のｋ
倍のサンプル数でサンプリングしたシフト波形の振幅値
が必要となり、シフト波形発生用のＲＯＭの記憶容量も
シフト周波数Δｆが伝送ボーレートfbの整数倍の場合の
ｋ倍必要となる。
【００１６】例えば、図８に従来の方法におけるΔｆ／
fb＝４／５の例についてデータビットとシフト波形のサ
ンプリングにおける関係を示す。同図から、帯域制限の
ための１ビットのデータに対するサンプル数が４のと
き、Δｆ／fb＝４／５の関係のシフト波形が連続となる
ようにするにはシフト波形のパターンを５種類用意する
必要があり、すなわちシフト波形４周期分を２０サンプ
ルとしたシフト波形の振幅値を用意しておく必要がある
ことがわかる。
fb＝４／５の例についてデータビットとシフト波形のサ
ンプリングにおける関係を示す。同図から、帯域制限の
ための１ビットのデータに対するサンプル数が４のと
き、Δｆ／fb＝４／５の関係のシフト波形が連続となる
ようにするにはシフト波形のパターンを５種類用意する
必要があり、すなわちシフト波形４周期分を２０サンプ
ルとしたシフト波形の振幅値を用意しておく必要がある
ことがわかる。
【００１７】従って、シフト周波数Δｆが伝送ボーレー
トfbの整数倍である場合に比較して５倍のシフト波形生
成用ＲＯＭの記憶容量が必要となることになる。以上の
ように従来の方法においては、シフト周波数Δｆが伝送
ボーレートfbの整数倍でない場合、シフト波形を連続と
するのにシフト波形生成用ＲＯＭの記憶容量が大幅に増
大し、従って回路規模が増大するという欠点があった。
トfbの整数倍である場合に比較して５倍のシフト波形生
成用ＲＯＭの記憶容量が必要となることになる。以上の
ように従来の方法においては、シフト周波数Δｆが伝送
ボーレートfbの整数倍でない場合、シフト波形を連続と
するのにシフト波形生成用ＲＯＭの記憶容量が大幅に増
大し、従って回路規模が増大するという欠点があった。
【００１８】本発明は、回路規模の増大を抑えつつシフ
ト周波数（キャリア周波数間隔）の設定を柔軟に行なう
ことができるディジタル変調器を提供することを目的と
する。
ト周波数（キャリア周波数間隔）の設定を柔軟に行なう
ことができるディジタル変調器を提供することを目的と
する。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
目的は、前記特許請求の範囲に記載した手段により達成
される。
目的は、前記特許請求の範囲に記載した手段により達成
される。
【００２０】すなわち、本発明は、複数チャネルの入力
データを取り込み、指定チャネルのキャリア周波数に対
応した量だけ周波数シフトした複数チャネルのＩチャネ
ルおよびＱチャネルのデータをそれぞれ出力する複数の
ベースバンドディジタル信号処理回路と、該複数のベー
スバンドディジタル信号処理回路からの出力をＩチャネ
ルごと、Ｑチャネルごとにそれぞれ加算して取り込み、
直交変調する直交変調器とを備え、前記ベースバンドデ
ィジタル信号処理回路は、マッピングおよび帯域制限さ
れたＩチャネルおよびＱチャネルのベースバンド信号を
生成するベースバンド波形生成部と、前記ベースバンド
波形生成部から出力されたＩチャネルおよびＱチャネル
のベースバンド信号に対し、指定チャネルのキャリア周
波数に対応して周波数をシフトするための演算を行なう
ベースバンド周波数シフト部を備えて構成し、前記ベー
スバンド波形生成部における１ビットのデータに対する
サンプル点の指定と、前記ベースバンド周波数シフト部
におけるシフト波形の１周期に対するサンプル点の指定
とを独立に行なうことで柔軟なシフト周波数の設定を可
能とするように構成するものである。
データを取り込み、指定チャネルのキャリア周波数に対
応した量だけ周波数シフトした複数チャネルのＩチャネ
ルおよびＱチャネルのデータをそれぞれ出力する複数の
ベースバンドディジタル信号処理回路と、該複数のベー
スバンドディジタル信号処理回路からの出力をＩチャネ
ルごと、Ｑチャネルごとにそれぞれ加算して取り込み、
直交変調する直交変調器とを備え、前記ベースバンドデ
ィジタル信号処理回路は、マッピングおよび帯域制限さ
れたＩチャネルおよびＱチャネルのベースバンド信号を
生成するベースバンド波形生成部と、前記ベースバンド
波形生成部から出力されたＩチャネルおよびＱチャネル
のベースバンド信号に対し、指定チャネルのキャリア周
波数に対応して周波数をシフトするための演算を行なう
ベースバンド周波数シフト部を備えて構成し、前記ベー
スバンド波形生成部における１ビットのデータに対する
サンプル点の指定と、前記ベースバンド周波数シフト部
におけるシフト波形の１周期に対するサンプル点の指定
とを独立に行なうことで柔軟なシフト周波数の設定を可
能とするように構成するものである。
【００２１】
【作用】図１は、本発明の基本構成を示すブロック図で
ある。同図において、ベースバンドディジタル信号処理
回路１−１への入力データはベースバンド波形生成部１
−２に取り込まれ、マッピング手段１−４によってシリ
アル−パラレル変換および変調方式に応じた信号点配置
に従ってマッピングが施されたＩチャネルデータ，Ｑチ
ャネルデータが得られる。マッピングされたＩチャネル
データ、Ｑチャネルデータは、帯域制限手段１−５によ
って帯域制限される。
ある。同図において、ベースバンドディジタル信号処理
回路１−１への入力データはベースバンド波形生成部１
−２に取り込まれ、マッピング手段１−４によってシリ
アル−パラレル変換および変調方式に応じた信号点配置
に従ってマッピングが施されたＩチャネルデータ，Ｑチ
ャネルデータが得られる。マッピングされたＩチャネル
データ、Ｑチャネルデータは、帯域制限手段１−５によ
って帯域制限される。
【００２２】帯域制限されたＩチャネル信号の振幅A(t)
cos φi(t)、Ｑチャネル信号の振幅A(t)sin φi(t)は、
ベースバンド周波数シフト部１−３における周波数シフ
ト手段へ取り込まれ、外部からのキャリア指定データに
対応した量だけ周波数シフトしたＩチャネル信号，Ｑチ
ャネル信号となる。指定キャリアに対応して周波数シフ
トしたＩチャネル信号，Ｑチャネル信号は直交変調部に
取り込まれて直交変調により変調波が得られる。
cos φi(t)、Ｑチャネル信号の振幅A(t)sin φi(t)は、
ベースバンド周波数シフト部１−３における周波数シフ
ト手段へ取り込まれ、外部からのキャリア指定データに
対応した量だけ周波数シフトしたＩチャネル信号，Ｑチ
ャネル信号となる。指定キャリアに対応して周波数シフ
トしたＩチャネル信号，Ｑチャネル信号は直交変調部に
取り込まれて直交変調により変調波が得られる。
【００２３】ここで、帯域制限手段１−５に対するサン
プル点の指定は、サンプル点指定手段（Ａ）１−６によ
って、周波数シフト手段１−７に対するサンプル点の指
定はサンプル点指定手段（Ｂ）１−８によってそれぞれ
独立に行なわれる。
プル点の指定は、サンプル点指定手段（Ａ）１−６によ
って、周波数シフト手段１−７に対するサンプル点の指
定はサンプル点指定手段（Ｂ）１−８によってそれぞれ
独立に行なわれる。
【００２４】本発明による構成によれば、シフト周波数
Δｆと伝送ボーレートfbとの間に、Δｆ／fb＝ｈ／ｋ
（既約、ｈ，ｋ：整数）の関係がある場合、帯域制限部
におけるデータ１ビットに対するサンプル数Ｓ1 と周波
数シフト部におけるシフト周波数１周期に対するサンプ
ル数Ｓ2 の比を Ｓ1 ：Ｓ2 ＝ｈ：ｋ ・・・（７） として、帯域制限部と周波数シフト部のサンプル点の指
定を独立に行なえば、必要なシフト波形発生用のＲＯＭ
の記憶容量を増加することなくシフト周波数を設定する
ことが可能となる。
Δｆと伝送ボーレートfbとの間に、Δｆ／fb＝ｈ／ｋ
（既約、ｈ，ｋ：整数）の関係がある場合、帯域制限部
におけるデータ１ビットに対するサンプル数Ｓ1 と周波
数シフト部におけるシフト周波数１周期に対するサンプ
ル数Ｓ2 の比を Ｓ1 ：Ｓ2 ＝ｈ：ｋ ・・・（７） として、帯域制限部と周波数シフト部のサンプル点の指
定を独立に行なえば、必要なシフト波形発生用のＲＯＭ
の記憶容量を増加することなくシフト周波数を設定する
ことが可能となる。
【００２５】具体例として、図２にΔｆ／fb＝４／５の
例についてデータビットとシフトパターンのサンプリン
グにおける関係を示す。同図からベースバンド波形生成
部におけるデータ１ビットに対するサンプル数を４と
し、ベースバンド周波数シフト部におけるシフトパター
ン１周期に対するサンプル数を５とすれば、それぞれの
サンプル点の指定を独立に行なうことで、周波数シフト
量をΔｆ＝（４／５）fbに設定することができることが
わかる。
例についてデータビットとシフトパターンのサンプリン
グにおける関係を示す。同図からベースバンド波形生成
部におけるデータ１ビットに対するサンプル数を４と
し、ベースバンド周波数シフト部におけるシフトパター
ン１周期に対するサンプル数を５とすれば、それぞれの
サンプル点の指定を独立に行なうことで、周波数シフト
量をΔｆ＝（４／５）fbに設定することができることが
わかる。
【００２６】以上のように本発明によれば、帯域制限手
段におけるサンプル点の指定と周波数シフト手段におけ
るサンプル点の指定とを独立に行なうことにより、１シ
フト周波数に対する波形パターンを複数種類用意するこ
となく、すなわち、シフト波形生成用ＲＯＭの記憶容量
を増加することなく柔軟なシフト周波数の設定が可能と
なる。
段におけるサンプル点の指定と周波数シフト手段におけ
るサンプル点の指定とを独立に行なうことにより、１シ
フト周波数に対する波形パターンを複数種類用意するこ
となく、すなわち、シフト波形生成用ＲＯＭの記憶容量
を増加することなく柔軟なシフト周波数の設定が可能と
なる。
【００２７】
【実施例】図３は、本発明の第１の実施例を示す図であ
って、周波数シフトを行なうのにディジタル乗算器を用
いた例を示すブロック図である。
って、周波数シフトを行なうのにディジタル乗算器を用
いた例を示すブロック図である。
【００２８】同図において、ベースバンドディジタル信
号処理回路３−１への入力データはベースバンド波形生
成部３−２におけるマッピング回路３−４で変調方式に
応じてマッピングされ、Ｉチャネル，Ｑチャネルのデー
タに分けられる。Ｉチャネル，Ｑチャネルのデータは、
それぞれ帯域制限手段３−５によって帯域制限される。
帯域制限手段３−５にはサンプル点指定手段（Ａ）３−
６からサンプル点指定情報が与えられる。
号処理回路３−１への入力データはベースバンド波形生
成部３−２におけるマッピング回路３−４で変調方式に
応じてマッピングされ、Ｉチャネル，Ｑチャネルのデー
タに分けられる。Ｉチャネル，Ｑチャネルのデータは、
それぞれ帯域制限手段３−５によって帯域制限される。
帯域制限手段３−５にはサンプル点指定手段（Ａ）３−
６からサンプル点指定情報が与えられる。
【００２９】一方、外部からキャリア指定データが与え
られると、指定キャリアに対応して周波数をシフトさせ
るための波形パターンが波形パターン指定手段３−１１
によって選択され、かつサンプル点指定手段（Ｂ）６−
１０によって指定されたサンプル点でのシフト波形の振
幅値がＲＯＭ３−９ａ〜３−９ｃより出力される。
られると、指定キャリアに対応して周波数をシフトさせ
るための波形パターンが波形パターン指定手段３−１１
によって選択され、かつサンプル点指定手段（Ｂ）６−
１０によって指定されたサンプル点でのシフト波形の振
幅値がＲＯＭ３−９ａ〜３−９ｃより出力される。
【００３０】ここでＲＯＭへの指定サンプル点は帯域制
限手段への指定サンプル点と異なる値である。それぞれ
のＲＯＭ出力は、式（３),（４）の演算結果が得られる
ように、帯域制限されたＩチャネルデータ、およびＱチ
ャネルデータとの乗算器３−７ａ〜３−７ｄによる乗
算、および加算器３−８ａ，３−８ｂによる加算が行な
われ、指定キャリアに対応して周波数シフトしたＩチャ
ネル信号、Ｑチャネル信号が得られる。
限手段への指定サンプル点と異なる値である。それぞれ
のＲＯＭ出力は、式（３),（４）の演算結果が得られる
ように、帯域制限されたＩチャネルデータ、およびＱチ
ャネルデータとの乗算器３−７ａ〜３−７ｄによる乗
算、および加算器３−８ａ，３−８ｂによる加算が行な
われ、指定キャリアに対応して周波数シフトしたＩチャ
ネル信号、Ｑチャネル信号が得られる。
【００３１】指定キャリアに対応して周波数シフトした
Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号は直交変調部に取り込
まれて直交変調により変調波が得られる。また図４は、
本発明の第２の実施例を示す図でＱＰＳＫ変調器におけ
る構成の例を示すブロック図であり、ここではＲＯＭを
用いて周波数シフトの演算を行なう方法について示して
いる。
Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号は直交変調部に取り込
まれて直交変調により変調波が得られる。また図４は、
本発明の第２の実施例を示す図でＱＰＳＫ変調器におけ
る構成の例を示すブロック図であり、ここではＲＯＭを
用いて周波数シフトの演算を行なう方法について示して
いる。
【００３２】同図において、入力データはベースバンド
ディジタル信号処理回路４−１のベースバンド波形生成
部４−２に取り込まれ、マッピング回路４−４でシリア
ル−パラレル変換され、Ｉチャネル，Ｑチャネルのデー
タに分けられる。
ディジタル信号処理回路４−１のベースバンド波形生成
部４−２に取り込まれ、マッピング回路４−４でシリア
ル−パラレル変換され、Ｉチャネル，Ｑチャネルのデー
タに分けられる。
【００３３】Ｉチャネル，Ｑチャネルのデータは、それ
ぞれシフトレジスタ４−５を介して帯域制限用ＲＯＭ４
−６ａ，４−６ｂの入力アドレスとなり、カウンタ４−
７によって指定されたサンプル点に対応して帯域制限用
ＲＯＭ４−６ａ，４−６ｂから帯域制限されたＩチャネ
ル，Ｑチャネルのベースバンド信号が出力される。ベー
スバンド波形生成部から出力されたＩチャネル，Ｑチャ
ネルのベースバンド信号の振幅値データは、ベースバン
ド周波数シフト部４−３におけるＲＯＭ４−８ａ〜４−
８ｄの入力アドレスとなる。
ぞれシフトレジスタ４−５を介して帯域制限用ＲＯＭ４
−６ａ，４−６ｂの入力アドレスとなり、カウンタ４−
７によって指定されたサンプル点に対応して帯域制限用
ＲＯＭ４−６ａ，４−６ｂから帯域制限されたＩチャネ
ル，Ｑチャネルのベースバンド信号が出力される。ベー
スバンド波形生成部から出力されたＩチャネル，Ｑチャ
ネルのベースバンド信号の振幅値データは、ベースバン
ド周波数シフト部４−３におけるＲＯＭ４−８ａ〜４−
８ｄの入力アドレスとなる。
【００３４】一方、外部からキャリア指定データが与え
られると、そのキャリアに対応したシフト周波数を発生
させるための位相ステップが位相ステップ設定回路４−
１１から出力される。得られた位相ステップは位相アキ
ュムレータ４−１０で累加算されてシフト波形における
瞬時の位相データが得られ、ベースバンド周波数シフト
部４−３におけるＲＯＭ４−８ａ〜４−８ｄに供給され
る。
られると、そのキャリアに対応したシフト周波数を発生
させるための位相ステップが位相ステップ設定回路４−
１１から出力される。得られた位相ステップは位相アキ
ュムレータ４−１０で累加算されてシフト波形における
瞬時の位相データが得られ、ベースバンド周波数シフト
部４−３におけるＲＯＭ４−８ａ〜４−８ｄに供給され
る。
【００３５】ベースバンド周波数シフト部における各Ｒ
ＯＭ４−８ａ〜４−８ｄにおいては、Ｉチャネル信号，
Ｑチャネル信号の振幅データおよび瞬時位相データを入
力アドレスとし、Ｉチャネル信号の振幅A(t)icosφi(t)
およびＱチャネル信号の振幅A(t)isinφi(t)と瞬時位相
に対応したシフト波形の振幅(cosΔωitまたは sinΔω
it) との乗算結果が出力される。
ＯＭ４−８ａ〜４−８ｄにおいては、Ｉチャネル信号，
Ｑチャネル信号の振幅データおよび瞬時位相データを入
力アドレスとし、Ｉチャネル信号の振幅A(t)icosφi(t)
およびＱチャネル信号の振幅A(t)isinφi(t)と瞬時位相
に対応したシフト波形の振幅(cosΔωitまたは sinΔω
it) との乗算結果が出力される。
【００３６】すなわち、ＲＯＭ４−８ａでは｛Ai(t)cos
φi(t)｝cos Δωit、ＲＯＭ４−８ｂでは｛Ai(t)cosφ
i(t)｝sin Δωit、ＲＯＭ４−８ｃでは−｛Ai(t)sinφ
i(t)｝sin Δωit、ＲＯＭ４−８ｄでは｛Ai(t)sinφi
(t)｝cos Δωitの振幅値が記憶されている。加算器４
−９ａではＲＯＭ４−８ａとＲＯＭ４−８ｃの出力デー
タを加算することにより、指定量だけ周波数シフトした
Ｉチャネル振幅データAi(t)cos｛φi(t)+ Δωit｝が、
加算器４−９ｂではＲＯＭ４−８ｂとＲＯＭ４−８ｄの
出力データを加算することにより、指定量だけ周波数シ
フトしたＱチャネル振幅データAi(t)sin｛φi(t)+ Δω
it｝が出力される。
φi(t)｝cos Δωit、ＲＯＭ４−８ｂでは｛Ai(t)cosφ
i(t)｝sin Δωit、ＲＯＭ４−８ｃでは−｛Ai(t)sinφ
i(t)｝sin Δωit、ＲＯＭ４−８ｄでは｛Ai(t)sinφi
(t)｝cos Δωitの振幅値が記憶されている。加算器４
−９ａではＲＯＭ４−８ａとＲＯＭ４−８ｃの出力デー
タを加算することにより、指定量だけ周波数シフトした
Ｉチャネル振幅データAi(t)cos｛φi(t)+ Δωit｝が、
加算器４−９ｂではＲＯＭ４−８ｂとＲＯＭ４−８ｄの
出力データを加算することにより、指定量だけ周波数シ
フトしたＱチャネル振幅データAi(t)sin｛φi(t)+ Δω
it｝が出力される。
【００３７】指定キャリアに対応して周波数シフトした
Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号は直交変調部に取り込
まれて直交変調により変調波が得られる。また、図５
は、本発明の第３の実施例を示す図であって、π／４シ
フトＱＰＳＫ変調器の構成の例を示すブロック図であ
る。同図において、入力データはベースバンドディジタ
ル信号処理回路５−１のベースバンド波形生成部５−２
に取り込まれ、マッピング回路５−４でπ／４シフトＱ
ＰＳＫ変調方式のベースバンド信号を生成するために、
振幅の異なる２つのＩチャネルデータ、および振幅の異
なる２つのＱチャネルデータに分けられる。
Ｉチャネル信号，Ｑチャネル信号は直交変調部に取り込
まれて直交変調により変調波が得られる。また、図５
は、本発明の第３の実施例を示す図であって、π／４シ
フトＱＰＳＫ変調器の構成の例を示すブロック図であ
る。同図において、入力データはベースバンドディジタ
ル信号処理回路５−１のベースバンド波形生成部５−２
に取り込まれ、マッピング回路５−４でπ／４シフトＱ
ＰＳＫ変調方式のベースバンド信号を生成するために、
振幅の異なる２つのＩチャネルデータ、および振幅の異
なる２つのＱチャネルデータに分けられる。
【００３８】それぞれのＩチャネル，Ｑチャネルのデー
タは、それぞれシフトレジスタ５−５を介して帯域制限
用ＲＯＭ５−６ａ〜５−６ｄに入力されて帯域制限され
る。加算器５−７ａは帯域制限用ＲＯＭ５−６ａと５−
６ｂの出力を加算してπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式に
おけるベースバンド信号のＩチャネル信号を生成し、加
算器５−７ｂは帯域制限用ＲＯＭ５−６ｃと５−６ｄの
出力を加算して同Ｑチャネル信号を生成する。
タは、それぞれシフトレジスタ５−５を介して帯域制限
用ＲＯＭ５−６ａ〜５−６ｄに入力されて帯域制限され
る。加算器５−７ａは帯域制限用ＲＯＭ５−６ａと５−
６ｂの出力を加算してπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式に
おけるベースバンド信号のＩチャネル信号を生成し、加
算器５−７ｂは帯域制限用ＲＯＭ５−６ｃと５−６ｄの
出力を加算して同Ｑチャネル信号を生成する。
【００３９】このように、π／４シフトＱＰＳＫ変調方
式では、振幅の異なる２つの帯域制限用ＲＯＭ出力を加
算して、ＩチャネルおよびＱチャネルの各ベースバンド
信号が得られる。
式では、振幅の異なる２つの帯域制限用ＲＯＭ出力を加
算して、ＩチャネルおよびＱチャネルの各ベースバンド
信号が得られる。
【００４０】ベースバンド波形生成部で生成されたＩチ
ャネル，Ｑチャネルの各ベースバンド信号は、ベースバ
ンド周波数シフト部５−３に取り込まれ、外部からの指
定量だけ周波数シフトされる。以降、上述した本発明の
ＱＰＳＫ変調方式の実施例と同様である。
ャネル，Ｑチャネルの各ベースバンド信号は、ベースバ
ンド周波数シフト部５−３に取り込まれ、外部からの指
定量だけ周波数シフトされる。以降、上述した本発明の
ＱＰＳＫ変調方式の実施例と同様である。
【００４１】
【発明の効果】本発明によれば、ベースバンド信号処理
によってキャリア周波数間隔と伝送ボーレートの関係に
依らずに柔軟なキャリア周波数の設定が可能であり、し
かも回路規模の増大を抑えたディジタル変調器を実現で
きる利点がある。
によってキャリア周波数間隔と伝送ボーレートの関係に
依らずに柔軟なキャリア周波数の設定が可能であり、し
かも回路規模の増大を抑えたディジタル変調器を実現で
きる利点がある。
【図１】本発明の基本構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の構成において、Δｆ／fb＝４／５のデ
ータビットとシフト波形の関係を示す図である。
ータビットとシフト波形の関係を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】本発明の第３の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図６】従来の構成の例を示すブロック図である。
【図７】Δｆ＝fbの場合のデータビットとシフト波形の
関係を示す図である。
関係を示す図である。
【図８】従来の構成における、Δｆ／fb＝４／５の場合
のデータビットとシフト波形の関係を示す図である。
のデータビットとシフト波形の関係を示す図である。
【図９】ＲＦ帯における複数キャリアの変調波スペクト
ルを示す図である。
ルを示す図である。
【図１０】ベースバンドで周波数シフトされた複数キャ
リアの変調波スペクトルを示す図である。
リアの変調波スペクトルを示す図である。
１−１，３−１，４−１，５−１，６−１ ベースバ
ンドディジタル信号処理回路 １−２，３−２，４−２，５−２，６−２ ベースバ
ンド波形生成部 １−３，３−３，４−３，５−３，６−３ ベースバ
ンド周波数シフト部 １−４ マッピング手段 ３−４，４−４，５−４，６−８ マッピング回路 １−５，３−５，６−９ 帯域制限手段 １−６，１−８，３−６，３−１０，６−６ サンプ
ル点指定手段 １−７ 周波数シフト手段 ３−７，６−１０ ディジタル乗算器 ３−８，４−９，５−７，５−１０，６−１１，６−１
３ ディジタル加算器 ３−９，６−１２ シフト波形発生用ＲＯＭ ３−１１，６−７ 波形パターン指定手段 ４−５，５−５ シフトレジスタ ４−６，５−６ 帯域制限用ＲＯＭ ４−７，５−８ カウンタ ４−８，５−９ シフト波形乗算用ＲＯＭ ４−１０，５−１１ 位相アキュムレータ ４−１１，５−１２ 位相ステップ設定回路 ６−４ 直交変調部 ６−５ 直交変調器 ６−１４ Ｄ／Ａ変換器 ６−１５ ＬＰＦ ６−１６ ミクサ ６−１７ アナログ加算器 ６−１８ 周波数シンセサイザ ６−１９ π／２位相器
ンドディジタル信号処理回路 １−２，３−２，４−２，５−２，６−２ ベースバ
ンド波形生成部 １−３，３−３，４−３，５−３，６−３ ベースバ
ンド周波数シフト部 １−４ マッピング手段 ３−４，４−４，５−４，６−８ マッピング回路 １−５，３−５，６−９ 帯域制限手段 １−６，１−８，３−６，３−１０，６−６ サンプ
ル点指定手段 １−７ 周波数シフト手段 ３−７，６−１０ ディジタル乗算器 ３−８，４−９，５−７，５−１０，６−１１，６−１
３ ディジタル加算器 ３−９，６−１２ シフト波形発生用ＲＯＭ ３−１１，６−７ 波形パターン指定手段 ４−５，５−５ シフトレジスタ ４−６，５−６ 帯域制限用ＲＯＭ ４−７，５−８ カウンタ ４−８，５−９ シフト波形乗算用ＲＯＭ ４−１０，５−１１ 位相アキュムレータ ４−１１，５−１２ 位相ステップ設定回路 ６−４ 直交変調部 ６−５ 直交変調器 ６−１４ Ｄ／Ａ変換器 ６−１５ ＬＰＦ ６−１６ ミクサ ６−１７ アナログ加算器 ６−１８ 周波数シンセサイザ ６−１９ π／２位相器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−35640（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−123637（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−123636（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−150639（ＪＰ，Ａ) 1990年電子情報通信学会春季全国大会 講演論文集、Ｐ．２−380 1990年電子情報通信学会秋季全国大会 講演論文集、Ｐ．２−297
Claims (1)
- 【請求項１】 複数チャネルの入力データを取り込み、
指定チャネルのキャリア周波数に対応した量だけ周波数
シフトしたＩチャネルおよびＱチャネルの信号をそれぞ
れ出力する複数のベースバンドディジタル信号処理回路
と、 該複数のベースバンドディジタル信号処理回路からの出
力をＩチャネルごと、およびＱチャネルごとにそれぞれ
加算して取り込み、直交変調する直交変調部とを備えた
ディジタル変調器において、 前記ベースバンドディジタル信号処理回路は、マッピン
グ、および、帯域制限されたＩチャネルおよびＱチャネ
ルのベースバンド信号を生成するベースバンド波形生成
部と、 該ベースバンド波形生成部から出力されたＩチャネルお
よびＱチャネルのベースバンド信号に対して周波数をシ
フトする演算を行ない、指定チャネルのキャリア周波数
に対応して周波数シフトしたＩチャネルおよびＱチャネ
ルのベースバンド信号を出力するベースバンド周波数シ
フト部とを有し、 前記ベースバンド波形生成部における１ビットのデータ
に対するサンプル点の指定と、前記ベースバンド周波数
シフト部におけるシフト波形の１周期に対するサンプル
点の指定とを独立に行なうことによりシフト周波数を設
定することを特徴とするディジタル変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5004292A JP2568345B2 (ja) | 1992-03-06 | 1992-03-06 | ディジタル変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5004292A JP2568345B2 (ja) | 1992-03-06 | 1992-03-06 | ディジタル変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05252214A JPH05252214A (ja) | 1993-09-28 |
| JP2568345B2 true JP2568345B2 (ja) | 1997-01-08 |
Family
ID=12847947
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5004292A Expired - Fee Related JP2568345B2 (ja) | 1992-03-06 | 1992-03-06 | ディジタル変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2568345B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8868013B2 (en) | 2009-10-20 | 2014-10-21 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Apparatus and method for transmitting/receiving signal |
| KR101400926B1 (ko) * | 2009-10-20 | 2014-05-29 | 한국전자통신연구원 | 신호 송신 장치 및 방법 |
| JP6453641B2 (ja) * | 2014-12-22 | 2019-01-16 | Ｎｅｃプラットフォームズ株式会社 | 周波数変換装置、送信装置、周波数変換方法及び周波数変換用プログラム |
-
1992
- 1992-03-06 JP JP5004292A patent/JP2568345B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| １９９０年電子情報通信学会春季全国大会講演論文集、Ｐ．２−３８０ |
| １９９０年電子情報通信学会秋季全国大会講演論文集、Ｐ．２−２９７ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05252214A (ja) | 1993-09-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |