JP2975381B2 - スイッチ素子の駆動回路 - Google Patents
スイッチ素子の駆動回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 パワートランジスタ等のスイッチ素子をオンとする場
合、定電流でドライブするのが一般的である。定電流で
ドライブするときには定電流制御回路を必要とするが、
パワートランジスタの温度や負荷電流によってパワート
ランジスタを駆動すべき電圧が変化するので、その変化
に対応し定電流制御回路で消費する電力も変化する。こ
の電力の消費の変化は定電流制御回路の大型化さらには
電力効率の低下となる問題を有している。
合、定電流でドライブするのが一般的である。定電流で
ドライブするときには定電流制御回路を必要とするが、
パワートランジスタの温度や負荷電流によってパワート
ランジスタを駆動すべき電圧が変化するので、その変化
に対応し定電流制御回路で消費する電力も変化する。こ
の電力の消費の変化は定電流制御回路の大型化さらには
電力効率の低下となる問題を有している。
本発明は定電流制御回路が流すべき電流に対して必要
とする最低限の電圧を印加すべき電源の電圧を制御して
いる。この制御により定電流制御回路の小型化さらには
電力の高効率化をはかっている。
とする最低限の電圧を印加すべき電源の電圧を制御して
いる。この制御により定電流制御回路の小型化さらには
電力の高効率化をはかっている。
本発明は、バイポーラトランジスタ、バイポーラ型SI
T等のスイッチ素子を駆動する駆動回路に関する。
T等のスイッチ素子を駆動する駆動回路に関する。
直流モータにおいて低電圧で高出力用であるならば、
そのモータに流すべき電流は多大な値となる。このた
め、モータに流す電流を制御するスイッチ素子に、パワ
ートランジスタを用い、さらにそのパワートランジスタ
を完全にオンとするためベース電流を定電流で与えてい
る。
そのモータに流すべき電流は多大な値となる。このた
め、モータに流す電流を制御するスイッチ素子に、パワ
ートランジスタを用い、さらにそのパワートランジスタ
を完全にオンとするためベース電流を定電流で与えてい
る。
第４図は従来方式の駆動回路である。
DC−DCコンバータ10には図示しないが一定の電圧が例
えばバッテリー等から加わっており、DC−DCコンバータ
は後述するパワートランジスタをオンとするベース電流
を流すべき電圧を発生する。DC−DCコンバータ10の出力
は定電流型駆動回路11に加わる。定電流型駆動回路11内
にはシャント抵抗12、FET13の直列回路が設けられてお
り、この直列回路を介してパワートランジスタ14のベー
スに接続される。シャント抵抗12は後述するがパワート
ランジスタ14のベースに流れ込む電流を検出する抵抗で
ある。
えばバッテリー等から加わっており、DC−DCコンバータ
は後述するパワートランジスタをオンとするベース電流
を流すべき電圧を発生する。DC−DCコンバータ10の出力
は定電流型駆動回路11に加わる。定電流型駆動回路11内
にはシャント抵抗12、FET13の直列回路が設けられてお
り、この直列回路を介してパワートランジスタ14のベー
スに接続される。シャント抵抗12は後述するがパワート
ランジスタ14のベースに流れ込む電流を検出する抵抗で
ある。
シャント抵抗12のDC−DCコンバータ10に接続された端
子は抵抗15と抵抗16の直列回路によって接地されてい
る。そして、抵抗15、16の接続点は差動増幅器17の反転
入力（−）に接続している。
子は抵抗15と抵抗16の直列回路によって接地されてい
る。そして、抵抗15、16の接続点は差動増幅器17の反転
入力（−）に接続している。
一方シャント抵抗12の他端は抵抗18を介し差動増幅器
17の非反転入力（＋）に接続している。
17の非反転入力（＋）に接続している。
抵抗15、16の直列回路は特定の電圧を発生するための
分圧回路であり（DC−DCコンバータ10の出力電圧を分圧
する）、差動増幅器17はこの電圧と非反転入力に加わる
電圧を比較する。
分圧回路であり（DC−DCコンバータ10の出力電圧を分圧
する）、差動増幅器17はこの電圧と非反転入力に加わる
電圧を比較する。
差動増幅器17の非反転入力にはダイオード19のアノー
ドが接続し、ダイオード19のカソードには駆動信号発生
器20の一端が接続している。尚、駆動信号発生器20の他
端は接地している。駆動信号発生器20はパルスを発生す
る回路であり、駆動信号発生器20がローレベルの時には
ダイオード19を介して差動増幅器の非反転入力が接地レ
ベルとなる。前述した如く反転入力には抵抗15、16の分
圧回路によるDC−DCコンバータ10の分圧電圧が加わって
いるのでこの時には差動増幅器17の出力はマイナス電圧
となる。
ドが接続し、ダイオード19のカソードには駆動信号発生
器20の一端が接続している。尚、駆動信号発生器20の他
端は接地している。駆動信号発生器20はパルスを発生す
る回路であり、駆動信号発生器20がローレベルの時には
ダイオード19を介して差動増幅器の非反転入力が接地レ
ベルとなる。前述した如く反転入力には抵抗15、16の分
圧回路によるDC−DCコンバータ10の分圧電圧が加わって
いるのでこの時には差動増幅器17の出力はマイナス電圧
となる。
差動増幅器17の出力は抵抗21を介し接地し、また、抵
抗22を介してFET13のゲートに接続している。駆動信号
発生器20の出力がローレベルであった時には差動増幅器
17の出力はマイナス電圧となるのでFET13はオフとな
る。
抗22を介してFET13のゲートに接続している。駆動信号
発生器20の出力がローレベルであった時には差動増幅器
17の出力はマイナス電圧となるのでFET13はオフとな
る。
一方、駆動信号発生器20がハイレベルであった時には
ダイオード19はオフとなり、差動増幅器17の反転入力に
は抵抗15、16によって分圧した電圧が、非反転入力には
シャント抵抗12のFET13側に接続された電圧が加わる。
シャント抵抗12に流れる電流が少ない場合、シャント抵
抗12に流れる電流によって発生する電圧は小となり差動
増幅器17の非反転入力に加わる電圧は抵抗15、16によっ
てDC−DCコンバータ10の出力電圧が分圧された電圧より
高くなり、差動増幅器17の出力はプラス電圧を発生す
る。この差動増幅器17のプラス電圧によってFET13はオ
ンとなり電流をパワートランジスタ14に流す。
ダイオード19はオフとなり、差動増幅器17の反転入力に
は抵抗15、16によって分圧した電圧が、非反転入力には
シャント抵抗12のFET13側に接続された電圧が加わる。
シャント抵抗12に流れる電流が少ない場合、シャント抵
抗12に流れる電流によって発生する電圧は小となり差動
増幅器17の非反転入力に加わる電圧は抵抗15、16によっ
てDC−DCコンバータ10の出力電圧が分圧された電圧より
高くなり、差動増幅器17の出力はプラス電圧を発生す
る。この差動増幅器17のプラス電圧によってFET13はオ
ンとなり電流をパワートランジスタ14に流す。
例えば、ある特定の電流が流れた時、シャント抵抗12
の電圧はある特定の電圧となり、この電圧すなわちFET1
3と接続されている端子の電圧と、抵抗15、16によって
分圧された電圧との差が小さくなる。この差が小さくな
ることにより差動増幅器17の出力は０レベル近傍とな
り、差動増幅器の反転入力と非反転入力との電圧差が少
なくなるようにFET13のゲート電圧を制御する。すなわ
ち、前述した動作をまとめると差動増幅器17の増幅によ
ってFET13に流れる電流が一定（抵抗12に発生する電圧
が一定）となるようFET13のゲート電圧を制御する。
の電圧はある特定の電圧となり、この電圧すなわちFET1
3と接続されている端子の電圧と、抵抗15、16によって
分圧された電圧との差が小さくなる。この差が小さくな
ることにより差動増幅器17の出力は０レベル近傍とな
り、差動増幅器の反転入力と非反転入力との電圧差が少
なくなるようにFET13のゲート電圧を制御する。すなわ
ち、前述した動作をまとめると差動増幅器17の増幅によ
ってFET13に流れる電流が一定（抵抗12に発生する電圧
が一定）となるようFET13のゲート電圧を制御する。
以上のような定電流型駆動回路11の動作によりパワー
トランジスタ14のベースに流れる電流は一定となり、例
えばモータを回転させるような場合、そのモータに流れ
る電流ICに対し、パワートランジスタ14がオンとなるべ
き電流を流す。
トランジスタ14のベースに流れる電流は一定となり、例
えばモータを回転させるような場合、そのモータに流れ
る電流ICに対し、パワートランジスタ14がオンとなるべ
き電流を流す。
前述した定電流型駆動回路の電流制御によってパワー
トンランジスタ14は確実にオンとなる。しかしながら、
パワートランジスタ14のベースエミッタ間の飽和電圧
は、負荷に流れる電流すなわちコレクター電流や、温度
により変化する。このため定電流型駆動回路11はパワー
トランジスタ14に流れるコレクター電流や温度に対応し
て全ての状態においてパワートランジスタ14をオンとす
る電流を流さなくてはならずDC−DCコンバータ10が必要
とする電圧は高いものとなってしまう。
トンランジスタ14は確実にオンとなる。しかしながら、
パワートランジスタ14のベースエミッタ間の飽和電圧
は、負荷に流れる電流すなわちコレクター電流や、温度
により変化する。このため定電流型駆動回路11はパワー
トランジスタ14に流れるコレクター電流や温度に対応し
て全ての状態においてパワートランジスタ14をオンとす
る電流を流さなくてはならずDC−DCコンバータ10が必要
とする電圧は高いものとなってしまう。
さらに詳しく説明するとパワートランジスタ14のコレ
クタ電流が高い場合や温度が低い場合には飽和電圧V
BE(SAT)は高くなり、FET13にはベース電流を流すべく理
想的な電圧がかかる（理想的になるようDC−DCコンバー
タ10の出力電圧が設定されている）。一方、パワートラ
ンジスタ14のコレクター電流ICが低い場合や温度が高い
場合には飽和電圧VBE(SAT)は低くなり、この時には定電
流型駆動回路11内のFET13に必要以上の高い電圧が加わ
り、損失が多くなる。このためFET13に大型のものを使
わなくてはならず、さらにはDC−DCコンバータ10が発生
すべき電圧（電力）は高いものでなくてはならず、DC−
DCコンバータも大型化するという問題を有していた。
クタ電流が高い場合や温度が低い場合には飽和電圧V
BE(SAT)は高くなり、FET13にはベース電流を流すべく理
想的な電圧がかかる（理想的になるようDC−DCコンバー
タ10の出力電圧が設定されている）。一方、パワートラ
ンジスタ14のコレクター電流ICが低い場合や温度が高い
場合には飽和電圧VBE(SAT)は低くなり、この時には定電
流型駆動回路11内のFET13に必要以上の高い電圧が加わ
り、損失が多くなる。このためFET13に大型のものを使
わなくてはならず、さらにはDC−DCコンバータ10が発生
すべき電圧（電力）は高いものでなくてはならず、DC−
DCコンバータも大型化するという問題を有していた。
また、さらにFET13で多く損失するので電力効率が低
下するという問題を有していた。
下するという問題を有していた。
本発明はパワートランジスタ14の電流や飽和電圧の変
化に依存せず定電流型駆動回路11内で損失する電力を低
下させるスイッチ素子の駆動回路にある。
化に依存せず定電流型駆動回路11内で損失する電力を低
下させるスイッチ素子の駆動回路にある。
第１図は本発明のブロック図である。
本発明は、スイッチ手段１の制御端子と電源２間に設
けられ、電流制御信号に対応して電気スイッチ手段１へ
一定の電流を加えてスイッチ手段１をオン制御する電流
制御手段３を有する駆動回路におけるものである。電圧
制御手段４は電流制御手段３の電圧であるいわゆる電源
２とスイッチ手段１間の電圧やスイッチ１の制御端子の
電圧から、電源２の出力電圧を制御する。この電源２の
出力電圧の制御は前記電流制御手段３が有するトランジ
スタが電流を流すために必要とする電圧にすべき制御で
ある。
けられ、電流制御信号に対応して電気スイッチ手段１へ
一定の電流を加えてスイッチ手段１をオン制御する電流
制御手段３を有する駆動回路におけるものである。電圧
制御手段４は電流制御手段３の電圧であるいわゆる電源
２とスイッチ手段１間の電圧やスイッチ１の制御端子の
電圧から、電源２の出力電圧を制御する。この電源２の
出力電圧の制御は前記電流制御手段３が有するトランジ
スタが電流を流すために必要とする電圧にすべき制御で
ある。
電流制御手段３はスイッチ手段１がオンとなるべき電
流を流す。スイッチ手段１の制御端子の電圧は負荷や温
度によって変化するため、電流制御手段３内のトランジ
スタの電圧はそのスイッチ手段１の制御端子電圧によっ
て変化する。この変化に対し前記トランジスタの電圧を
トランジスタが動作すべき必要最低限の電圧となるよう
電圧制御手段４は電源２を制御する。
流を流す。スイッチ手段１の制御端子の電圧は負荷や温
度によって変化するため、電流制御手段３内のトランジ
スタの電圧はそのスイッチ手段１の制御端子電圧によっ
て変化する。この変化に対し前記トランジスタの電圧を
トランジスタが動作すべき必要最低限の電圧となるよう
電圧制御手段４は電源２を制御する。
電圧制御手段４で常に電流制御手段３内のトランジス
タ間の電圧を動作すべき必要最低限の電圧とするので、
その消費電力は少なくなる。
タ間の電圧を動作すべき必要最低限の電圧とするので、
その消費電力は少なくなる。
以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。
第２図は本発明の第１の実施例の構成図である。
第２図においてはパワートランジスタ21をオンとする
ため、DC−DCコンバータ22と定電流型駆動回路23とより
なる。DC−DCコンバータ22は図示しないが、バッテリ等
から定電圧が加わっており、PWM制御回路25の制御によ
りスイッチング回路24がオン／オフし出力する。この出
力電圧は例えば、LC等のフィルターにより平滑にされ直
流電圧となる（POUT）。
ため、DC−DCコンバータ22と定電流型駆動回路23とより
なる。DC−DCコンバータ22は図示しないが、バッテリ等
から定電圧が加わっており、PWM制御回路25の制御によ
りスイッチング回路24がオン／オフし出力する。この出
力電圧は例えば、LC等のフィルターにより平滑にされ直
流電圧となる（POUT）。
スイッチング回路24の出力POUTは差動増幅器26の反転
入力に加わる。一方、差動増幅器26の非反転入力には基
準電圧源27の出力が加わっており、差動増幅器26はスイ
ッチング回路24の出力電圧と基準電圧源27の電圧とを比
較し、スイッチング回路24の出力POUTが基準電圧源27の
電圧よりか低い場合にプラス電圧を高い場合にはマイナ
ス電圧を出力する。PWM制御回路25にはこの差動増幅器2
6の出力が加わっており、PWM制御回路25はこの差動増幅
器26の出力の正負によって、スイッチング回路24のスイ
ッチ動作を制御する。例えばPOUTが基準電圧電源27の出
力電圧よりか低い場合には差動増幅器26の出力はプラス
電圧となり、PWM制御回路25はこのプラス電圧を検出し
てスイッチング回路24のスイッチ動作のパルス幅を長く
する。このパルス幅を長くすることによってスイッチン
グ回路24のPOUTは高くなる。また、POUTが基準電圧電源
27の出力電圧より高い場合には差動増幅器26の出力はマ
イナス電圧となり、PWM制御回路25はこのマイナス電圧
を検出してスイッチング回路24のスイッチ動作のパルス
幅を短くする。このパルス幅を短くすることによって、
スイッチング回路24のPOUTは低くなる。すなわち、基準
電圧源27の出力電圧と、スイッチング回路24の出力POUT
とが等しくなるようPWM制御回路25はパルス幅を制御す
る。
入力に加わる。一方、差動増幅器26の非反転入力には基
準電圧源27の出力が加わっており、差動増幅器26はスイ
ッチング回路24の出力電圧と基準電圧源27の電圧とを比
較し、スイッチング回路24の出力POUTが基準電圧源27の
電圧よりか低い場合にプラス電圧を高い場合にはマイナ
ス電圧を出力する。PWM制御回路25にはこの差動増幅器2
6の出力が加わっており、PWM制御回路25はこの差動増幅
器26の出力の正負によって、スイッチング回路24のスイ
ッチ動作を制御する。例えばPOUTが基準電圧電源27の出
力電圧よりか低い場合には差動増幅器26の出力はプラス
電圧となり、PWM制御回路25はこのプラス電圧を検出し
てスイッチング回路24のスイッチ動作のパルス幅を長く
する。このパルス幅を長くすることによってスイッチン
グ回路24のPOUTは高くなる。また、POUTが基準電圧電源
27の出力電圧より高い場合には差動増幅器26の出力はマ
イナス電圧となり、PWM制御回路25はこのマイナス電圧
を検出してスイッチング回路24のスイッチ動作のパルス
幅を短くする。このパルス幅を短くすることによって、
スイッチング回路24のPOUTは低くなる。すなわち、基準
電圧源27の出力電圧と、スイッチング回路24の出力POUT
とが等しくなるようPWM制御回路25はパルス幅を制御す
る。
スイッチング回路24の出力POUTは定電流型駆動回路23
内の電流センサ32を介し、FET28のドレインに接続さ
れ、FET28のソースはパワートランジスタ21のベースに
接続される。FET28のゲートは抵抗29、30を介して接地
しており、抵抗29、30の接続点は差動増幅器31の出力に
接続している。
内の電流センサ32を介し、FET28のドレインに接続さ
れ、FET28のソースはパワートランジスタ21のベースに
接続される。FET28のゲートは抵抗29、30を介して接地
しており、抵抗29、30の接続点は差動増幅器31の出力に
接続している。
差動増幅器31の非反転入力（＋）には、電流センサ32
によってFET28のドレインに流れる電流がセンスされ、
変換回路33によって電流に依存した例えば反比例した電
圧が加わる。差動増幅器31の反転入力（−）には定電圧
源Ｅのプラス電極が接続している。なお、定電圧源Ｅの
負端子は接地している。さらに、差動増幅器31の非反転
入力（＋）はダイオード34のアノードに接続している。
ダイオード34のカソードは、一端が接地した駆動信号発
生器20に接続している。駆動信号発生器20は、パワート
ランジスタ21をパルスドライブするため、短時間内にオ
ン／オフして負荷に流れる電流を制御するパルスを発生
する。ローレベル（Ｌレベル）の時にパワートランジス
タ21をオフ、ハイレベル（Ｈレベル）の時にパワートラ
ンジスタ21をオンとする。
によってFET28のドレインに流れる電流がセンスされ、
変換回路33によって電流に依存した例えば反比例した電
圧が加わる。差動増幅器31の反転入力（−）には定電圧
源Ｅのプラス電極が接続している。なお、定電圧源Ｅの
負端子は接地している。さらに、差動増幅器31の非反転
入力（＋）はダイオード34のアノードに接続している。
ダイオード34のカソードは、一端が接地した駆動信号発
生器20に接続している。駆動信号発生器20は、パワート
ランジスタ21をパルスドライブするため、短時間内にオ
ン／オフして負荷に流れる電流を制御するパルスを発生
する。ローレベル（Ｌレベル）の時にパワートランジス
タ21をオフ、ハイレベル（Ｈレベル）の時にパワートラ
ンジスタ21をオンとする。
駆動信号発生器20の出力がＨレベルの時にはダイオー
ド34はオフとなり、電流センサ32によってFET28に流れ
る電流をセンスして変換した電圧が変換回路33から差動
増幅器31の非反転入力（＋）に加わる。差動増幅器31は
この変換回路33の電圧と定電圧源Ｅの出力電圧とを比較
し、変換回路33の出力が定電圧電源Ｅの電圧より高い場
合には（目的の電流よりか少ない）、差動増幅器31はプ
ラス電圧を出力する。このプラス電圧によりFET28はさ
らに多くの電流を流すこととなる。また、逆に変換回路
33の電圧が定電圧電源Ｅの電圧よりか低い場合には差動
増幅器31はマイナス電圧を出力しFET28に加えるゲート
電圧を低下させる。すなわち定電流センサ32より得られ
た変換回路33の出力電圧が一定となるよう、換言するな
らばFET28に流れる電流を一定とするようFET28のゲート
電圧を差動増幅器31は制御する。
ド34はオフとなり、電流センサ32によってFET28に流れ
る電流をセンスして変換した電圧が変換回路33から差動
増幅器31の非反転入力（＋）に加わる。差動増幅器31は
この変換回路33の電圧と定電圧源Ｅの出力電圧とを比較
し、変換回路33の出力が定電圧電源Ｅの電圧より高い場
合には（目的の電流よりか少ない）、差動増幅器31はプ
ラス電圧を出力する。このプラス電圧によりFET28はさ
らに多くの電流を流すこととなる。また、逆に変換回路
33の電圧が定電圧電源Ｅの電圧よりか低い場合には差動
増幅器31はマイナス電圧を出力しFET28に加えるゲート
電圧を低下させる。すなわち定電流センサ32より得られ
た変換回路33の出力電圧が一定となるよう、換言するな
らばFET28に流れる電流を一定とするようFET28のゲート
電圧を差動増幅器31は制御する。
前述したような駆動信号発生器20のH/Lレベルに対応
してパワートランジスタ21がオン／オフする。
してパワートランジスタ21がオン／オフする。
一方、FET28のドレインは差動増幅器35の非反転入力
（＋）に、FET28のソースは差動増幅器35の反転入力
（−）に接続している。差動増幅器35は例えばゲイン１
の増幅器であり、差動増幅器35の出力はFET28のドレイ
ン−ソース間の電圧差と等しい電圧を基準電圧源27に加
える。基準電圧源27はこの差動増幅器35の出力電圧に対
応し、基準電圧を変化させる。例えばFET28にその動作
上必要とする一定の電圧が常にかかるよう、基準電圧を
制御する。すなわちFET28のドレイン−ソース間の電圧
が高い場合には基準電圧を下げ、また、FET28のドレイ
ン−ソース間が特定電圧以下のときには高くなるよう基
準電圧を変化させる。この基準電圧の変化によりパワー
トランジスタ21をオンするときには、常に一定の電圧が
FET28に加わることとなる。
（＋）に、FET28のソースは差動増幅器35の反転入力
（−）に接続している。差動増幅器35は例えばゲイン１
の増幅器であり、差動増幅器35の出力はFET28のドレイ
ン−ソース間の電圧差と等しい電圧を基準電圧源27に加
える。基準電圧源27はこの差動増幅器35の出力電圧に対
応し、基準電圧を変化させる。例えばFET28にその動作
上必要とする一定の電圧が常にかかるよう、基準電圧を
制御する。すなわちFET28のドレイン−ソース間の電圧
が高い場合には基準電圧を下げ、また、FET28のドレイ
ン−ソース間が特定電圧以下のときには高くなるよう基
準電圧を変化させる。この基準電圧の変化によりパワー
トランジスタ21をオンするときには、常に一定の電圧が
FET28に加わることとなる。
また、駆動信号発生器20の出力がＬレベルの時にはダ
イオード34はオンとなり、差動増幅器31はマイナス電圧
を出力する。よって、FET28はオフとなり、パワートラ
ンジスタ21への電流を停止（オフ）する。FET28がオフ
の時にもFET28のソース−ドレイン間の電圧が前述した
動作により一定電圧となるようDC−DCコンバータ22は電
圧を出力する。この時にはFET28がオフであるのでDC−D
Cコンバータ22の出力は低い電圧となる。以上のようなF
ET28のドレイン−ソース間の電圧を求め、その電圧が一
定となるべきDC−DCコンバータ22の出力電圧を制御して
いるので、定電流型駆動回路23からパワートランジスタ
21を定電流ドライブする場合、FET28に常に一定の電圧
がドレイン−ソース間にかかることとなり、安定してパ
ワートランジスタ21を定電流駆動することができる。ま
た、パワートランジスタ21の負荷が変化したり、温度が
変化することによってパワートランジスタのベース−エ
ミッタ間の飽和電圧（VBE(SAT)）が変化しても、FET28
間の電圧が感知されてDC−DCコンバータ22で一定となる
よう制御が加わるので、FET28の損失はほぼ一定となる
とともに、パワートランジスタ21の変化に依存せずパワ
ートランジスタ21をオンとすることができる。
イオード34はオンとなり、差動増幅器31はマイナス電圧
を出力する。よって、FET28はオフとなり、パワートラ
ンジスタ21への電流を停止（オフ）する。FET28がオフ
の時にもFET28のソース−ドレイン間の電圧が前述した
動作により一定電圧となるようDC−DCコンバータ22は電
圧を出力する。この時にはFET28がオフであるのでDC−D
Cコンバータ22の出力は低い電圧となる。以上のようなF
ET28のドレイン−ソース間の電圧を求め、その電圧が一
定となるべきDC−DCコンバータ22の出力電圧を制御して
いるので、定電流型駆動回路23からパワートランジスタ
21を定電流ドライブする場合、FET28に常に一定の電圧
がドレイン−ソース間にかかることとなり、安定してパ
ワートランジスタ21を定電流駆動することができる。ま
た、パワートランジスタ21の負荷が変化したり、温度が
変化することによってパワートランジスタのベース−エ
ミッタ間の飽和電圧（VBE(SAT)）が変化しても、FET28
間の電圧が感知されてDC−DCコンバータ22で一定となる
よう制御が加わるので、FET28の損失はほぼ一定となる
とともに、パワートランジスタ21の変化に依存せずパワ
ートランジスタ21をオンとすることができる。
第３図は本発明の第２の実施例の構成図である。な
お、図中本発明の第１の実施例と同一回路は同一記号を
付けて説明を省略する。
お、図中本発明の第１の実施例と同一回路は同一記号を
付けて説明を省略する。
本発明の第１の実施例においてはFET28のドレイン−
ソース間の電圧を一定となるようDC−DCコンバータ22を
制御しているが、第３図の実施例においてはパワートラ
ンジスタ21のベース−エミッタ間の飽和電圧によってDC
−DCコンバータ22の出力電圧POUTを制御している。すな
わちパワートランジスタ21のベースが差動増幅器35′の
非反転入力（＋）に、パワートランジスタ21のエミッタ
（グランド）が差動増幅器35′の反転入力（−）に加わ
っている。この差動増幅器35′の出力は例えば利得が１
であるならば、パワートランジスタ21のベース−エミッ
タ間の電圧差がそのまま出力される。この電圧は基準電
圧源27′に加わる。
ソース間の電圧を一定となるようDC−DCコンバータ22を
制御しているが、第３図の実施例においてはパワートラ
ンジスタ21のベース−エミッタ間の飽和電圧によってDC
−DCコンバータ22の出力電圧POUTを制御している。すな
わちパワートランジスタ21のベースが差動増幅器35′の
非反転入力（＋）に、パワートランジスタ21のエミッタ
（グランド）が差動増幅器35′の反転入力（−）に加わ
っている。この差動増幅器35′の出力は例えば利得が１
であるならば、パワートランジスタ21のベース−エミッ
タ間の電圧差がそのまま出力される。この電圧は基準電
圧源27′に加わる。
前述した第１の実施例においてはFET28のドレイン−
ソース間の電圧によって基準電圧源27の出力を変化して
いるが、基準電圧源27′の出力電圧はパワートランジス
タへのベース−エミッタ間の電圧に依存し変化させてい
る。
ソース間の電圧によって基準電圧源27の出力を変化して
いるが、基準電圧源27′の出力電圧はパワートランジス
タへのベース−エミッタ間の電圧に依存し変化させてい
る。
FET28のドレイン−ソース間はFETが定電流を流すべき
最低限の電圧が必要であり、この電圧にパワートランジ
スタ21のベース−エミッタ間の電圧を加算した電圧がDC
−DCコンバータ22の出力として必要な電圧である。この
ためパワートランジスタ21のベース−エミッタ間の電圧
が変化することによって、DC−DCコンバータ22の出力を
変化させFET28が必要とする電圧＋パワートランジスタ2
1のベース−エミッタ間の電圧となるよう基準電圧源2
7′の出力を制御する。
最低限の電圧が必要であり、この電圧にパワートランジ
スタ21のベース−エミッタ間の電圧を加算した電圧がDC
−DCコンバータ22の出力として必要な電圧である。この
ためパワートランジスタ21のベース−エミッタ間の電圧
が変化することによって、DC−DCコンバータ22の出力を
変化させFET28が必要とする電圧＋パワートランジスタ2
1のベース−エミッタ間の電圧となるよう基準電圧源2
7′の出力を制御する。
前述した第１の実施例ならびに第２の実施例ともにFE
T28には例えば必要最低限の電圧が加わり、FET28の消費
電力を少なくすることができる。この消費電力が少ない
ことによって小型化、さらにはDC−DCコンバータ21の小
型化も可能となる。
T28には例えば必要最低限の電圧が加わり、FET28の消費
電力を少なくすることができる。この消費電力が少ない
ことによって小型化、さらにはDC−DCコンバータ21の小
型化も可能となる。
以上述べたように本発明によればパワートランジスタ
をオンとする定電流型駆動回路の損失は少なくなり小型
さらには低消費電力、高効率化をはかることができる。
をオンとする定電流型駆動回路の損失は少なくなり小型
さらには低消費電力、高効率化をはかることができる。
第１図は本発明のブロック図、 第２図は第１の実施例の構成図、 第３図は本発明の第２の実施例の構成図、 第４図は従来方式の駆動回路図である。 １……スイッチ手段、 ２……電源、 ３……電流制御手段、 ４……電圧制御手段．
Claims (2)
- 【請求項１】スイッチ素子（１）の制御端子と直流電源
（２）との間に接続されたトランジスタ（28）を有し、
制御信号に対応して該トランジスタ（28）を動作させる
ことにより前記直流電源（２）から前記トランジスタ
（28）を介して前記スイッチ素子（１）の制御端子へ一
定の電流を加えて前記スイッチ素子（１）をオン・オフ
制御する電流制御手段（３）と、 前記スイッチ素子（１）の制御端子に加わる制御電圧を
検出し、その検出結果に基づいて、前記トランジスタ
（28）の端子間電圧がその動作上必要とする電圧となる
ように前記直流電源（２）の出力電圧を制御する電圧制
御手段（４）と、 を備えてなることを特徴とするスイッチ素子の駆動回
路。 - 【請求項２】前記動作上必要とする電圧は、前記スイッ
チ素子（１）をオンとするための定電流を前記トランジ
スタ（28）が流せるための最低限の電圧であることを特
徴とする請求項１記載のスイッチ素子の駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1229542A JP2975381B2 (ja) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | スイッチ素子の駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1229542A JP2975381B2 (ja) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | スイッチ素子の駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0392012A JPH0392012A (ja) | 1991-04-17 |
| JP2975381B2 true JP2975381B2 (ja) | 1999-11-10 |
Family
ID=16893800
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1229542A Expired - Lifetime JP2975381B2 (ja) | 1989-09-05 | 1989-09-05 | スイッチ素子の駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2975381B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9762225B2 (en) | 2015-08-19 | 2017-09-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply apparatus and control method thereof |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5904964B2 (ja) | 2013-03-21 | 2016-04-20 | 株式会社東芝 | 電源回路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS584416A (ja) * | 1981-06-30 | 1983-01-11 | Atoo Kk | 安定化電源回路装置 |
| JPH0693618B2 (ja) * | 1985-11-01 | 1994-11-16 | 株式会社豊田自動織機製作所 | スイッチング素子の駆動装置 |
| JPS62180409A (ja) * | 1986-02-05 | 1987-08-07 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 直列安定制御形電源装置 |
-
1989
- 1989-09-05 JP JP1229542A patent/JP2975381B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9762225B2 (en) | 2015-08-19 | 2017-09-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power supply apparatus and control method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0392012A (ja) | 1991-04-17 |
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Legal Events
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