JP2918435B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流電源を入力源とする
スイッチング電源装置に関するものである。
スイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、スイッチング電源装置はその高効
率な変換特性から各種電子機器の電源として多用されて
いるが、そのほとんどが入力回路としてコンデンサイン
プット方式を採用しているため、力率の悪さと入力電流
に含まれる高調波成分が問題視されてきている。このよ
うな入力高調波成分を低減する手段として、例えば図６
に示すようなスイッチング電源装置がある。
率な変換特性から各種電子機器の電源として多用されて
いるが、そのほとんどが入力回路としてコンデンサイン
プット方式を採用しているため、力率の悪さと入力電流
に含まれる高調波成分が問題視されてきている。このよ
うな入力高調波成分を低減する手段として、例えば図６
に示すようなスイッチング電源装置がある。
【０００３】図６において、１は入力交流電源、２は入
力フィルタ、３は全波整流回路、４はチョークコイル、
５は第１のダイオード、６は第２のダイオード、７はコ
ンデンサ、８はスイッチング素子、９はリセットダイオ
ード、１０はトランスであり、一次巻線１１と二次巻線
１２とリセット巻線１３を有する。１４，１５はダイオ
ード、１６は平滑チョーク、１７は出力コンデンサであ
り、ダイオード１４，１５、平滑チョーク１６、出力コ
ンデンサ１７で整流平滑回路を構成し、負荷１８へ出力
直流電圧を供給する。１９は制御回路であり、出力直流
電圧を検出し、安定化すべくスイッチング素子８を所定
のオンオフ比で駆動する。
力フィルタ、３は全波整流回路、４はチョークコイル、
５は第１のダイオード、６は第２のダイオード、７はコ
ンデンサ、８はスイッチング素子、９はリセットダイオ
ード、１０はトランスであり、一次巻線１１と二次巻線
１２とリセット巻線１３を有する。１４，１５はダイオ
ード、１６は平滑チョーク、１７は出力コンデンサであ
り、ダイオード１４，１５、平滑チョーク１６、出力コ
ンデンサ１７で整流平滑回路を構成し、負荷１８へ出力
直流電圧を供給する。１９は制御回路であり、出力直流
電圧を検出し、安定化すべくスイッチング素子８を所定
のオンオフ比で駆動する。
【０００４】入力交流電源１の交流電圧は入力フィルタ
２を介し全波整流回路３により整流される。まず、スイ
ッチング素子８がオンの時、チョークコイル４には整流
電圧が印加され、第２のダイオード６を介してチョーク
電流が流れる。同時にトランス１０の一次巻線１１には
コンデンサ７の電圧が印加されて、二次巻線１２には電
圧が誘起され、この二次側電圧はダイオード１４と平滑
チョーク１６を介して出力コンデンサ１７で平滑されて
負荷１８へ供給される。次に、スイッチング素子８がオ
フすると、チョークコイル４に蓄えられた励磁エネルギ
ーは第１のダイオード５を介してコンデンサ７を充電す
るチョーク電流Ｉ１として放出される。同時にトランス
１０に蓄えられた励磁エネルギーはリセット巻線１３お
よびリセットダイオード９を介してコンデンサ７を充電
するように放出される。さらに平滑チョーク１６に蓄え
られた励磁エネルギーはダイオード１５を介して出力コ
ンデンサ１７へ放出され、負荷１８へ供給される。
２を介し全波整流回路３により整流される。まず、スイ
ッチング素子８がオンの時、チョークコイル４には整流
電圧が印加され、第２のダイオード６を介してチョーク
電流が流れる。同時にトランス１０の一次巻線１１には
コンデンサ７の電圧が印加されて、二次巻線１２には電
圧が誘起され、この二次側電圧はダイオード１４と平滑
チョーク１６を介して出力コンデンサ１７で平滑されて
負荷１８へ供給される。次に、スイッチング素子８がオ
フすると、チョークコイル４に蓄えられた励磁エネルギ
ーは第１のダイオード５を介してコンデンサ７を充電す
るチョーク電流Ｉ１として放出される。同時にトランス
１０に蓄えられた励磁エネルギーはリセット巻線１３お
よびリセットダイオード９を介してコンデンサ７を充電
するように放出される。さらに平滑チョーク１６に蓄え
られた励磁エネルギーはダイオード１５を介して出力コ
ンデンサ１７へ放出され、負荷１８へ供給される。
【０００５】すなわち、チョークコイル４、第１，第２
のダイオード５，６、スイッチング素子８，コンデンサ
７は、整流電圧を入力としてコンデンサ７へ出力する昇
圧型コンバータを構成し、コンデンサ７、スイッチング
素子８、リセットダイオード９、トランス１０、ダイオ
ード１４，１５、平滑チョーク１６と出力コンデンサ１
７は、コンデンサ７を入力源とするフィードフォワード
コンバータを構成している。
のダイオード５，６、スイッチング素子８，コンデンサ
７は、整流電圧を入力としてコンデンサ７へ出力する昇
圧型コンバータを構成し、コンデンサ７、スイッチング
素子８、リセットダイオード９、トランス１０、ダイオ
ード１４，１５、平滑チョーク１６と出力コンデンサ１
７は、コンデンサ７を入力源とするフィードフォワード
コンバータを構成している。
【０００６】出力直流電圧は、制御回路１９がスイッチ
ング素子８のオンオフ期間を調整することで制御され
る。一方、コンデンサ７は十分大きな静電容量を有して
おり、等価的に直流電圧を有する電圧源とみなせるもの
とすると、定常状態においてはオンオフ期間はほぼ一定
となる。スイッチング素子８のスイッチング周波数は入
力交流電圧の周波数より充分大きく、スイッチング１周
期間には整流電圧の変化は無視できるので、チョーク電
流Ｉ１は、整流電圧に比例したピーク値を持つ三角波電
流となる。このチョーク電流が入力フィルタ２によって
平滑化されたものが入力電流となるので、入力交流電圧
に略比例した正弦波状の電流となり、入力力率が１に近
く高調波成分のほとんどないものが得られる。
ング素子８のオンオフ期間を調整することで制御され
る。一方、コンデンサ７は十分大きな静電容量を有して
おり、等価的に直流電圧を有する電圧源とみなせるもの
とすると、定常状態においてはオンオフ期間はほぼ一定
となる。スイッチング素子８のスイッチング周波数は入
力交流電圧の周波数より充分大きく、スイッチング１周
期間には整流電圧の変化は無視できるので、チョーク電
流Ｉ１は、整流電圧に比例したピーク値を持つ三角波電
流となる。このチョーク電流が入力フィルタ２によって
平滑化されたものが入力電流となるので、入力交流電圧
に略比例した正弦波状の電流となり、入力力率が１に近
く高調波成分のほとんどないものが得られる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の従
来の構成では、整流電圧を入力としコンデンサ７へ出力
する昇圧コンバータの構成であるため、コンデンサ７の
電圧は通常のコンデンサインプット方式で得られる入力
直流電圧（整流電圧のピーク値）に比べて高電圧とな
る。特に、軽い負荷時や高入力電圧時の電圧上昇は大き
く、このため、コンデンサ７やスイッチング素子８には
高耐圧な特性が要求され、設計の困難さと効率劣化とい
う問題点を有していた。
来の構成では、整流電圧を入力としコンデンサ７へ出力
する昇圧コンバータの構成であるため、コンデンサ７の
電圧は通常のコンデンサインプット方式で得られる入力
直流電圧（整流電圧のピーク値）に比べて高電圧とな
る。特に、軽い負荷時や高入力電圧時の電圧上昇は大き
く、このため、コンデンサ７やスイッチング素子８には
高耐圧な特性が要求され、設計の困難さと効率劣化とい
う問題点を有していた。
【０００８】本発明は僅かの部品の付加によりコンデン
サ電圧の上昇を抑制し、従来部品の使用を容易にし、効
率劣化を防ぐことの可能なスイッチング電源装置を提供
することを目的とする。
サ電圧の上昇を抑制し、従来部品の使用を容易にし、効
率劣化を防ぐことの可能なスイッチング電源装置を提供
することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、整流回路を介して入力された入力交流電圧
が、チョークコイルとスイッチング素子とダイオードと
からなる昇圧コンバータに印加され、昇圧コンバータの
出力の直流電圧をコンデンサに出力するとともに、前記
コンデンサの直流電圧を入力とし、トランスとスイッチ
ング素子と出力整流平滑回路を有するスイッチング式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを構成し、前記昇圧コンバータと前
記スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング
素子を兼用し、前記スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧を安定化するよう前記スイッチング素子を
駆動する第１の制御回路とを有するスイッチング電源装
置において、前記スイッチング素子がオンの時に前記チ
ョークコイルの電流が流れる経路に直列に接続された可
飽和リアクトルを設け、前記コンデンサの直流電圧を検
出するとともにこれを調整するよう前記可飽和リアクト
ルを磁化する第２の制御回路を設けたことを特徴とす
る。
源装置は、整流回路を介して入力された入力交流電圧
が、チョークコイルとスイッチング素子とダイオードと
からなる昇圧コンバータに印加され、昇圧コンバータの
出力の直流電圧をコンデンサに出力するとともに、前記
コンデンサの直流電圧を入力とし、トランスとスイッチ
ング素子と出力整流平滑回路を有するスイッチング式Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを構成し、前記昇圧コンバータと前
記スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング
素子を兼用し、前記スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧を安定化するよう前記スイッチング素子を
駆動する第１の制御回路とを有するスイッチング電源装
置において、前記スイッチング素子がオンの時に前記チ
ョークコイルの電流が流れる経路に直列に接続された可
飽和リアクトルを設け、前記コンデンサの直流電圧を検
出するとともにこれを調整するよう前記可飽和リアクト
ルを磁化する第２の制御回路を設けたことを特徴とす
る。
【００１０】
【作用】この構成によると、可飽和リアクトルがスイッ
チング素子のオン期間内にチョークコイルを介して流れ
る入力電流の導通期間を調整し、コンデンサへの充電電
流を制限することにより、コンデンサ電圧の調整ができ
る。
チング素子のオン期間内にチョークコイルを介して流れ
る入力電流の導通期間を調整し、コンデンサへの充電電
流を制限することにより、コンデンサ電圧の調整ができ
る。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を図１〜図５に基づい
て説明する。図１〜図４は第１の実施例を示す。
て説明する。図１〜図４は第１の実施例を示す。
【００１２】図１において、１は入力交流電源、２は入
力フィルタ、３は全波整流回路、４はチョークコイル、
５は第１のダイオード、６は第２のダイオード、７はコ
ンデンサ、８はスイッチング素子、９はリセットダイオ
ード、１０はトランスであり、一次巻線１１と二次巻線
１２とリセット巻線１３を有する。１４，１５はダイオ
ード、１６は平滑チョーク、１７は出力コンデンサであ
り、ダイオード１４，１５、平滑チョーク１６、出力コ
ンデンサ１７で整流平滑回路を構成し、負荷１８へ出力
直流電圧を供給する。１９は第１の制御回路であり、出
力直流電圧を検出し、安定化すべくスイッチング素子８
を所定のオンオフ比で駆動する。２０はチョークコイル
４と直列に接続された可飽和リアクトル、２１は可飽和
リアクトル２０に設けられた制御巻線、２２は第２の制
御回路で、コンデンサ７の電圧を検出して制御巻線２１
へ流す電流を調節する。
力フィルタ、３は全波整流回路、４はチョークコイル、
５は第１のダイオード、６は第２のダイオード、７はコ
ンデンサ、８はスイッチング素子、９はリセットダイオ
ード、１０はトランスであり、一次巻線１１と二次巻線
１２とリセット巻線１３を有する。１４，１５はダイオ
ード、１６は平滑チョーク、１７は出力コンデンサであ
り、ダイオード１４，１５、平滑チョーク１６、出力コ
ンデンサ１７で整流平滑回路を構成し、負荷１８へ出力
直流電圧を供給する。１９は第１の制御回路であり、出
力直流電圧を検出し、安定化すべくスイッチング素子８
を所定のオンオフ比で駆動する。２０はチョークコイル
４と直列に接続された可飽和リアクトル、２１は可飽和
リアクトル２０に設けられた制御巻線、２２は第２の制
御回路で、コンデンサ７の電圧を検出して制御巻線２１
へ流す電流を調節する。
【００１３】入力交流電源１の交流電圧は入力フィルタ
２を介し全波整流回路３により整流される。まず、スイ
ッチング素子８がオンの時〔図２の（ａ）の区間Ａ〕、
チョークコイル４と可飽和リアクトル２０の直列回路に
は整流電圧が印加され、可飽和リアクトル２０が飽和
後、第２のダイオード６を介してチョーク電流が流れる
（以下、スイッチング素子８がオンしてから可飽和リア
クトル２０が飽和してチョーク電流が流れ出すまでの期
間を阻止期間Ｂと呼ぶことにする。図２の（ａ）参
照）。同時に図２の（ｂ）に示すように、トランス１０
の一次巻線１１にはコンデンサ７の電圧が印加され、二
次巻線１２に電圧が誘起され、ダイオード１４と平滑チ
ョーク１６を介して出力コンデンサ１７で平滑されて負
荷１８には図２の（ｃ）に示す電流が流れる。次に、ス
イッチング素子８がオフすると〔図２の（ａ）の区間
Ｃ〕、チョークコイル４に蓄えられた励磁エネルギーは
第１のダイオード５を介してコンデンサ７を充電するチ
ョーク電流として放出される〔図２の（ａ）〕。同時に
トランス１０に蓄えられた励磁エネルギーはリセット巻
線１３およびリセットダイオード９を介して図２の
（ｄ）に示すようにコンデンサ７を充電するように放出
される。さらに平滑チョーク１６に蓄えられた励磁エネ
ルギーはダイオード１５を介して出力コンデンサ１７へ
放出され負荷１８へ供給される。
２を介し全波整流回路３により整流される。まず、スイ
ッチング素子８がオンの時〔図２の（ａ）の区間Ａ〕、
チョークコイル４と可飽和リアクトル２０の直列回路に
は整流電圧が印加され、可飽和リアクトル２０が飽和
後、第２のダイオード６を介してチョーク電流が流れる
（以下、スイッチング素子８がオンしてから可飽和リア
クトル２０が飽和してチョーク電流が流れ出すまでの期
間を阻止期間Ｂと呼ぶことにする。図２の（ａ）参
照）。同時に図２の（ｂ）に示すように、トランス１０
の一次巻線１１にはコンデンサ７の電圧が印加され、二
次巻線１２に電圧が誘起され、ダイオード１４と平滑チ
ョーク１６を介して出力コンデンサ１７で平滑されて負
荷１８には図２の（ｃ）に示す電流が流れる。次に、ス
イッチング素子８がオフすると〔図２の（ａ）の区間
Ｃ〕、チョークコイル４に蓄えられた励磁エネルギーは
第１のダイオード５を介してコンデンサ７を充電するチ
ョーク電流として放出される〔図２の（ａ）〕。同時に
トランス１０に蓄えられた励磁エネルギーはリセット巻
線１３およびリセットダイオード９を介して図２の
（ｄ）に示すようにコンデンサ７を充電するように放出
される。さらに平滑チョーク１６に蓄えられた励磁エネ
ルギーはダイオード１５を介して出力コンデンサ１７へ
放出され負荷１８へ供給される。
【００１４】チョークコイル４に蓄えられた励磁エネル
ギーの放出が終了すると、第２の制御回路２２から制御
巻線２１への制御電流により、可飽和リアクトル２０は
チョーク電流を阻止する方向に磁化される。すなわち、
チョークコイル４、第１，第２のダイオード５，６、ス
イッチング素子８、可飽和リアクトル２０とコンデンサ
７は、整流電圧を入力とし、コンデンサ７へ出力する昇
圧コンバータを構成する。第２の制御回路２２から制御
巻線２１への制御電流による可飽和リアクトル２０のチ
ョーク電流（コンデンサ７への充電電流）制御機能によ
り、コンデンサ７の電圧を調整できる。コンデンサ７、
スイッチング素子８、リセットダイオード９、トランス
１０、ダイオード１４，１５、平滑チョーク１６と出力
コンデンサ１７は、コンデンサ７を入力源とするフィー
ドフォワードコンバータを構成している。出力コンデン
サ１７の電圧（出力直流電圧）は第１の制御回路１９に
よるスイッチング素子８のオンオフ比の制御機能により
安定化できる。
ギーの放出が終了すると、第２の制御回路２２から制御
巻線２１への制御電流により、可飽和リアクトル２０は
チョーク電流を阻止する方向に磁化される。すなわち、
チョークコイル４、第１，第２のダイオード５，６、ス
イッチング素子８、可飽和リアクトル２０とコンデンサ
７は、整流電圧を入力とし、コンデンサ７へ出力する昇
圧コンバータを構成する。第２の制御回路２２から制御
巻線２１への制御電流による可飽和リアクトル２０のチ
ョーク電流（コンデンサ７への充電電流）制御機能によ
り、コンデンサ７の電圧を調整できる。コンデンサ７、
スイッチング素子８、リセットダイオード９、トランス
１０、ダイオード１４，１５、平滑チョーク１６と出力
コンデンサ１７は、コンデンサ７を入力源とするフィー
ドフォワードコンバータを構成している。出力コンデン
サ１７の電圧（出力直流電圧）は第１の制御回路１９に
よるスイッチング素子８のオンオフ比の制御機能により
安定化できる。
【００１５】ここで、コンデンサ７は十分大きな静電容
量を有しており、等価的に直流電圧Ｅｃを有する電圧源
とみなせるものとすると、定常状態においてはオンオフ
期間はほぼ一定となる。スイッチング素子８のスイッチ
ング周波数は入力交流電圧の周波数より充分大きく、ス
イッチング１周期間には整流電圧の変化は無視できる。
第２の制御回路２２はコンデンサ７の電圧Ｅｃが所定値
より低いときは制御電流を流さないので、阻止期間Ｂは
可飽和リアクトル２０の固有の最小値に固定され、チョ
ーク電流Ｉ１は、整流電圧に略比例したピーク値を持つ
三角波電流となる。このチョーク電流が入力フィルタ２
によって平滑化されたものが入力電流となるので、入力
交流電圧に略比例した正弦波状の電流となり、入力力率
が１に近く高調波成分のほとんどないものが得られる。
しかし入力交流電圧が高く、または軽い負荷の場合、コ
ンデンサ７の電圧Ｅｃは規定値以上になろうとするの
で、第２の制御回路２２から制御巻線２１への制御電流
により阻止期間Ｂが延び、チョーク電流Ｉ１は制限され
るので、入力交流電流波形は正弦波状から歪みはする
が、コンデンサ７の電圧Ｅｃの上昇は抑制される。この
様子を図３に示す。
量を有しており、等価的に直流電圧Ｅｃを有する電圧源
とみなせるものとすると、定常状態においてはオンオフ
期間はほぼ一定となる。スイッチング素子８のスイッチ
ング周波数は入力交流電圧の周波数より充分大きく、ス
イッチング１周期間には整流電圧の変化は無視できる。
第２の制御回路２２はコンデンサ７の電圧Ｅｃが所定値
より低いときは制御電流を流さないので、阻止期間Ｂは
可飽和リアクトル２０の固有の最小値に固定され、チョ
ーク電流Ｉ１は、整流電圧に略比例したピーク値を持つ
三角波電流となる。このチョーク電流が入力フィルタ２
によって平滑化されたものが入力電流となるので、入力
交流電圧に略比例した正弦波状の電流となり、入力力率
が１に近く高調波成分のほとんどないものが得られる。
しかし入力交流電圧が高く、または軽い負荷の場合、コ
ンデンサ７の電圧Ｅｃは規定値以上になろうとするの
で、第２の制御回路２２から制御巻線２１への制御電流
により阻止期間Ｂが延び、チョーク電流Ｉ１は制限され
るので、入力交流電流波形は正弦波状から歪みはする
が、コンデンサ７の電圧Ｅｃの上昇は抑制される。この
様子を図３に示す。
【００１６】図３は横軸に負荷電流、縦軸にコンデンサ
７の電圧Ｅｃを表している。図中の実線Ｄは本実施例の
場合のもので、破線Ｆは従来例のものである。このよう
に本実施例によれば、スイッチング素子８がオンの時に
チョークコイル４の電流が流れる経路に直列に接続され
た可飽和リアクトル２０と、コンデンサ７の直流電圧を
検出するとともに、これを調整するよう可飽和リアクト
ル２０を所定量だけ磁化する第２の制御回路２２を設け
ることにより、高入力または軽い負荷時にコンデンサ７
の電圧が規定値以上に上昇しないようにチョーク電流を
制限することができ、コンデンサ７やスイッチング素子
８には特に高耐圧な特性の部品を使用する必要がなくな
る。
７の電圧Ｅｃを表している。図中の実線Ｄは本実施例の
場合のもので、破線Ｆは従来例のものである。このよう
に本実施例によれば、スイッチング素子８がオンの時に
チョークコイル４の電流が流れる経路に直列に接続され
た可飽和リアクトル２０と、コンデンサ７の直流電圧を
検出するとともに、これを調整するよう可飽和リアクト
ル２０を所定量だけ磁化する第２の制御回路２２を設け
ることにより、高入力または軽い負荷時にコンデンサ７
の電圧が規定値以上に上昇しないようにチョーク電流を
制限することができ、コンデンサ７やスイッチング素子
８には特に高耐圧な特性の部品を使用する必要がなくな
る。
【００１７】なお、本実施例では可飽和リアクトル２０
をチョークコイル４と直列に接続したが、第２のダイオ
ード６と直列に接続してもよいことは言うまでもない。
図４は第２の実施例を示す。図４において、１は入力直
流電源、２は入力フィルタ、３は全波整流回路、４はチ
ョークコイル、７はコンデンサ、８はスイッチング素
子、９はリセットダイオード、１０はトランスであり、
一次巻線１１、二次巻線１２、リセット巻線１３を有す
る。１４，１５はダイオード、１６は平滑チョーク、１
７は出力コンデンサ、１８は負荷、１９は第１の制御回
路、２０は過飽和リアクトル、２１は過飽和リアクトル
２０に設けられた制御巻線、２２は第２の制御回路であ
る。以上は図１に示した第１の実施例と同様なものであ
る。図１の構成と異なるのは、チョークコイル４と過飽
和リアクトル２０の直列回路が全波整流回路３の出力端
からスイッチング素子８の活電部へ直接に接続されてお
り、図１における第１，第２のダイオード５，６がない
点である。
をチョークコイル４と直列に接続したが、第２のダイオ
ード６と直列に接続してもよいことは言うまでもない。
図４は第２の実施例を示す。図４において、１は入力直
流電源、２は入力フィルタ、３は全波整流回路、４はチ
ョークコイル、７はコンデンサ、８はスイッチング素
子、９はリセットダイオード、１０はトランスであり、
一次巻線１１、二次巻線１２、リセット巻線１３を有す
る。１４，１５はダイオード、１６は平滑チョーク、１
７は出力コンデンサ、１８は負荷、１９は第１の制御回
路、２０は過飽和リアクトル、２１は過飽和リアクトル
２０に設けられた制御巻線、２２は第２の制御回路であ
る。以上は図１に示した第１の実施例と同様なものであ
る。図１の構成と異なるのは、チョークコイル４と過飽
和リアクトル２０の直列回路が全波整流回路３の出力端
からスイッチング素子８の活電部へ直接に接続されてお
り、図１における第１，第２のダイオード５，６がない
点である。
【００１８】このように構成されたスイッチング電源装
置では、入力交流電源１の交流電圧は入力フィルタ２を
介し全波整流回路３により整流される。まず、スイッチ
ング素子８がオンの時、チョークコイル４と可飽和リア
クトル２０の直列回路には整流電圧が印加され、可飽和
リアクトル２０が飽和後、チョーク電流が流れる。同時
にトランス１０の一次巻線１１にはコンデンサ７の電圧
が印加され、二次巻線１２に電圧が誘起され、ダイオー
ド１４と平滑チョーク１６を介して出力コンデンサ１７
で平滑されて負荷１８へ供給される。次に、スイッチン
グ素子８がオフすると、チョークコイル４に蓄えられた
励磁エネルギーは一次巻線１１を介してコンデンサ７を
充電するチョーク電流として放出される。同時にトラン
ス１０に蓄えられた励磁エネルギーはリセット巻線１３
およびリセットダイオード９を介してコンデンサ７を充
電するように放出される。さらに平滑チョーク１６に蓄
えられた励磁エネルギーはダイオード１５を介して出力
コンデンサ１７へ放出され、負荷１８へ供給される。チ
ョークコイル４に蓄えられた励磁エネルギーの放出が終
了すると、第２の制御回路２２から制御巻線２１への制
御電流により、可飽和リアクトル２０はチョーク電流を
阻止する方向に磁化される。すなわち、コンデンサ７の
電圧は、第２の制御回路２２から制御巻線２１への制御
電流による可飽和リアクトル２０のチョーク電流（コン
デンサ７への充電電流）制御機能により、調整すること
ができる。コンデンサ７，スイッチング素子８，リセッ
トダイオード９，トランス１０，ダイオード１４，１
５、平滑チョーク１６と出力コンデンサ１７は、コンデ
ンサ７を入力源とするフィードフォワードコンバータを
構成している。出力コンデンサ１７の電圧（出力直流電
圧）は第１の制御回路１９によるスイッチング素子８の
オンオフ比の制御機能により安定化できる。
置では、入力交流電源１の交流電圧は入力フィルタ２を
介し全波整流回路３により整流される。まず、スイッチ
ング素子８がオンの時、チョークコイル４と可飽和リア
クトル２０の直列回路には整流電圧が印加され、可飽和
リアクトル２０が飽和後、チョーク電流が流れる。同時
にトランス１０の一次巻線１１にはコンデンサ７の電圧
が印加され、二次巻線１２に電圧が誘起され、ダイオー
ド１４と平滑チョーク１６を介して出力コンデンサ１７
で平滑されて負荷１８へ供給される。次に、スイッチン
グ素子８がオフすると、チョークコイル４に蓄えられた
励磁エネルギーは一次巻線１１を介してコンデンサ７を
充電するチョーク電流として放出される。同時にトラン
ス１０に蓄えられた励磁エネルギーはリセット巻線１３
およびリセットダイオード９を介してコンデンサ７を充
電するように放出される。さらに平滑チョーク１６に蓄
えられた励磁エネルギーはダイオード１５を介して出力
コンデンサ１７へ放出され、負荷１８へ供給される。チ
ョークコイル４に蓄えられた励磁エネルギーの放出が終
了すると、第２の制御回路２２から制御巻線２１への制
御電流により、可飽和リアクトル２０はチョーク電流を
阻止する方向に磁化される。すなわち、コンデンサ７の
電圧は、第２の制御回路２２から制御巻線２１への制御
電流による可飽和リアクトル２０のチョーク電流（コン
デンサ７への充電電流）制御機能により、調整すること
ができる。コンデンサ７，スイッチング素子８，リセッ
トダイオード９，トランス１０，ダイオード１４，１
５、平滑チョーク１６と出力コンデンサ１７は、コンデ
ンサ７を入力源とするフィードフォワードコンバータを
構成している。出力コンデンサ１７の電圧（出力直流電
圧）は第１の制御回路１９によるスイッチング素子８の
オンオフ比の制御機能により安定化できる。
【００１９】ここで、コンデンサ７は十分大きな静電容
量を有しており、等価的に直流電圧Ｅｃを有する電圧源
とみなせるものとすると、定常状態においてはオンオフ
期間はほぼ一定となる。スイッチング素子８のスイッチ
ング周波数は入力交流電圧の周波数より充分大きく、ス
イッチング１周期間には整流電圧の変化は無視できる。
第２の制御回路２２はコンデンサ７の電圧Ｅｃが所定値
より低いときは制御電流を流さないので、阻止期間は可
飽和リアクトル２０の固有の最小値に固定され、チョー
ク電流は整流電圧に略比例したピーク値を持つ三角波電
流となる。このチョーク電流が入力フィルタによって平
滑化されたものが入力電流となるので、入力交流電圧に
略比例した正弦波状の電流となり、入力力率が１に近く
高調波成分のほとんどないものが得られる。しかし入力
交流電圧が高く、または軽負荷の場合、コンデンサ７の
電圧Ｅｃは所定値以上になろうとするので、第２の制御
回路２２から制御巻線２１への制御電流により阻止期間
が延び、チョーク電流は制限されるので、入力交流電流
波形は正弦波状から歪みはするが、コンデンサ７の電圧
Ｅｃの上昇は抑制される。
量を有しており、等価的に直流電圧Ｅｃを有する電圧源
とみなせるものとすると、定常状態においてはオンオフ
期間はほぼ一定となる。スイッチング素子８のスイッチ
ング周波数は入力交流電圧の周波数より充分大きく、ス
イッチング１周期間には整流電圧の変化は無視できる。
第２の制御回路２２はコンデンサ７の電圧Ｅｃが所定値
より低いときは制御電流を流さないので、阻止期間は可
飽和リアクトル２０の固有の最小値に固定され、チョー
ク電流は整流電圧に略比例したピーク値を持つ三角波電
流となる。このチョーク電流が入力フィルタによって平
滑化されたものが入力電流となるので、入力交流電圧に
略比例した正弦波状の電流となり、入力力率が１に近く
高調波成分のほとんどないものが得られる。しかし入力
交流電圧が高く、または軽負荷の場合、コンデンサ７の
電圧Ｅｃは所定値以上になろうとするので、第２の制御
回路２２から制御巻線２１への制御電流により阻止期間
が延び、チョーク電流は制限されるので、入力交流電流
波形は正弦波状から歪みはするが、コンデンサ７の電圧
Ｅｃの上昇は抑制される。
【００２０】このように第２の実施例によれば、入力交
流電源１からの交流電圧を受電する全波整流回路３と、
全波整流回路３の正負出力端に接続されるチョークコイ
ル４と可飽和リアクトル２０とスイッチング素子８との
直列回路と、スイッチング素子８の両端に接続されるコ
ンデンサ７とトランス１０の一次巻線１１との直列回路
と、トランス１０の二次巻線１２に接続され負荷に出力
直流電圧を供給するダイオード１４，１５と平滑チョー
ク１６と出力コンデンサ７とからなる出力整流平滑回路
と、出力直流電圧を検出するとともにこれを安定化すべ
くスイッチング素子８を所定のオンオフ比で駆動する機
能を有する第１の制御回路１９と、コンデンサ７の電圧
を検出するとともにこれを調整すべく可飽和リアクトル
２０を所定量だけ磁化する第２の制御回路２２を設ける
ことにより、高入力または軽負荷時にコンデンサ７の電
圧が所定値以上に上昇しないようにチョーク電流を制限
することができ、コンデンサ７やスイッチング素子８に
は特に高耐圧な特性の部品を使用する必要がなくなる。
流電源１からの交流電圧を受電する全波整流回路３と、
全波整流回路３の正負出力端に接続されるチョークコイ
ル４と可飽和リアクトル２０とスイッチング素子８との
直列回路と、スイッチング素子８の両端に接続されるコ
ンデンサ７とトランス１０の一次巻線１１との直列回路
と、トランス１０の二次巻線１２に接続され負荷に出力
直流電圧を供給するダイオード１４，１５と平滑チョー
ク１６と出力コンデンサ７とからなる出力整流平滑回路
と、出力直流電圧を検出するとともにこれを安定化すべ
くスイッチング素子８を所定のオンオフ比で駆動する機
能を有する第１の制御回路１９と、コンデンサ７の電圧
を検出するとともにこれを調整すべく可飽和リアクトル
２０を所定量だけ磁化する第２の制御回路２２を設ける
ことにより、高入力または軽負荷時にコンデンサ７の電
圧が所定値以上に上昇しないようにチョーク電流を制限
することができ、コンデンサ７やスイッチング素子８に
は特に高耐圧な特性の部品を使用する必要がなくなる。
【００２１】なお、第１の実施例，第２の実施例におけ
る第２の制御回路２２は次のように構成されている。こ
こでは第１の実施例における第２の制御回路２２を図５
に基づいて説明する。
る第２の制御回路２２は次のように構成されている。こ
こでは第１の実施例における第２の制御回路２２を図５
に基づいて説明する。
【００２２】図５において、２２０は第２の制御回路２
２のバイアス電源であり、トランス１０に設けた別巻線
から整流平滑するなどして得、第１の制御回路１９の１
次側バイアス電源と兼用できる。２２１，２２２はコン
デンサ７の電圧を検出する検出抵抗、２２３は第１のト
ランジスタで、検出抵抗２２１，２２２の検出電圧を受
電する。２２４はツェナーダイオード、２２５は抵抗、
２２６は第２のトランジスタ、２２７はダイオード、２
２８は抵抗である。
２のバイアス電源であり、トランス１０に設けた別巻線
から整流平滑するなどして得、第１の制御回路１９の１
次側バイアス電源と兼用できる。２２１，２２２はコン
デンサ７の電圧を検出する検出抵抗、２２３は第１のト
ランジスタで、検出抵抗２２１，２２２の検出電圧を受
電する。２２４はツェナーダイオード、２２５は抵抗、
２２６は第２のトランジスタ、２２７はダイオード、２
２８は抵抗である。
【００２３】まず、検出抵抗２２１の抵抗値をＲ１、検
出抵抗２２２の抵抗値をＲ２、第１のトランジスタ２２
３が能動時のベース−エミッタ電圧をＶｂ１、ツェナー
ダイオード２２４のツェナー電圧をＶｚ、第２のトラン
ジスタ２２６が能動時のベース−エミッタ電圧をＶｂ２
とすると、コンデンサ７の電圧の規定値“ Ｅｃｔｈ”
は次式で表される。
出抵抗２２２の抵抗値をＲ２、第１のトランジスタ２２
３が能動時のベース−エミッタ電圧をＶｂ１、ツェナー
ダイオード２２４のツェナー電圧をＶｚ、第２のトラン
ジスタ２２６が能動時のベース−エミッタ電圧をＶｂ２
とすると、コンデンサ７の電圧の規定値“ Ｅｃｔｈ”
は次式で表される。
【００２４】 Ｅｃｔｈ ＝ （Ｖｂ１＋Ｖｚ＋Ｖｂ２）（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２ コンデンサ７の電圧が所定値Ｅｃｔｈを越えようとする
と、第１，第２のトランジスタ２２３，２２６が能動状
態となり、バイアス電源２２０からダイオード２２７と
抵抗２２８を介して、可飽和リアクトル２０に設けられ
た制御巻線２１に制御電流を流す。制御電流が流れるこ
とにより、可飽和リアクトル２０による阻止期間が延び
コンデンサ７の電圧上昇が抑制されるのは既に実施例で
説明した通りである。コンデンサ７の電圧が所定値Ｅｃ
ｔｈ以下の場合には、第１，第２のトランジスタ２２
３、２２６が遮断状態となり、制御電流は流れない。制
御電流が流れないと、可飽和リアクトル２０による阻止
期間が固有の最小値に固定されるのは既に実施例で説明
した通りである。
と、第１，第２のトランジスタ２２３，２２６が能動状
態となり、バイアス電源２２０からダイオード２２７と
抵抗２２８を介して、可飽和リアクトル２０に設けられ
た制御巻線２１に制御電流を流す。制御電流が流れるこ
とにより、可飽和リアクトル２０による阻止期間が延び
コンデンサ７の電圧上昇が抑制されるのは既に実施例で
説明した通りである。コンデンサ７の電圧が所定値Ｅｃ
ｔｈ以下の場合には、第１，第２のトランジスタ２２
３、２２６が遮断状態となり、制御電流は流れない。制
御電流が流れないと、可飽和リアクトル２０による阻止
期間が固有の最小値に固定されるのは既に実施例で説明
した通りである。
【００２５】以上のように、第２の制御回路２２はコン
デンサ７の電圧の上昇を抑制するという動作に限定すれ
ば、少ない部品で簡易な回路で構成できる。なお、上記
の各実施例において、スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータとしてフィードフォワードコンバータを用いて説明
してきたが、他のスイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバータ
であってもよいことは言うまでもない。
デンサ７の電圧の上昇を抑制するという動作に限定すれ
ば、少ない部品で簡易な回路で構成できる。なお、上記
の各実施例において、スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータとしてフィードフォワードコンバータを用いて説明
してきたが、他のスイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバータ
であってもよいことは言うまでもない。
【００２６】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、入力交流
電源からの交流電圧を整流回路を介して入力される昇圧
コンバータと、その直流電圧を出力されるコンデンサ
と、前記コンデンサの電圧を入力されるスイッチング式
ＤＣ−ＤＣコンバータとのスイッチング素子を兼用し、
前記スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
安定化するよう所定のオンオフ比で前記スイッチング素
子を駆動する第１の制御回路を有するスイッチング電源
装置において、可飽和リアクトルと第２の制御回路を設
けたため、可飽和リアクトルがスイッチング素子のオン
期間内にチョークコイルを介して流れる入力電流の導通
期間を調整し、コンデンサへの充電電流を制限すること
によりコンデンサ電圧を調整することができ、力率を向
上し入力交流電流の高調波成分を低減しながらも、高入
力や軽負荷時のコンデンサの電圧の上昇を抑制すること
ができる優れたスイッチング電源装置を実現できるもの
である。
電源からの交流電圧を整流回路を介して入力される昇圧
コンバータと、その直流電圧を出力されるコンデンサ
と、前記コンデンサの電圧を入力されるスイッチング式
ＤＣ−ＤＣコンバータとのスイッチング素子を兼用し、
前記スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を
安定化するよう所定のオンオフ比で前記スイッチング素
子を駆動する第１の制御回路を有するスイッチング電源
装置において、可飽和リアクトルと第２の制御回路を設
けたため、可飽和リアクトルがスイッチング素子のオン
期間内にチョークコイルを介して流れる入力電流の導通
期間を調整し、コンデンサへの充電電流を制限すること
によりコンデンサ電圧を調整することができ、力率を向
上し入力交流電流の高調波成分を低減しながらも、高入
力や軽負荷時のコンデンサの電圧の上昇を抑制すること
ができる優れたスイッチング電源装置を実現できるもの
である。
【図１】本発明のスイッチング電源装置の第１の実施例
の構成図である。
の構成図である。
【図２】同実施例の要部の波形図である。
【図３】同実施例のコンデンサ７の電圧の変化を示す特
性図である。
性図である。
【図４】第２の実施例の構成図である。
【図５】第１の実施例の第２の制御回路の具体的な構成
図である。
図である。
【図６】従来のスイッチング電源装置の構成図である。
１ 入力交流電源 ２ 入力フィルタ ３ 全波整流回路 ４ チョークコイル ５ 第１のダイオード ６ 第２のダイオード ７ コンデンサ ８ スイッチング素子 ９ リセットダイオード １０ トランス １４ ダイオード １５ ダイオード １６ 平滑チョーク １７ 出力コンデンサ １８ 負荷 １９ 第１の制御回路 ２０ 可飽和リアクトル ２１ 制御巻線 ２２ 第２の制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小林 義則 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (72)発明者 関根 豊 埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業 株式会社工場内 (56)参考文献 特開 平２−237465（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−286770（ＪＰ，Ａ) 特公 昭42−16384（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 H02M 3/00 - 3/44
Claims (3)
- 【請求項１】 整流回路を介して入力された入力交流電
圧が、チョークコイルとスイッチング素子とダイオード
とからなる昇圧コンバータに印加され、昇圧コンバータ
の出力の直流電圧をコンデンサに出力するとともに、前
記コンデンサの直流電圧を入力とし、トランスとスイッ
チング素子と出力整流平滑回路を有するスイッチング式
ＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、前記昇圧コンバータと
前記スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチン
グ素子を兼用し、スイッチング式ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧を安定化するよう前記スイッチング素子を駆
動する第１の制御回路とを有するスイッチング電源装置
において、前記スイッチング素子がオンの時に前記チョ
ークコイルの電流が流れる経路に直列に接続された可飽
和リアクトルを設け、前記コンデンサの直流電圧を検出
するとともにこれを調整するよう前記可飽和リアクトル
を磁化する第２の制御回路を設けたスイッチング電源装
置。 - 【請求項２】 入力交流電源からの交流電圧を受電する
整流回路の正負出力端に、チョークコイルと可飽和リア
クトルとスイッチング素子との直列回路を接続し、前記
スイッチング素子の両端に、コンデンサとトランスの一
次巻線との直列回路を接続し、前記トランスの二次巻線
に、負荷に出力直流電圧を供給する出力整流平滑回路を
接続するとともに、出力整流平滑回路の出力直流電圧に
応じて前記スイッチング素子を駆動する第１の制御回路
を設け、前記コンデンサの電圧に応じて前記可飽和リア
クトルを磁化する第２の制御回路とからなるスイッチン
グ電源装置。 - 【請求項３】 第２の制御回路は、コンデンサの電圧が
規定電圧以上になると可飽和リアクトルが飽和しにくい
方向に可飽和リアクトルの制御巻線に電流を流すように
構成したことを特徴とする請求項１または請求項２記載
のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30958993A JP2918435B2 (ja) | 1993-12-10 | 1993-12-10 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30958993A JP2918435B2 (ja) | 1993-12-10 | 1993-12-10 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07170738A JPH07170738A (ja) | 1995-07-04 |
| JP2918435B2 true JP2918435B2 (ja) | 1999-07-12 |
Family
ID=17994857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30958993A Expired - Fee Related JP2918435B2 (ja) | 1993-12-10 | 1993-12-10 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2918435B2 (ja) |
-
1993
- 1993-12-10 JP JP30958993A patent/JP2918435B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07170738A (ja) | 1995-07-04 |
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