JPH0614534A - ２つの作動スイッチと単位電源ファクタ可能出力とを備えた順方向コンバータ - Google Patents
２つの作動スイッチと単位電源ファクタ可能出力とを備えた順方向コンバータInfo
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- JPH0614534A JPH0614534A JP5057639A JP5763993A JPH0614534A JP H0614534 A JPH0614534 A JP H0614534A JP 5057639 A JP5057639 A JP 5057639A JP 5763993 A JP5763993 A JP 5763993A JP H0614534 A JPH0614534 A JP H0614534A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 同時にオン状態やオフ状態とされる必要なし
に、たった２つのスイッチの状態制御によって、負荷に
供給される入力ライン電流若しくは出力電圧の制御を可
能とする。 【構成】 スイッチングデバイスを制御することによ
り、入力電圧の後に続いて単位電力ファクタをつくり出
すような正弦波入力電流に対して、出力電圧のゆるいレ
ギュレーションを与え、また、非常に高い電力ファクタ
を入力電源に達成している間は、出力電圧の厳しいレギ
ュレーションを与える。
に、たった２つのスイッチの状態制御によって、負荷に
供給される入力ライン電流若しくは出力電圧の制御を可
能とする。 【構成】 スイッチングデバイスを制御することによ
り、入力電圧の後に続いて単位電力ファクタをつくり出
すような正弦波入力電流に対して、出力電圧のゆるいレ
ギュレーションを与え、また、非常に高い電力ファクタ
を入力電源に達成している間は、出力電圧の厳しいレギ
ュレーションを与える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般には電力変換装置、
更に言えば、交流から直流への順方向コンバータに関す
る。
更に言えば、交流から直流への順方向コンバータに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】スイッチ型モード電源の使用が拡大した
こと、及びその他の要因により、このような負荷が接続
される電力装置に不所望な調波が生じる。スイッチ型モ
ード電源に対するＩＥＣ５５５−２のような調波ライン
電流標準の結果、単位電力ファクタを達成するような電
源を幾つか製造することで、設計を適合させることとな
った。電力の入力ステージでは、作動スイッチコンバー
タの使用、及び／又は、受動フィルタ素子の使用を含
め、様々な設計が、電力コンバータの入力波の質の改善
に役立つ。例えば、K. Kit Sumによる「 Power Factor
Correction for Single Phase Input Supplies」、PCIM
社、１９８９年１２月号、第１８頁〜２３頁、J.J Span
glerによる「A Power Factort Corrected MOSFET Multi
ple Output Flyback Switching Power Supply 」、電力
変換国際ＰＣＩ会議会報を参照のこと。
こと、及びその他の要因により、このような負荷が接続
される電力装置に不所望な調波が生じる。スイッチ型モ
ード電源に対するＩＥＣ５５５−２のような調波ライン
電流標準の結果、単位電力ファクタを達成するような電
源を幾つか製造することで、設計を適合させることとな
った。電力の入力ステージでは、作動スイッチコンバー
タの使用、及び／又は、受動フィルタ素子の使用を含
め、様々な設計が、電力コンバータの入力波の質の改善
に役立つ。例えば、K. Kit Sumによる「 Power Factor
Correction for Single Phase Input Supplies」、PCIM
社、１９８９年１２月号、第１８頁〜２３頁、J.J Span
glerによる「A Power Factort Corrected MOSFET Multi
ple Output Flyback Switching Power Supply 」、電力
変換国際ＰＣＩ会議会報を参照のこと。
【０００３】利用されている回路構造の多くは、ユーテ
ィリティ端末における高圧整流器と直流−直流コンバー
タの直流バスとの間に、ブーストコンバータを含む。こ
のようなシステム例が、Carpenter に付与された米国特
許第4,437,146 号、「BoostPower Supply Having Power
Factor Correction Circuit 」に開示されている。こ
のようなシステムでは、直流バスコンデンサが、中間エ
ネルギー蓄積装置を提供し、入力電力の揺らぎを滑らか
なものにする。直流−直流コンバータはまた、高周波ア
イソレーション、電圧の階段状降下、出力電圧の線路電
流変動率及び負荷変動分を与える。中間レベルから高電
力レベルに至るまでにおいて、２つのトランジスタ順方
向電圧コンバータが直流−直流コンバータに共通に使用
されてきた。独立した２つの電力ステージの使用は、入
力電流の形成の問題と出力レギュレーションの問題を分
離してくれるものであり、この結果、これらを別々に取
り扱って、異なる電力ステージによって解決することが
可能となる。このようなアプローチは、効果的ではある
が、付加的なスイッチ素子によって、全システムが必要
とするコストは更に増大する。
ィリティ端末における高圧整流器と直流−直流コンバー
タの直流バスとの間に、ブーストコンバータを含む。こ
のようなシステム例が、Carpenter に付与された米国特
許第4,437,146 号、「BoostPower Supply Having Power
Factor Correction Circuit 」に開示されている。こ
のようなシステムでは、直流バスコンデンサが、中間エ
ネルギー蓄積装置を提供し、入力電力の揺らぎを滑らか
なものにする。直流−直流コンバータはまた、高周波ア
イソレーション、電圧の階段状降下、出力電圧の線路電
流変動率及び負荷変動分を与える。中間レベルから高電
力レベルに至るまでにおいて、２つのトランジスタ順方
向電圧コンバータが直流−直流コンバータに共通に使用
されてきた。独立した２つの電力ステージの使用は、入
力電流の形成の問題と出力レギュレーションの問題を分
離してくれるものであり、この結果、これらを別々に取
り扱って、異なる電力ステージによって解決することが
可能となる。このようなアプローチは、効果的ではある
が、付加的なスイッチ素子によって、全システムが必要
とするコストは更に増大する。
【０００４】
【発明の概要】本発明の電力コンバータは、入力ブース
トコンバータと出力順方向コンバータとを、単一の電力
ステージに組み込み、たった２つの作動スイッチしか持
たない簡易な回路形態を提供する。にもかかわらず、入
力ライン電流制御に理想的な出力レギュレーションを与
えるようにして作動されている場合に、この回路は、単
位電力ファクタを得ることができ、また、完全な出力レ
ギュレーションを与えて入力ライン上の単位電力ファク
タを閉じることができる。本発明のコンバータは、主ノ
ードに電流を供給する入力インダクタに、整流された電
圧を与える入力整流器を含む。主ノードからダイオード
を通じて、直流バス供給ラインに電流を与え、直流バス
戻りラインは、整流器に電流を戻す。エネルギー蓄積用
コンデンサは、直流バスライン２５と２９の両端に接続
される。更に、これらの直流バスラインの両端に、第１
の制御可能なスイッチングデバイスと、ダイオードとが
接続される。高周波変成器は、第１のスイッチングデバ
イスとダイオードと主メモリとの間の接合部の間に接続
される。第２の変成器は、インダクタに整流電流を与え
る整流器と、負荷に直流出力電圧を印加するコンデンサ
フィルタに接続される。トランジスタのような第２のゲ
ート制御用スイッチングデバイスは、主ノードと戻り直
流バスラインの間に接続される。他の作動スイッチは、
これ以上必要としない。
トコンバータと出力順方向コンバータとを、単一の電力
ステージに組み込み、たった２つの作動スイッチしか持
たない簡易な回路形態を提供する。にもかかわらず、入
力ライン電流制御に理想的な出力レギュレーションを与
えるようにして作動されている場合に、この回路は、単
位電力ファクタを得ることができ、また、完全な出力レ
ギュレーションを与えて入力ライン上の単位電力ファク
タを閉じることができる。本発明のコンバータは、主ノ
ードに電流を供給する入力インダクタに、整流された電
圧を与える入力整流器を含む。主ノードからダイオード
を通じて、直流バス供給ラインに電流を与え、直流バス
戻りラインは、整流器に電流を戻す。エネルギー蓄積用
コンデンサは、直流バスライン２５と２９の両端に接続
される。更に、これらの直流バスラインの両端に、第１
の制御可能なスイッチングデバイスと、ダイオードとが
接続される。高周波変成器は、第１のスイッチングデバ
イスとダイオードと主メモリとの間の接合部の間に接続
される。第２の変成器は、インダクタに整流電流を与え
る整流器と、負荷に直流出力電圧を印加するコンデンサ
フィルタに接続される。トランジスタのような第２のゲ
ート制御用スイッチングデバイスは、主ノードと戻り直
流バスラインの間に接続される。他の作動スイッチは、
これ以上必要としない。
【０００５】動作中、第２のスイッチングデバイスをオ
ン状態として（ＡＣ入力電源の間隔に比べて短い間隔の
間）、電流を入力インダクタに導電し、その後オフ状態
として、インダクタから直流バス供給ラインに電流を駆
動し、エネルギー蓄積用コンデンサを荷電する。第１及
び第２のスイッチングデバイスが共にオン状態とされて
いるとき、コンデンサは、スイッチングデバイスを介し
て、変成器を通じて負荷に電力を供給する。コンデンサ
の再チャージ及び変成器コアのリセットを行うことによ
り、変成器磁化電流を各サイクル毎に０に駆動するのに
十分な時間間隔の間中、各スイッチングデバイスがオフ
状態とされる。一般に、この時間間隔は、少なくとも、
これらスイッチの両方がオン状態とされたときに、コン
デンサからの順方向電力が、変成器を通じてコンデンサ
から変成される時間間隔の間中である。しかしながら、
これらのスイッチは、同時に、オン状態やオフ状態とさ
れる必要はなく、これら２つのスイッチのターンオン及
びターンオフの制御により、負荷に供給される入力ライ
ン電流若しくは出力電圧の制御が可能となる。
ン状態として（ＡＣ入力電源の間隔に比べて短い間隔の
間）、電流を入力インダクタに導電し、その後オフ状態
として、インダクタから直流バス供給ラインに電流を駆
動し、エネルギー蓄積用コンデンサを荷電する。第１及
び第２のスイッチングデバイスが共にオン状態とされて
いるとき、コンデンサは、スイッチングデバイスを介し
て、変成器を通じて負荷に電力を供給する。コンデンサ
の再チャージ及び変成器コアのリセットを行うことによ
り、変成器磁化電流を各サイクル毎に０に駆動するのに
十分な時間間隔の間中、各スイッチングデバイスがオフ
状態とされる。一般に、この時間間隔は、少なくとも、
これらスイッチの両方がオン状態とされたときに、コン
デンサからの順方向電力が、変成器を通じてコンデンサ
から変成される時間間隔の間中である。しかしながら、
これらのスイッチは、同時に、オン状態やオフ状態とさ
れる必要はなく、これら２つのスイッチのターンオン及
びターンオフの制御により、負荷に供給される入力ライ
ン電流若しくは出力電圧の制御が可能となる。
【０００６】本発明のコンバータに用いるコントローラ
は、スイッチングデバイスを制御することにより、入力
電圧の後に続いて単位電力ファクタをつくり出すような
正弦波入力電流に対して、出力電圧のゆるい(loose) レ
ギュレーションを与え、また、非常に高い電力ファクタ
を入力電源に達成している間は、出力電圧の厳しい(tig
ht) レギュレーションを与えるようにすることができ
る。従来のブーストコンバータを用いたコンバータ回路
では、最低でも３つのスイッチングデバイスが必要であ
ったが、本発明によれば、たった２個のスイッチで、こ
のような制御を達成することができる。
は、スイッチングデバイスを制御することにより、入力
電圧の後に続いて単位電力ファクタをつくり出すような
正弦波入力電流に対して、出力電圧のゆるい(loose) レ
ギュレーションを与え、また、非常に高い電力ファクタ
を入力電源に達成している間は、出力電圧の厳しい(tig
ht) レギュレーションを与えるようにすることができ
る。従来のブーストコンバータを用いたコンバータ回路
では、最低でも３つのスイッチングデバイスが必要であ
ったが、本発明によれば、たった２個のスイッチで、こ
のような制御を達成することができる。
【０００７】本発明の他の目的、特徴及び利点は、添付
図面と共に以下の詳細な説明から、明かとなるであろ
う。
図面と共に以下の詳細な説明から、明かとなるであろ
う。
【０００８】
【実施例】図１に本発明による単位電力ファクタ順方向
コンバータの電力回路を、参照番号１０により、回路図
の形態で示す。コンバータ回路１０は、入力ライン１１
及び１２上の単相ＡＣ入力電力を受ける。この電力は、
ダイオード１３、１４、１５から成る全ブリッジ(full
bridge) 整流器によって整流され、出力ライン１８及び
戻りライン１９上に直流電圧を供給する。ライン１８上
の電流は入力インダクタ２１に供給される。インダクタ
２１からの電流は主ノード２２に流入する。整流ダイオ
ード２４は、主ノード２２と供給直流バスライン２５の
間に接続される。戻りライン１９は、戻り直流バスライ
ンとして機能する。エネルギー蓄積用コンデンサ２７
は、直流バスライン２５及び１９の両端に接続される。
更に、これらの直流バスラインの両端に、制御用スイッ
チングデバイス２９とダイオード３０が接続されてお
り、それらはノード３１で接合されている。スイッチン
グデバイス２９は、ＭＯＳＦＥＴのような、種々のゲー
トターンオフスイッチングデバイスの中のいづれであっ
てもよい。高周波変成器３４は、スイッチングデバイス
２９とダイオード３０を接続するノード３１と、主ノー
ド２２との間に接続された第１部分３５を備える。第２
のスイッチングデバイス３２（例えば、電力ＭＯＳＦＥ
Ｔ）は、主ノード２２と直流バス戻りライン１９の間に
接続される。変成器３４の第２部分３６は、直流電圧を
フィルタに供給する整流ダイオード４０にその出力を与
え、また、図１で抵抗４３として示した負荷にその直流
出力電圧Ｖ0 を供給する一連のインダクタ４１、並列コ
ンデンサ４２を備える。インダクタ４１とコンデンサ４
２の両端に、バイパスダイオード４４も接続される。本
発明では、制御信号を第１及び第２スイッチングデバイ
ス２９、３２のそれぞれに与え、ＡＣ入力ライン１１及
び１２から負荷４３に供給された直流電力に、ＡＣ入力
ライン１１、１２における実質的な単位電力ファクタを
提供し、そうして入力ライン電流制御と出力電圧制御の
両方を行なう。通常のスイッチング周波数は、２０ＫＨ
ｚ〜１００ＫＨｚである。
コンバータの電力回路を、参照番号１０により、回路図
の形態で示す。コンバータ回路１０は、入力ライン１１
及び１２上の単相ＡＣ入力電力を受ける。この電力は、
ダイオード１３、１４、１５から成る全ブリッジ(full
bridge) 整流器によって整流され、出力ライン１８及び
戻りライン１９上に直流電圧を供給する。ライン１８上
の電流は入力インダクタ２１に供給される。インダクタ
２１からの電流は主ノード２２に流入する。整流ダイオ
ード２４は、主ノード２２と供給直流バスライン２５の
間に接続される。戻りライン１９は、戻り直流バスライ
ンとして機能する。エネルギー蓄積用コンデンサ２７
は、直流バスライン２５及び１９の両端に接続される。
更に、これらの直流バスラインの両端に、制御用スイッ
チングデバイス２９とダイオード３０が接続されてお
り、それらはノード３１で接合されている。スイッチン
グデバイス２９は、ＭＯＳＦＥＴのような、種々のゲー
トターンオフスイッチングデバイスの中のいづれであっ
てもよい。高周波変成器３４は、スイッチングデバイス
２９とダイオード３０を接続するノード３１と、主ノー
ド２２との間に接続された第１部分３５を備える。第２
のスイッチングデバイス３２（例えば、電力ＭＯＳＦＥ
Ｔ）は、主ノード２２と直流バス戻りライン１９の間に
接続される。変成器３４の第２部分３６は、直流電圧を
フィルタに供給する整流ダイオード４０にその出力を与
え、また、図１で抵抗４３として示した負荷にその直流
出力電圧Ｖ0 を供給する一連のインダクタ４１、並列コ
ンデンサ４２を備える。インダクタ４１とコンデンサ４
２の両端に、バイパスダイオード４４も接続される。本
発明では、制御信号を第１及び第２スイッチングデバイ
ス２９、３２のそれぞれに与え、ＡＣ入力ライン１１及
び１２から負荷４３に供給された直流電力に、ＡＣ入力
ライン１１、１２における実質的な単位電力ファクタを
提供し、そうして入力ライン電流制御と出力電圧制御の
両方を行なう。通常のスイッチング周波数は、２０ＫＨ
ｚ〜１００ＫＨｚである。
【０００９】本発明は、独立した２つの特質、即ち、入
力ライン電流（ライン１１及び１２上の電流）と出力電
圧Ｖ0 の制御を問題としたものである。本発明を理解す
るためには、所望の制御機能を与えるようにして設計可
能である、設計上の自由度の度合いを認識することが、
その助けとなる。コンバータ回路１０で最も重要な条件
は、高周波変成器３４と関連付けられていることであ
る。各サイクル毎に、変成器磁化電流を０に駆動して、
変成器コアをリセットしなければならない。このこと
は、２個のスイッチ２９、３２が一般に、少なくとも順
方向電力変成間隔の間中、オフ状態であることを強要す
る。しかしながら、これらの両方のスイッチを、同時に
オン状態やオフ状態とする必要はない。このような自由
度が、所望とする制御機能を達成するために使用され
る。
力ライン電流（ライン１１及び１２上の電流）と出力電
圧Ｖ0 の制御を問題としたものである。本発明を理解す
るためには、所望の制御機能を与えるようにして設計可
能である、設計上の自由度の度合いを認識することが、
その助けとなる。コンバータ回路１０で最も重要な条件
は、高周波変成器３４と関連付けられていることであ
る。各サイクル毎に、変成器磁化電流を０に駆動して、
変成器コアをリセットしなければならない。このこと
は、２個のスイッチ２９、３２が一般に、少なくとも順
方向電力変成間隔の間中、オフ状態であることを強要す
る。しかしながら、これらの両方のスイッチを、同時に
オン状態やオフ状態とする必要はない。このような自由
度が、所望とする制御機能を達成するために使用され
る。
【００１０】スイッチ２９、３２の状態機能である４つ
の可能なコンバータ電源回路の動作モードが、図９〜図
１２に示されている。図において、入力インダクタ２１
を通じる電流はＩ1 として示されており、変成器の第１
部分３５を通じる電流はＩ2として示されている。図９
のモードでは、スイッチ２９、３２は共にオフ状態とさ
れており、ダイオード２４にバイアスを戻すのに十分荷
電するまで、電流Ｉ1、Ｉ2 がコンデンサ２７に流入さ
れる。これが、回路の第１のコンデンサ荷電用モードで
あり、このモードでは第１の電流Ｉ2 である。図１０の
モードでは、スイッチ２９、３２は共にオン状態とされ
ており、そこからエネルギーを変成器に送ることによっ
てコンデンサを荷電し、入力インダクタ２１を通ずる電
流Ｉ1 をしだいにふやす。図１１は、スイッチ２９はオ
フ状態、スイッチ３２はオン状態とされた中間ノードを
示す。中間ノードによって、変成器電流Ｉ2 はなんらの
制限なく自由に流れることができ、入力インダクタ２１
を通ずる電流Ｉ1 をしだいにふやす。スイッチ２９はオ
ン状態、スイッチ３２はオフ状態とされた代替の中間モ
ードを図１２に示す。このモードでは、第１の電流Ｉ1
はなんらの制限なく自由に流され、コンデンサは、自身
の電圧がダイオード２４を再びバイアスさせるまで電流
Ｉ1 によって荷電される。各サイクルの間に、図９若し
くは図１２（若しくはそれら両方）の荷電モードにかか
る時間は、コンデンサ２７を再チャージして、一般に
は、電流Ｉ2 を０とするのに十分な時間でなければなら
ないことは明かであろう。しかしながら、各モードにか
かる時間長、及び、図１１及び図１２の中間モードの働
きにより、入力電流若しくは出力電圧を制御することが
可能とされる。
の可能なコンバータ電源回路の動作モードが、図９〜図
１２に示されている。図において、入力インダクタ２１
を通じる電流はＩ1 として示されており、変成器の第１
部分３５を通じる電流はＩ2として示されている。図９
のモードでは、スイッチ２９、３２は共にオフ状態とさ
れており、ダイオード２４にバイアスを戻すのに十分荷
電するまで、電流Ｉ1、Ｉ2 がコンデンサ２７に流入さ
れる。これが、回路の第１のコンデンサ荷電用モードで
あり、このモードでは第１の電流Ｉ2 である。図１０の
モードでは、スイッチ２９、３２は共にオン状態とされ
ており、そこからエネルギーを変成器に送ることによっ
てコンデンサを荷電し、入力インダクタ２１を通ずる電
流Ｉ1 をしだいにふやす。図１１は、スイッチ２９はオ
フ状態、スイッチ３２はオン状態とされた中間ノードを
示す。中間ノードによって、変成器電流Ｉ2 はなんらの
制限なく自由に流れることができ、入力インダクタ２１
を通ずる電流Ｉ1 をしだいにふやす。スイッチ２９はオ
ン状態、スイッチ３２はオフ状態とされた代替の中間モ
ードを図１２に示す。このモードでは、第１の電流Ｉ1
はなんらの制限なく自由に流され、コンデンサは、自身
の電圧がダイオード２４を再びバイアスさせるまで電流
Ｉ1 によって荷電される。各サイクルの間に、図９若し
くは図１２（若しくはそれら両方）の荷電モードにかか
る時間は、コンデンサ２７を再チャージして、一般に
は、電流Ｉ2 を０とするのに十分な時間でなければなら
ないことは明かであろう。しかしながら、各モードにか
かる時間長、及び、図１１及び図１２の中間モードの働
きにより、入力電流若しくは出力電圧を制御することが
可能とされる。
【００１１】制御における重要な制限は、入力ＡＣ電圧
がサイクル毎に２回ほど０電圧に減少するという事実か
ら生じる。これらの状態下で、正弦波であるべき入力電
流を制御し、それと同時に、整流された出力電圧に低周
波数成分が存在しないことを確実にすることは不可能で
ある。しかしながら、２つの作業の中の一方を、より良
好に実行することができる。どちらの作業を優先するか
どうかは、適用事由によって独立している。例えば、バ
ルク電力コンバータに適用する場合、試験準備装置にお
けるものとしては、出力リプルの仕様があまりに厳しす
ぎる。これに対して、出力レギュレーションに優先順位
付けを行なうと、それにもかかわらず、非常に高い電力
ファクタを入力ライン上で達成することが可能である。
がサイクル毎に２回ほど０電圧に減少するという事実か
ら生じる。これらの状態下で、正弦波であるべき入力電
流を制御し、それと同時に、整流された出力電圧に低周
波数成分が存在しないことを確実にすることは不可能で
ある。しかしながら、２つの作業の中の一方を、より良
好に実行することができる。どちらの作業を優先するか
どうかは、適用事由によって独立している。例えば、バ
ルク電力コンバータに適用する場合、試験準備装置にお
けるものとしては、出力リプルの仕様があまりに厳しす
ぎる。これに対して、出力レギュレーションに優先順位
付けを行なうと、それにもかかわらず、非常に高い電力
ファクタを入力ライン上で達成することが可能である。
【００１２】ｄをデューティ比 (duty ratio) 、スイッ
チ２９とＶi 及びＶdcをそれぞれ入力整流ＡＣ電圧と直
流バス電圧の瞬時値と定義した場合、インダクタ２１両
端の電圧第２バランス（volt-second balance)は、以下
の関係を満たす。 （１−ｄ）Ｖdc＝Ｖi （１） 同様に、ｄ’をスイッチ３２のデューティ比、ＶO を出
力電圧と定義すると、単位巻数比変成器を用いて、変成
器コアリセット拘束 (constraint) ： ｄ’＜ ｄ’max ＝０．５−│０．５−ｄ│ （３） の下で、 ｄ’Ｖdc＝ＶO （２） となる。（１）の関係から、Ｖdcは、入力整流ＡＣ電圧
波形のピークＶP よりも大きないづれの所望の値にでも
制御され得ることは明かである。
チ２９とＶi 及びＶdcをそれぞれ入力整流ＡＣ電圧と直
流バス電圧の瞬時値と定義した場合、インダクタ２１両
端の電圧第２バランス（volt-second balance)は、以下
の関係を満たす。 （１−ｄ）Ｖdc＝Ｖi （１） 同様に、ｄ’をスイッチ３２のデューティ比、ＶO を出
力電圧と定義すると、単位巻数比変成器を用いて、変成
器コアリセット拘束 (constraint) ： ｄ’＜ ｄ’max ＝０．５−│０．５−ｄ│ （３） の下で、 ｄ’Ｖdc＝ＶO （２） となる。（１）の関係から、Ｖdcは、入力整流ＡＣ電圧
波形のピークＶP よりも大きないづれの所望の値にでも
制御され得ることは明かである。
【００１３】入力電流レギュレーションが、制御の優先
順位付けを行った場合、 ｄ＝１−│ＶP sin ωt / Ｖdc│ （４）である。
これにより、拘束式は以下の形となる。 ｄ’max ＝０．５−│０．５−│ＶP sin ωt / Ｖdc││ （５） また、 Ｖomax＝Ｖdc（０．５−│０．５−│０．５─ＶP sin
ωt / Ｖdc││）（６）である。
順位付けを行った場合、 ｄ＝１−│ＶP sin ωt / Ｖdc│ （４）である。
これにより、拘束式は以下の形となる。 ｄ’max ＝０．５−│０．５−│ＶP sin ωt / Ｖdc││ （５） また、 Ｖomax＝Ｖdc（０．５−│０．５−│０．５─ＶP sin
ωt / Ｖdc││）（６）である。
【００１４】図２及び図３は、ＶP ／Ｖdc＝０．６６と
０．５のそれぞれに関して、ｄ’ma x を、時間の関数と
して示したものである。一方、出力レギュレーション
が、入力レギュレーションよりもより優先した順位を持
つよう選択すると、出力電圧ＶO は、Ｖdc／２以下のい
ずれかの値となるように制御され得る。この場合、 ｄ’＝ＶO ／Ｖdc （７）である。
０．５のそれぞれに関して、ｄ’ma x を、時間の関数と
して示したものである。一方、出力レギュレーション
が、入力レギュレーションよりもより優先した順位を持
つよう選択すると、出力電圧ＶO は、Ｖdc／２以下のい
ずれかの値となるように制御され得る。この場合、 ｄ’＝ＶO ／Ｖdc （７）である。
【００１５】この動作モードに対する拘束は、 ｄ’＝ｄ min ＜ ｄ ＜ ｄmax ＝（１−ｄ’）
（８）である。入力ＡＣ電圧がＶiminとＶimax' の間に
存在するときのこれらの間隔において、入力電流上の制
御を利用することが可能であり、ここでは、 Ｖimin＝ｄ’Ｖdc （９） Ｖimax＝（１−ｄ’）Ｖdc （１０） である。
（８）である。入力ＡＣ電圧がＶiminとＶimax' の間に
存在するときのこれらの間隔において、入力電流上の制
御を利用することが可能であり、ここでは、 Ｖimin＝ｄ’Ｖdc （９） Ｖimax＝（１−ｄ’）Ｖdc （１０） である。
【００１６】図４及び図５は、ＶO ／Ｖdc＝０．３３及
び０，２のそれぞれに関して、制御が利用可能な範囲を
時間の関数として示しており、ここでは、ＶP ／Ｖdc＝
０．６６である。入力電流における制御は、サイクルの
非常に多くの部分を保持しており、入力電圧が０ボルト
に近づいたときにのみ喪失されることに、注意すべきで
ある。
び０，２のそれぞれに関して、制御が利用可能な範囲を
時間の関数として示しており、ここでは、ＶP ／Ｖdc＝
０．６６である。入力電流における制御は、サイクルの
非常に多くの部分を保持しており、入力電圧が０ボルト
に近づいたときにのみ喪失されることに、注意すべきで
ある。
【００１７】このため、制御が喪失されたときでも、入
力電流は、その間隔の上で、それが問題になる程は変化
しないということが確実なものとされる。図６及び図７
は、それぞれ、全入力電流のシュミレート波形とその高
周波数部分を示しており、これは、出力電圧制御を優先
して動作している間、入力ライン電流は正弦波に近似
し、実質的に単位電力ファクタであるような０．９５４
〜０，９８という高い電力ファクタを有することを証明
している。
力電流は、その間隔の上で、それが問題になる程は変化
しないということが確実なものとされる。図６及び図７
は、それぞれ、全入力電流のシュミレート波形とその高
周波数部分を示しており、これは、出力電圧制御を優先
して動作している間、入力ライン電流は正弦波に近似
し、実質的に単位電力ファクタであるような０．９５４
〜０，９８という高い電力ファクタを有することを証明
している。
【００１８】図４及び５から明かなように、出力電圧を
減少させることは、入力側の制御範囲を非常に強化する
結果となる。一方、出力電圧を減少させてライン電流を
改善することは、スイッチングデバイスと変成器の両方
の定格に悪影響を与えることになる。スイッチングデバ
イス２９、３２は、共に、最大記憶コンデンサ電圧Ｖdc
を処理するような定格とされている。導電中、スイッチ
３２は、ＩP ＋ＩO の最大電流を通流させる。ここで、
ＩP はピーク入力電流であり、ＩO は負荷に対する出力
電流である（単位巻数比変成器を仮定している）。変成
器磁化電流を無視した場合、スイッチ２９はＩO のピー
ク電流を流通させる。コンバータ損失がないと仮定する
と、入力電力Ｐinは出力電力ＰO に等しい。
減少させることは、入力側の制御範囲を非常に強化する
結果となる。一方、出力電圧を減少させてライン電流を
改善することは、スイッチングデバイスと変成器の両方
の定格に悪影響を与えることになる。スイッチングデバ
イス２９、３２は、共に、最大記憶コンデンサ電圧Ｖdc
を処理するような定格とされている。導電中、スイッチ
３２は、ＩP ＋ＩO の最大電流を通流させる。ここで、
ＩP はピーク入力電流であり、ＩO は負荷に対する出力
電流である（単位巻数比変成器を仮定している）。変成
器磁化電流を無視した場合、スイッチ２９はＩO のピー
ク電流を流通させる。コンバータ損失がないと仮定する
と、入力電力Ｐinは出力電力ＰO に等しい。
【００１９】 Ｐin＝ＶP ＩP ／２ （１１）及び、 ＩP ＝（２ＰO ）／ＶP （１２） スイッチ３２のユニット毎の電圧・アンペア（ＶＡ）定
格はＰd2であり、ここで、 Ｐd2＝Ｖdc（ＩP ＋ＩO ） （１３）である。
格はＰd2であり、ここで、 Ｐd2＝Ｖdc（ＩP ＋ＩO ） （１３）である。
【００２０】同様に、スイッチ２９に対して、Ｐd1のユ
ニット毎のＶＡ定格は、Ｐd1＝ＶdcＩO である。以下の
表１は、
ニット毎のＶＡ定格は、Ｐd1＝ＶdcＩO である。以下の
表１は、
【００２１】
【数１】 の数値を示す。 表１ 1 Ｖdc／ＶP Ｐd2 Ｐd1 総計 2 1 6.99442633 4.99442633 11.9888527 3 1.1 6.35074357 4.15074357 10.5014871 4 1.2 6.08113501 3.68113501 9.76227002 5 1.3 5.99447142 3.39447142 9.38894285 6 1.4 6.01270903 3.21270903 9.22541805 7 1.5 6.0985569 3.0985569 9.1971138 8 1.6 6.23261638 3.03261638 9.26523275 9 1.7 6.40475213 3.00475213 9.40950426 10 1.8 6.61075471 3.01075471 9.62150942 11 1.9 6.85212453 3.05212453 9.90424906 12 2 7.14500891 3.14500891 10.2900178 表のデータは、Ｖdc＝１．５ＶP に対する総デバイス定
格が９．２ｐ．ｕであり、Ｖdcが変更されたときにも、
この総デバイス定格がそう大きく変化することはないこ
とを示す。１１５ボルトＡＣ入力に対して、ＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチングデバイスは、２ＫＷの電力定格まで、例
えば、Ｖdc＝１．５ＶP に対してＶdc＝２５０ボルトを
用いて、使用することができる。
格が９．２ｐ．ｕであり、Ｖdcが変更されたときにも、
この総デバイス定格がそう大きく変化することはないこ
とを示す。１１５ボルトＡＣ入力に対して、ＭＯＳＦＥ
Ｔスイッチングデバイスは、２ＫＷの電力定格まで、例
えば、Ｖdc＝１．５ＶP に対してＶdc＝２５０ボルトを
用いて、使用することができる。
【００２２】スイッチングデバイス２９及び３２のスイ
ッチ動作を制御するためのコントローラの一例を図８に
示す。所望の出力電圧を表示する電圧値ＶO * を加算用
接合部７２の負極の入力に向かうライン７０に与え、負
荷４３の両端の実際の出力電圧ＶO を加算用接合部７２
に対するライン７１上に与える。ライン７３上の加算装
置７２の出力は、比例積分コントローラ７５に与える。
ライン７６上のコントローラ７５の出力は、電流センサ
からの出力電流ＩO を表示するライン７８上の信号をも
受信するような、加算接合部７７の負極の入力に与えら
れる。ライン７９上の加算用接合部７７の出力はリミッ
タに与える。更に、このリミッタの出力は、そのセット
入力においてライン８３上のシステム発振スイッチング
信号Ｆs（例えば、２０ＫＨｚにおける）を受信するよ
うな、フリップフロップ８２のリセット入力に与えられ
る。ライン８５上のフリップフロップ８２の出力は、ス
イッチングデバイス２９のゲートに与えられる。この信
号は、フリップフロップ８７のリセット入力に向かうラ
イン８６上にも与えられる。ライン８５上の信号は、積
分器８９に対するライン８８上にも与えられ、その出力
は、リミッタ９０に与えられる。ライン９１上のリミッ
タの出力は、ＡＮＤゲート９２の１つの入力に与えら
れ、ライン９３上のその出力は、フリップフロップ８７
に対するセット入力を与える。コントローラの第２のル
ープは、（例えば、電位差計からの）ライン９５上の所
望の直流バス電圧Ｖdc * と、加算接合部９６におけるラ
イン９５上の実際の直流バス電圧Ｖdcを受ける。ライン
９７上の加算器９６の出力は、比例−積分コントローラ
９９に与え、これは、ライン１００上の出力信号をマル
チプライヤ１０１に与える。マルチプライヤ１０１の他
の入力は、ライン１０２上に設けられた入力端末両端に
おける入力電圧Ｖinである。ライン１０４上のマルチプ
ライヤ１０１の出力は、入力ライン上の電流センサから
の入力電流信号Ｉnをもライン１０６上で受けるような
加算接合部１０５に与えられる。ライン１０７上の加算
器１０５の出力は、リミッタ１０９に与えられ、リミッ
タの他の出力は、ＡＮＤゲート９２の他の入力に対する
ライン１１０上に与えられる。フリップフロップ８７の
出力は、スイッチングデバイス３２のゲートに向かうラ
イン１１３上に与えられる。
ッチ動作を制御するためのコントローラの一例を図８に
示す。所望の出力電圧を表示する電圧値ＶO * を加算用
接合部７２の負極の入力に向かうライン７０に与え、負
荷４３の両端の実際の出力電圧ＶO を加算用接合部７２
に対するライン７１上に与える。ライン７３上の加算装
置７２の出力は、比例積分コントローラ７５に与える。
ライン７６上のコントローラ７５の出力は、電流センサ
からの出力電流ＩO を表示するライン７８上の信号をも
受信するような、加算接合部７７の負極の入力に与えら
れる。ライン７９上の加算用接合部７７の出力はリミッ
タに与える。更に、このリミッタの出力は、そのセット
入力においてライン８３上のシステム発振スイッチング
信号Ｆs（例えば、２０ＫＨｚにおける）を受信するよ
うな、フリップフロップ８２のリセット入力に与えられ
る。ライン８５上のフリップフロップ８２の出力は、ス
イッチングデバイス２９のゲートに与えられる。この信
号は、フリップフロップ８７のリセット入力に向かうラ
イン８６上にも与えられる。ライン８５上の信号は、積
分器８９に対するライン８８上にも与えられ、その出力
は、リミッタ９０に与えられる。ライン９１上のリミッ
タの出力は、ＡＮＤゲート９２の１つの入力に与えら
れ、ライン９３上のその出力は、フリップフロップ８７
に対するセット入力を与える。コントローラの第２のル
ープは、（例えば、電位差計からの）ライン９５上の所
望の直流バス電圧Ｖdc * と、加算接合部９６におけるラ
イン９５上の実際の直流バス電圧Ｖdcを受ける。ライン
９７上の加算器９６の出力は、比例−積分コントローラ
９９に与え、これは、ライン１００上の出力信号をマル
チプライヤ１０１に与える。マルチプライヤ１０１の他
の入力は、ライン１０２上に設けられた入力端末両端に
おける入力電圧Ｖinである。ライン１０４上のマルチプ
ライヤ１０１の出力は、入力ライン上の電流センサから
の入力電流信号Ｉnをもライン１０６上で受けるような
加算接合部１０５に与えられる。ライン１０７上の加算
器１０５の出力は、リミッタ１０９に与えられ、リミッ
タの他の出力は、ＡＮＤゲート９２の他の入力に対する
ライン１１０上に与えられる。フリップフロップ８７の
出力は、スイッチングデバイス３２のゲートに向かうラ
イン１１３上に与えられる。
【００２３】順方向電力の転送は、一定のシウッチング
周波数（例えば、２０ＫＨｚ〜１００ＫＨｚ）で動作す
る内部の電流制御ループを通じて、出力電圧を調整する
外部のＰ−Ｉレギュレータを用いて制御される。この制
御計画は、実際的に、中間直流バス電圧の全てのリプル
を拒絶する。中間直流バス電圧は、入力電流の大きさを
指令する第２Ｐ−Ｉコントローラによって調整される。
これは、マルチプライヤを用いて、入力電圧に追随する
ような形態とされている。これは、ブーストトランジス
タ３２に対してスイッチング信号を発生し、変圧器フラ
ックスオブザーバと共に、各スイッチングサイクルにお
ける減磁化を確実なものとする。
周波数（例えば、２０ＫＨｚ〜１００ＫＨｚ）で動作す
る内部の電流制御ループを通じて、出力電圧を調整する
外部のＰ−Ｉレギュレータを用いて制御される。この制
御計画は、実際的に、中間直流バス電圧の全てのリプル
を拒絶する。中間直流バス電圧は、入力電流の大きさを
指令する第２Ｐ−Ｉコントローラによって調整される。
これは、マルチプライヤを用いて、入力電圧に追随する
ような形態とされている。これは、ブーストトランジス
タ３２に対してスイッチング信号を発生し、変圧器フラ
ックスオブザーバと共に、各スイッチングサイクルにお
ける減磁化を確実なものとする。
【００２４】まとめれば、本発明によるコンバータは、
以下の所望の特性、即ち、単一のステージ電力変換、単
位電力ファクタ入力、良好な出力電圧レギュレーショ
ン、理想的なデバイス及び変圧器定格、及び、カスケー
ド型のコンバータステージよりもより高い実効性の能
力、を特徴とする。本発明は、ここに述べた特別な実施
例に限定されるものではなく、その変形をも、特許請求
の範囲内に含む。
以下の所望の特性、即ち、単一のステージ電力変換、単
位電力ファクタ入力、良好な出力電圧レギュレーショ
ン、理想的なデバイス及び変圧器定格、及び、カスケー
ド型のコンバータステージよりもより高い実効性の能
力、を特徴とする。本発明は、ここに述べた特別な実施
例に限定されるものではなく、その変形をも、特許請求
の範囲内に含む。
【図１】本発明のよる単位電力ファクタ順方向コンバー
タ電力回路の回路図を示す図。
タ電力回路の回路図を示す図。
【図２】ＶP ／Ｖdc＝０．６６というブースト比に対し
て利用可能な入力電圧波形と出力電圧制御の範囲を示す
グラフ。
て利用可能な入力電圧波形と出力電圧制御の範囲を示す
グラフ。
【図３】ＶP ／Ｖdc＝０．５というブースト比に対して
利用可能な入力電圧波形と出力電圧制御の範囲を示すグ
ラフ。
利用可能な入力電圧波形と出力電圧制御の範囲を示すグ
ラフ。
【図４】ＶP ／Ｖdc＝０．３３という電圧転送比に対し
て利用可能な入力電圧波形と制御の範囲を示すグラフ。
て利用可能な入力電圧波形と制御の範囲を示すグラフ。
【図５】ＶP ／Ｖdc＝０．２という電圧転送比に対して
利用可能な入力電圧波形と制御の範囲を示すグラフ。
利用可能な入力電圧波形と制御の範囲を示すグラフ。
【図６】入力電流の全サイクル上にわたって、出力電圧
制御下での入力電流波形を示すグラフ。
制御下での入力電流波形を示すグラフ。
【図７】出力曲線波形の一部を示すグラフ。
【図８】本発明のコンバータに用いる電流モードコント
ローラのブロック図。
ローラのブロック図。
【図９】制御可能なスイッチの４つのモードの中の１つ
のモードに関して、回路を通じる回路パスを示したコン
バータ電力回路の簡易な回路図。
のモードに関して、回路を通じる回路パスを示したコン
バータ電力回路の簡易な回路図。
【図１０】制御可能なスイッチの４つのモードの中の１
つのモードに関して、回路を通じる回路パスを示したコ
ンバータ電力回路の簡易な回路図。
つのモードに関して、回路を通じる回路パスを示したコ
ンバータ電力回路の簡易な回路図。
【図１１】制御可能なスイッチの４つのモードの中の１
つのモードに関して、回路を通じる回路パスを示したコ
ンバータ電力回路の簡易な回路図。
つのモードに関して、回路を通じる回路パスを示したコ
ンバータ電力回路の簡易な回路図。
【図１２】制御可能なスイッチの４つのモードの中の１
つのモードに関して、回路を通じる回路パスを示したコ
ンバータ電力回路の簡易な回路図。
つのモードに関して、回路を通じる回路パスを示したコ
ンバータ電力回路の簡易な回路図。
１１，１２ 入力ライン １３，１４，１５ ダイオード １８ 出力ライン １９ 戻りライン ２１ 入力インダクタ ２２ 主ノード ２４ 整流ダイオード ２５ 供給直流バスライン ２７ エネルギー蓄積用コンデンサ ２９ 第１のスイッチングデバイス ３０ ダイオード ３１ ノード ３２ 第２のスイッチングデバイス ３４ 高周波変成器 ３５ 第１の部分 ４３ 負荷
Claims (8)
- 【請求項１】 交流から直流への順方向コンバータにお
いて、 ａ）交流入力ライン上の交流電圧を受け取って、この交
流電圧を自身からの出力ライン上の直流時間可変電圧に
整流するような入力整流手段と、 ｂ）入力整流手段からの出力ラインの１つにおいて、入
力整流手段から前記直流電圧を受け取って、そこから主
ノードに電流を与える入力インダクタと、 ｃ）直流バス供給ラインと、入力整流手段からの出力ラ
インの１つに接続されて整流手段に電流を戻す直流バス
戻りラインと、 ｄ）主ノードと直流バス供給ラインの間に接続されてい
て、入力インダクタからダイオードを通じて直流バス供
給ラインに電流を与えるダイオードと、 ｅ）直流バスラインの両端に接続されたエネルギー蓄積
用コンデンサと、 ｆ）ノードにおいて互いに接続され、直流バスラインの
両端に接続されている、第１の制御可能なスイッチング
デバイス及びダイオードと、 ｇ）主ノードから直流バス戻りラインに接続された第２
の制御可能なスイッチングデバイスと、 ｈ）第１のスイッチングデバイスとダイオードを接続す
るノードと、主ノードの間に接続された第１の部分と、
第２の部分とを有する高周波変成器と、 ｉ）変成器の第２の部分に接続されていて、第２の部分
の出力電圧を整流して直流電圧を負荷に与えるような出
力整流手段と、 ｊ）第１及び第２のスイッチングデバイスを制御して、
これらのスイッチングデバイスが共にオン状態とされて
いるときに、エネルギー蓄積用コンデンサの荷電とスイ
ッチングデバイスを介しての変成器の第１の部分を通じ
たコンデンサの所定の放電との、代替的なサイクリック
間隔を与えるような制御手段とを備え、前記第１及び第
２のスイッチングデバイスは、変成器の磁化電流を０に
駆動するのに少なくとも十分な長さで、各サイクルの間
にオフ状態とされることを特徴とする順方向コンバー
タ。 - 【請求項２】 請求項１記載のコンバータにおいて、前
記第１及び第２のスイッチングデバイスは、交流入力ラ
インから前記入力整流手段を通じて実質的に正弦波であ
る入力電流を与えるように制御されているコンバータ。 - 【請求項３】 請求項１記載のコンバータにおいて、前
記第１及び第２のスイッチングデバイスは、前記制御手
段によって制御されて、交流入力ラインにおける実質的
に単位電力ファクタを入力整流手段へ与えるようにスイ
ッチングされるコンバータ。 - 【請求項４】 請求項１記載のコンバータにおいて、前
記制御手段は、前記第１及び第２のスイッチングデバイ
スのスイッチングを制御して出力整流手段から出力電圧
の制御を与え、負荷に対する所望の出力電圧を保持する
コンバータ。 - 【請求項５】 請求項１記載のコンバータにおいて、制
御されたスイッチングデバイスはＭＯＳＦＥＴであるコ
ンバータ。 - 【請求項６】 請求項１記載のコンバータにおいて、前
記入力整流手段は、全ブリッジ形態で接続された４つの
ダイオードを備えるコンバータ。 - 【請求項７】 請求項１記載のコンバータにおいて、前
記出力整流手段は、変成器の第２の部分に接続されてそ
こからの出力を整流するようなダイオードを備え、更
に、ダイオードと、負荷及びこの負荷に並列に接続され
たコンデンサとに直列に接続されているような出力イン
ダクタを含むコンバータ。 - 【請求項８】 請求項１記載のコンバータにおいて、前
記制御手段が、２個のスイッチングデバイスが同時にオ
ン状態やオフ状態とならないよう制御するコンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/871719 | 1992-04-21 | ||
| US07/871,719 US5224025A (en) | 1992-04-21 | 1992-04-21 | Forward converter with two active switches and unity power factor capability |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0614534A true JPH0614534A (ja) | 1994-01-21 |
Family
ID=25357978
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5057639A Pending JPH0614534A (ja) | 1992-04-21 | 1993-03-18 | ２つの作動スイッチと単位電源ファクタ可能出力とを備えた順方向コンバータ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5224025A (ja) |
| EP (1) | EP0571067B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0614534A (ja) |
| DE (1) | DE69303231D1 (ja) |
Families Citing this family (58)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0507393A3 (en) * | 1991-04-04 | 1992-11-19 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit arrangement |
| US5280421A (en) * | 1992-06-17 | 1994-01-18 | General Electric Company | Current regulator for a four-legged three-phase inverter |
| US5355294A (en) * | 1992-11-25 | 1994-10-11 | General Electric Company | Unity power factor control for dual active bridge converter |
| DE4329821A1 (de) * | 1993-09-03 | 1995-03-09 | Tridonic Bauelemente Ges Mbh | Elektronisches Vorschaltgerät zum Versorgen einer Last, beispielsweise einer Lampe |
| US5446366A (en) * | 1994-02-08 | 1995-08-29 | Computer Products, Inc. | Boost converter power supply with reduced losses, control circuit and method therefor |
| US5502630A (en) * | 1994-07-19 | 1996-03-26 | Transistor Devices, Inc. | Power factor corrected rectification |
| FI96734C (fi) * | 1994-11-22 | 1996-08-12 | Helvar Oy | Purkauslampun elektronisen liitäntälaitteen häiriösuodatin |
| CN1040272C (zh) * | 1995-03-15 | 1998-10-14 | 松下电工株式会社 | 逆变装置 |
| JP2806320B2 (ja) * | 1995-09-13 | 1998-09-30 | 日本電気株式会社 | 同期整流回路 |
| US5600546A (en) * | 1995-10-16 | 1997-02-04 | Computer Products, Inc. | Input harmonic current corrected AC-to-DC converter with multiple coupled primary windings |
| US5652700A (en) * | 1995-10-16 | 1997-07-29 | Computer Products, Inc. | Low cost AC-to-DC converter having input current with reduced harmonics |
| KR970031200A (ko) * | 1995-11-13 | 1997-06-26 | 이준 | 단일 전력단 고역률 컨버터 |
| US5636114A (en) * | 1995-11-30 | 1997-06-03 | Electronic Measurements, Inc. | Lossless snubber circuit for use in power converters |
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