JP2907045B2 - 正弦波発生回路 - Google Patents
正弦波発生回路Info
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- G06F1/03—Digital function generators working, at least partly, by table look-up
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、正弦波データを記憶
したメモリを用い、位相データを入力して正弦波データ
を発生させる正弦波発生回路に関する。
したメモリを用い、位相データを入力して正弦波データ
を発生させる正弦波発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、正弦波データを記憶したＲＯ
Ｍを用いて、位相データを入力して正弦波（あるいは余
弦波）を発生させる正弦波発生回路が知られている。こ
の種の正弦波発生回路では通常、ＲＯＭの記憶容量を節
約するため、０〜２πの全位相範囲にわたる正弦波デー
タを記憶することなく、例えば０〜π／２の位相範囲の
正弦波データのみ記憶することが行われる。
Ｍを用いて、位相データを入力して正弦波（あるいは余
弦波）を発生させる正弦波発生回路が知られている。こ
の種の正弦波発生回路では通常、ＲＯＭの記憶容量を節
約するため、０〜２πの全位相範囲にわたる正弦波デー
タを記憶することなく、例えば０〜π／２の位相範囲の
正弦波データのみ記憶することが行われる。
【０００３】正弦波を、０〜π／２、π／２〜π、π〜
３π／２、３π／２〜２πの４つの位相領域に分けて考
えると、これらの位相領域の正弦波は同じ曲率を持った
曲線で表される。従って、０〜π／２の正弦波データの
みＲＯＭに記憶しておけば、それ以外の位相領域の正弦
波データは、読み出すアドレス及び読み出された正弦波
データの正負を変えることにより求められる。
３π／２、３π／２〜２πの４つの位相領域に分けて考
えると、これらの位相領域の正弦波は同じ曲率を持った
曲線で表される。従って、０〜π／２の正弦波データの
みＲＯＭに記憶しておけば、それ以外の位相領域の正弦
波データは、読み出すアドレス及び読み出された正弦波
データの正負を変えることにより求められる。
【０００４】入力位相データは、各ビットに位相に応じ
て重み付けがなされた２の補数データとして表される。
入力位相データのうち下位所定ビットがアドレスデータ
して用いられる。残りの上位ビットは、正弦波／余弦波
指定データと共に、位相領域に応じてアドレスデータに
よるデータ読出し順序の正逆を指定するために、またＲ
ＯＭからの読出しデータの位相を調整するために用いら
れる。
て重み付けがなされた２の補数データとして表される。
入力位相データのうち下位所定ビットがアドレスデータ
して用いられる。残りの上位ビットは、正弦波／余弦波
指定データと共に、位相領域に応じてアドレスデータに
よるデータ読出し順序の正逆を指定するために、またＲ
ＯＭからの読出しデータの位相を調整するために用いら
れる。
【０００５】ところで、ＲＯＭに書き込む０〜π／２の
正弦波データを、ｓｉｎ（ｎπ／２５６）（但し、ｎ：
０〜１２７の整数）とすると、読み出される正弦波デー
タが正しい正弦波波形にならない。これは、一回転分の
位相（２ｎ）が均等に等分されない結果である。即ち正
弦波波形が、 (0〜π/2) f(n)=ROM[n]=sin( nπ/256) ( π/2〜π) f(n′)=ROM[127- n′] =sin｛(127-n′) π/256｝ ( π〜 3π/2) f(n′′)=-ROM[n′′] =-sin(n′′π/256） (3π/2〜 2π) f(n′′′)=-ROM[127-n′′′] =-sin ｛（127- n′′′) π/256｝ となり、（π／２〜π）のときのｎ＝１２７と、（π〜
３π／２）のときのｎ＝０で同じ位相を表してしまう。
（０〜π／２）のときのｎ＝０と、（３π／２〜２π）
のときのｎ＝１２７も同じである。そこで正しい正弦波
波形を出力するためには、サンプリング位相にオフセッ
トを与えて、ＲＯＭに書き込む０〜π／２の正弦波デー
タを、ｓｉｎ｛（ｎ＋０．５）π／２５６｝とすること
が行われる。
正弦波データを、ｓｉｎ（ｎπ／２５６）（但し、ｎ：
０〜１２７の整数）とすると、読み出される正弦波デー
タが正しい正弦波波形にならない。これは、一回転分の
位相（２ｎ）が均等に等分されない結果である。即ち正
弦波波形が、 (0〜π/2) f(n)=ROM[n]=sin( nπ/256) ( π/2〜π) f(n′)=ROM[127- n′] =sin｛(127-n′) π/256｝ ( π〜 3π/2) f(n′′)=-ROM[n′′] =-sin(n′′π/256） (3π/2〜 2π) f(n′′′)=-ROM[127-n′′′] =-sin ｛（127- n′′′) π/256｝ となり、（π／２〜π）のときのｎ＝１２７と、（π〜
３π／２）のときのｎ＝０で同じ位相を表してしまう。
（０〜π／２）のときのｎ＝０と、（３π／２〜２π）
のときのｎ＝１２７も同じである。そこで正しい正弦波
波形を出力するためには、サンプリング位相にオフセッ
トを与えて、ＲＯＭに書き込む０〜π／２の正弦波デー
タを、ｓｉｎ｛（ｎ＋０．５）π／２５６｝とすること
が行われる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、正しい
正弦波波形出力を得るためにＲＯＭに書き込む正弦波デ
ータにオフセットを与えると、このオフセット分は当然
に出力データの誤差となる。ＲＯＭの出力データと真の
正弦波との誤差は、上の例においては理論上、正側の最
大誤差がｓｉｎ（０．５π／２５６）、負側の最大誤差
が−ｓｉｎ（０．５π／２５６）であり非常に小さい。
位相誤差ｄも、−０．５π／２５６≦ｄ≦０．５π／２
５６であって、その絶対値は１に比べて小さい。しかし
実際には、上の例で言えば、（０〜π／２）を１２８に
分割しているので、アドレス分解能によって誤差が決定
されるよりことになり、（０〜π／２）の位相範囲での
入力位相データの間隔を大きくする程、誤差が大きくな
る。また、ｎ＝０のときに、本来ＲＯＭ出力が０になる
べきところ、ｓｉｎ（０．５π／２５６）が出力されて
しまう。
正弦波波形出力を得るためにＲＯＭに書き込む正弦波デ
ータにオフセットを与えると、このオフセット分は当然
に出力データの誤差となる。ＲＯＭの出力データと真の
正弦波との誤差は、上の例においては理論上、正側の最
大誤差がｓｉｎ（０．５π／２５６）、負側の最大誤差
が−ｓｉｎ（０．５π／２５６）であり非常に小さい。
位相誤差ｄも、−０．５π／２５６≦ｄ≦０．５π／２
５６であって、その絶対値は１に比べて小さい。しかし
実際には、上の例で言えば、（０〜π／２）を１２８に
分割しているので、アドレス分解能によって誤差が決定
されるよりことになり、（０〜π／２）の位相範囲での
入力位相データの間隔を大きくする程、誤差が大きくな
る。また、ｎ＝０のときに、本来ＲＯＭ出力が０になる
べきところ、ｓｉｎ（０．５π／２５６）が出力されて
しまう。
【０００７】この発明は、上記した点に鑑みなされたも
ので、アドレスの分解能不足に拘らず、高いデータ精度
をもって正しい正弦波波形データを出力する事を可能と
した正弦波発生回路を提供することを目的としている。
ので、アドレスの分解能不足に拘らず、高いデータ精度
をもって正しい正弦波波形データを出力する事を可能と
した正弦波発生回路を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明に係る正弦波発
生回路は、所定位相範囲の正弦波データを記憶すると共
に、入力位相データＡをアドレスデータＢとしてアクセ
スした際に、ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）が読み出されるよう
に前記正弦波データに波形調整のためのオフセットπ／
Ｎを付与してなるメモリと、前記アドレスデータＢを用
いて前記メモリから読み出されたデータに基づいて前記
オフセットによって生じる誤差を補正する補正演算手段
とを有することを特徴としている。
生回路は、所定位相範囲の正弦波データを記憶すると共
に、入力位相データＡをアドレスデータＢとしてアクセ
スした際に、ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）が読み出されるよう
に前記正弦波データに波形調整のためのオフセットπ／
Ｎを付与してなるメモリと、前記アドレスデータＢを用
いて前記メモリから読み出されたデータに基づいて前記
オフセットによって生じる誤差を補正する補正演算手段
とを有することを特徴としている。
【０００９】この発明において精度補正を行う前記補正
演算手段は好ましくは、前記入力位相データをＡ、その
うち前記アドレスデータに相当する部分をＢ、切り捨て
られるデータをＣ（＝Ａ−Ｂ）、アドレスオフセットを
π／Ｎとしたとき、前記アドレスデータＡにより前記メ
モリから読み出されるｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）及びｃｏｓ
（Ｂ＋π／Ｎ）に基づいて、（ａ）ｓｉｎＡを読み出し
たいときは、ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）＋（Ｃ−π／Ｎ）ｃ
ｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）なる補正演算を行い、（ｂ）ｃｏｓ
Ａを読み出したいときは、ｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）−（Ｃ
−π／Ｎ）ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）なる補正演算を行うも
のであることを特徴とする。
演算手段は好ましくは、前記入力位相データをＡ、その
うち前記アドレスデータに相当する部分をＢ、切り捨て
られるデータをＣ（＝Ａ−Ｂ）、アドレスオフセットを
π／Ｎとしたとき、前記アドレスデータＡにより前記メ
モリから読み出されるｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）及びｃｏｓ
（Ｂ＋π／Ｎ）に基づいて、（ａ）ｓｉｎＡを読み出し
たいときは、ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）＋（Ｃ−π／Ｎ）ｃ
ｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）なる補正演算を行い、（ｂ）ｃｏｓ
Ａを読み出したいときは、ｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）−（Ｃ
−π／Ｎ）ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）なる補正演算を行うも
のであることを特徴とする。
【００１０】この発明においてはまた、前記メモリが０
〜π／２の位相範囲の正弦波データを記憶したものであ
る場合に、前記入力位相データの上位ビットに基づい
て、前記アドレスデータによるデータ読出し順序の正逆
を指定する手段と、前記入力位相データの上位ビットに
基づいて、前記メモリからの読出しデータの位相を調整
する手段とを有するのとする。
〜π／２の位相範囲の正弦波データを記憶したものであ
る場合に、前記入力位相データの上位ビットに基づい
て、前記アドレスデータによるデータ読出し順序の正逆
を指定する手段と、前記入力位相データの上位ビットに
基づいて、前記メモリからの読出しデータの位相を調整
する手段とを有するのとする。
【００１１】
【作用】この発明によると、入力位相データＡのうちア
ドレスデータとして用いられずに切り捨てられる部分の
データＣを用いて、メモリの出力部で所定の補正演算を
行うことにより、アドレス分解能が制限され、また正し
い正弦波出力を得る為にオフセットを与えた結果生じる
誤差を補償することができる。即ちアドレスの分解能不
足に拘らず、高いデータ精度をもって正しい正弦波波形
データを出力することが可能となる。
ドレスデータとして用いられずに切り捨てられる部分の
データＣを用いて、メモリの出力部で所定の補正演算を
行うことにより、アドレス分解能が制限され、また正し
い正弦波出力を得る為にオフセットを与えた結果生じる
誤差を補償することができる。即ちアドレスの分解能不
足に拘らず、高いデータ精度をもって正しい正弦波波形
データを出力することが可能となる。
【００１２】
【実施例】以下、図面を参照して、この発明の実施例を
説明する。図１は、この発明の一実施例に係る正弦波発
生回路の構成である。ＲＯＭ１はこの実施例では、０〜
π／２の正弦波データを記憶したものとする。入力位相
データは、２の補数データであって、図２に示すように
各ビットに重み付けがなされた（Ｍ−１）から（ＬＳ
Ｂ）までの７ビットで表される。例えば、“１１１０１
１０”→１×π＋１×π／２＋１×π／４＋０×π／８
＋１×π／１６＋１×π／３２＋０×π／６４＝１１８
π／６４である。
説明する。図１は、この発明の一実施例に係る正弦波発
生回路の構成である。ＲＯＭ１はこの実施例では、０〜
π／２の正弦波データを記憶したものとする。入力位相
データは、２の補数データであって、図２に示すように
各ビットに重み付けがなされた（Ｍ−１）から（ＬＳ
Ｂ）までの７ビットで表される。例えば、“１１１０１
１０”→１×π＋１×π／２＋１×π／４＋０×π／８
＋１×π／１６＋１×π／３２＋０×π／６４＝１１８
π／６４である。
【００１３】入力位相データのうち、この実施例の場
合、（Ｍ−３）から（ＬＳＢ）までの下位５ビット分が
アドレスデータとして用いられる。アドレスデータと対
応する位相及び出力正弦波データの関係は、例えば次の
表１のようになる。
合、（Ｍ−３）から（ＬＳＢ）までの下位５ビット分が
アドレスデータとして用いられる。アドレスデータと対
応する位相及び出力正弦波データの関係は、例えば次の
表１のようになる。
【００１４】
【表１】 アドレス 位相 出力（正弦波）データ ００ ０〜 π／６４ ｓｉｎ（π／１２８） ０１ π／６４〜 π／３２ ｓｉｎ（３π／１２８） ０２ π／３２〜 ３π／６４ ｓｉｎ（５π／１２８） ０３ ３π／６４〜 π／１６ ｓｉｎ（７π／１２８） ・ ・ ・ ・ ・ ・ １Ｄ ２９π／６４〜１５π／３２ ｓｉｎ（５９π／１２８） １Ｅ １５π／３２〜３１π／６４ ｓｉｎ（６１π／１２８） １Ｆ ３１π／６４〜 π／２ ｓｉｎ（６３π／１２８）
【００１５】上の表１に示すように、アドレス及び出力
データは、ある位相の範囲においてデータを共有する。
例えば、位相「３π／６４〜π／１６」の範囲では、そ
のいずれの位相であっても、アドレスは０３（５ビット
では「０００１１」）であり、出力データはｓｉｎ（７
π／１２８）である。
データは、ある位相の範囲においてデータを共有する。
例えば、位相「３π／６４〜π／１６」の範囲では、そ
のいずれの位相であっても、アドレスは０３（５ビット
では「０００１１」）であり、出力データはｓｉｎ（７
π／１２８）である。
【００１６】０〜π／２までの正弦波データを記憶した
ＲＯＭ１から、０〜２πまでの正弦波及び余弦波を出力
するためには、位相領域に応じて、データ読出し順序や
出力の正負を指定することが必要になる。これを図３を
参照しながら説明する。図３に示すように、０〜２πの
位相を４分割する。これら４つの位相領域ａ，ｂ，ｃ，
ｄは、図３に判定条件を示したように、π及びπ／２の
“１”，“０”の組み合わせにより指定できる。
ＲＯＭ１から、０〜２πまでの正弦波及び余弦波を出力
するためには、位相領域に応じて、データ読出し順序や
出力の正負を指定することが必要になる。これを図３を
参照しながら説明する。図３に示すように、０〜２πの
位相を４分割する。これら４つの位相領域ａ，ｂ，ｃ，
ｄは、図３に判定条件を示したように、π及びπ／２の
“１”，“０”の組み合わせにより指定できる。
【００１７】図３の波形データには矢印により読出し順
序を示している。例えば、ｓｉｎ波を出力する場合であ
って、π／２〜πの位相領域ｂの出力を得るには、０〜
π／２のデータの読出し順序を逆にする。π〜３π／２
の位相領域ｃの出力を得るには、０〜π／２のデータに
“−１”を乗算して正負を逆転させる。３π／２〜２π
の位相領域ｄの出力を得るには、読出し順序の逆転と正
負反転を共に行う。ｃｏｓ波を出力する場合には、上の
ｓｉｎ波出力データに対して、π／２位相が進むように
すればよい。
序を示している。例えば、ｓｉｎ波を出力する場合であ
って、π／２〜πの位相領域ｂの出力を得るには、０〜
π／２のデータの読出し順序を逆にする。π〜３π／２
の位相領域ｃの出力を得るには、０〜π／２のデータに
“−１”を乗算して正負を逆転させる。３π／２〜２π
の位相領域ｄの出力を得るには、読出し順序の逆転と正
負反転を共に行う。ｃｏｓ波を出力する場合には、上の
ｓｉｎ波出力データに対して、π／２位相が進むように
すればよい。
【００１８】上述のように位相領域判定のために、π，
π／２の“１”，“０”の組み合わせが用いられるが、
これは図１に示すように、入力位相データのうち上位２
ビット（Ｍ−１），（Ｍ−２）の組み合わせということ
になる。また、ｓｉｎ波を出力するか、ｃｏｓ波を出力
するかを指定するデータＳが位相データと別に入力され
る。Ｓ＝“１”がｓｉｎ波指定を意味し、Ｓ＝“０”が
ｃｏｎ波指定を意味する。
π／２の“１”，“０”の組み合わせが用いられるが、
これは図１に示すように、入力位相データのうち上位２
ビット（Ｍ−１），（Ｍ−２）の組み合わせということ
になる。また、ｓｉｎ波を出力するか、ｃｏｓ波を出力
するかを指定するデータＳが位相データと別に入力され
る。Ｓ＝“１”がｓｉｎ波指定を意味し、Ｓ＝“０”が
ｃｏｎ波指定を意味する。
【００１９】これらの入力位相データの上位２ビットデ
ータ（Ｍ−１），（Ｍ−２）とｓｉｎ／ｃｏｓ指定デー
タＳの論理をとるために、２系統のＡＮＤゲート列Ｇ
１，Ｇ２が設けられている。即ち、２ビットデータ（Ｍ
−１），（Ｍ−２）とｓｉｎ／ｃｏｓ指定データＳのラ
イン、及びその反転データのラインとＡＮＤゲート入力
ラインの交点のうち、丸印で示す交点の入力データのＡ
ＮＤがとられるようになっている。ＡＮＤゲート列Ｇ１
の出力Ｎ１が、ＲＯＭ１の読出しアドレス順序の指定デ
ータとなり、これが読出し順序指定回路２に入る。ま
た、ＡＮＤゲート列Ｇ２の出力Ｎ２が“−１”の乗算を
指定するデータとなり、これがＲＯＭ１の出力に設けら
れた乗算回路３に入る。
ータ（Ｍ−１），（Ｍ−２）とｓｉｎ／ｃｏｓ指定デー
タＳの論理をとるために、２系統のＡＮＤゲート列Ｇ
１，Ｇ２が設けられている。即ち、２ビットデータ（Ｍ
−１），（Ｍ−２）とｓｉｎ／ｃｏｓ指定データＳのラ
イン、及びその反転データのラインとＡＮＤゲート入力
ラインの交点のうち、丸印で示す交点の入力データのＡ
ＮＤがとられるようになっている。ＡＮＤゲート列Ｇ１
の出力Ｎ１が、ＲＯＭ１の読出しアドレス順序の指定デ
ータとなり、これが読出し順序指定回路２に入る。ま
た、ＡＮＤゲート列Ｇ２の出力Ｎ２が“−１”の乗算を
指定するデータとなり、これがＲＯＭ１の出力に設けら
れた乗算回路３に入る。
【００２０】例えば、０〜π／２の位相領域のｓｉｎ波
出力を例にとって説明する。このとき、入力位相データ
のうち、（Ｍ−１），（Ｍ−２）が共に“０”であり、
指定データＳが“１”である。このとき、図１の論理で
は、ＡＮＤゲート列Ｇ１，Ｇ２に出力“１”となるもの
はなく、出力Ｎ１，Ｎ２ともに“０”である。従ってア
ドレス読出し順序は正方向であり、ＲＯＭ出力もそのま
ま、即ち“−１”の乗算なしに出力される。
出力を例にとって説明する。このとき、入力位相データ
のうち、（Ｍ−１），（Ｍ−２）が共に“０”であり、
指定データＳが“１”である。このとき、図１の論理で
は、ＡＮＤゲート列Ｇ１，Ｇ２に出力“１”となるもの
はなく、出力Ｎ１，Ｎ２ともに“０”である。従ってア
ドレス読出し順序は正方向であり、ＲＯＭ出力もそのま
ま、即ち“−１”の乗算なしに出力される。
【００２１】ＡＮＤゲート列Ｇ１が“１”を出力するの
は、 ｓｉｎ波指定で且つ、π＝０，π／２＝１の場合、 ｓｉｎ波指定で且つ、π＝１，π／２＝１の場合、 ｃｏｓ波指定で且つ、π＝０，π／２＝０の場合、 ｃｏｓ波指定で且つ、π＝１，π／２＝０の場合 である。これらの時、出力Ｎ１が“１”になり、順序指
定回路２によりアドレス読出し順序が逆になる。
は、 ｓｉｎ波指定で且つ、π＝０，π／２＝１の場合、 ｓｉｎ波指定で且つ、π＝１，π／２＝１の場合、 ｃｏｓ波指定で且つ、π＝０，π／２＝０の場合、 ｃｏｓ波指定で且つ、π＝１，π／２＝０の場合 である。これらの時、出力Ｎ１が“１”になり、順序指
定回路２によりアドレス読出し順序が逆になる。
【００２２】ＡＮＤゲート列Ｇ２が“１”を出力するの
は、 ｓｉｎ波指定で且つ、π＝１の場合、 ｃｏｓ波指定で且つ、π＝０，π／２＝１の場合、 ｃｏｓ波指定で且つ、π＝１，π／２＝０の場合 である。これらの時、出力Ｎ２が“１”になり、乗算回
路３によりＲＯＭ１の出力データに“−１”が乗算され
る。
は、 ｓｉｎ波指定で且つ、π＝１の場合、 ｃｏｓ波指定で且つ、π＝０，π／２＝１の場合、 ｃｏｓ波指定で且つ、π＝１，π／２＝０の場合 である。これらの時、出力Ｎ２が“１”になり、乗算回
路３によりＲＯＭ１の出力データに“−１”が乗算され
る。
【００２３】この実施例では、ＲＯＭ１のデータに波形
調整のためにオフセットが与えられる。そしてその結果
として、出力データに誤差が含まれることになるから、
この実施例ではこの誤差を補償するために、図１に示す
ようにＲＯＭ１の出力部に補正演算回路５が設けられ
る。この補正演算回路５では後述するように、ＲＯＭ１
の二つの出力データを用いて所定の補正演算が行われる
ことになる。そのため補正演算回路５の前にデータラッ
チ回路４が設けられている。
調整のためにオフセットが与えられる。そしてその結果
として、出力データに誤差が含まれることになるから、
この実施例ではこの誤差を補償するために、図１に示す
ようにＲＯＭ１の出力部に補正演算回路５が設けられ
る。この補正演算回路５では後述するように、ＲＯＭ１
の二つの出力データを用いて所定の補正演算が行われる
ことになる。そのため補正演算回路５の前にデータラッ
チ回路４が設けられている。
【００２４】補正演算の具体的な内容を説明すると、次
のようになる。入力位相データをＡとし、この位相デー
タＡのうち、アドレスデータとして用いられる部分をＢ
とすると、ＲＯＭ１からは、ｓｉｎＡを読み出したいと
ころ、実際には、ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）を読み出してい
ることになる。π／Ｎがオフセットデータである。
のようになる。入力位相データをＡとし、この位相デー
タＡのうち、アドレスデータとして用いられる部分をＢ
とすると、ＲＯＭ１からは、ｓｉｎＡを読み出したいと
ころ、実際には、ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）を読み出してい
ることになる。π／Ｎがオフセットデータである。
【００２５】ｓｉｎＡを求めるためには、Ｂ＋π／Ｎか
らオフセット分を除去し、更にＡとＢの差分Ｃ（＝Ａ−
Ｂ））を加えればよい。即ち Ｂ＋π／Ｎ−π／Ｎ＋Ｃ＝Ａ となる。これをｓｉｎＡに代入すると、下記数１のよう
になる。
らオフセット分を除去し、更にＡとＢの差分Ｃ（＝Ａ−
Ｂ））を加えればよい。即ち Ｂ＋π／Ｎ−π／Ｎ＋Ｃ＝Ａ となる。これをｓｉｎＡに代入すると、下記数１のよう
になる。
【００２６】
【数１】 ｓｉｎＡ＝ｓｉｎ｛（Ｂ＋π／Ｎ）＋（Ｃ−π／Ｎ）｝ ＝ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）・ｃｏｓ（Ｃ−π／Ｎ） ＋ｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）・ｓｉｎ（Ｃ−π／Ｎ）
【００２７】ここで 、Ｃ−π／Ｎ＜＜１であるから、 ｃｏｓ（Ｃ−π／Ｎ）〜１ ｓｉｎ（Ｃ−π／Ｎ）〜Ｃ−π／Ｎ と近似できる。これを数１に代入すると、下記数２が得
られる。
られる。
【００２８】
【数２】ｓｉｎＡ＝ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）＋（Ｃ−π／
Ｎ）ｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）
Ｎ）ｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）
【００２９】数２におけるｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）及びｃ
ｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）は、ＲＯＭ１から読み出すことがで
きるデータである。これらのデータを用いて数２の演算
を行うのが、補正演算回路５である。即ち、ｓｉｎ（Ｂ
＋π／Ｎ）及びｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）を順次ＲＯＭ１か
ら読み出して、先に読み出した方をデータラッチ４に保
持し、この保持データと後に読み出したデータを用い
て、補正演算回路５により数２の演算を行う。これによ
って、記憶データにオフセットを与え、且つ入力位相デ
ータのうち一部しかアドレスデータとして用いないため
に生じる出力誤差が補正されることになる。
ｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）は、ＲＯＭ１から読み出すことがで
きるデータである。これらのデータを用いて数２の演算
を行うのが、補正演算回路５である。即ち、ｓｉｎ（Ｂ
＋π／Ｎ）及びｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）を順次ＲＯＭ１か
ら読み出して、先に読み出した方をデータラッチ４に保
持し、この保持データと後に読み出したデータを用い
て、補正演算回路５により数２の演算を行う。これによ
って、記憶データにオフセットを与え、且つ入力位相デ
ータのうち一部しかアドレスデータとして用いないため
に生じる出力誤差が補正されることになる。
【００３０】ｃｏｓＡを読み出したい場合も、補正演算
回路５で同様の原理に基づく演算を行えばよい。このと
き、数１に対応する式は、下記の数３となる。
回路５で同様の原理に基づく演算を行えばよい。このと
き、数１に対応する式は、下記の数３となる。
【００３１】
【数３】 ｃｏｓＡ＝ｃｏｓ｛（Ｂ＋π／Ｎ）＋（Ｃ−π／Ｎ）｝ ＝ｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）・ｃｏｓ（Ｃ−π／Ｎ） −ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）・ｓｉｎ（Ｃ−π／Ｎ）
【００３２】ｓｉｎＡの場合と同様に、ｃｏｓ（Ｃ−π
／Ｎ）〜１、及びｓｉｎ（Ｃ−π／Ｎ）〜Ｃ−π／Ｎな
る近似を数３に代入すると、下記数４が得られる。
／Ｎ）〜１、及びｓｉｎ（Ｃ−π／Ｎ）〜Ｃ−π／Ｎな
る近似を数３に代入すると、下記数４が得られる。
【００３３】
【数４】ｃｏｓＡ＝ｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）−（Ｃ−π／
Ｎ）ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）
Ｎ）ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）
【００３４】即ち、ｃｏｓＡを読み出したい場合にも補
正演算回路５において、ＲＯＭ１から読み出されるデー
タｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）とｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）を用
い、数４の演算を行うことにより、同様の誤差補正が可
能になる。
正演算回路５において、ＲＯＭ１から読み出されるデー
タｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）とｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）を用
い、数４の演算を行うことにより、同様の誤差補正が可
能になる。
【００３５】実際にこの発明は例えば、モデムのキャリ
アトラッキングに適用することができる。モデムのキャ
リアトラッキングでは、送信側と受信側のキャリア周波
数のズレを補正することが必要である。従来は、キャリ
アトラッキングの位相補正量がゼロになっても、正弦波
発生用ＲＯＭがオフセットを有するためにゼロになら
ず、誤差を発生するという問題があった。この発明を適
用すれば、キャリアトラッキングの位相補正量がゼロに
なったとき、補正後のＲＯＭ出力データはゼロとなり、
高いデータ精度が得られる。
アトラッキングに適用することができる。モデムのキャ
リアトラッキングでは、送信側と受信側のキャリア周波
数のズレを補正することが必要である。従来は、キャリ
アトラッキングの位相補正量がゼロになっても、正弦波
発生用ＲＯＭがオフセットを有するためにゼロになら
ず、誤差を発生するという問題があった。この発明を適
用すれば、キャリアトラッキングの位相補正量がゼロに
なったとき、補正後のＲＯＭ出力データはゼロとなり、
高いデータ精度が得られる。
【００３６】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明による正弦波
発生回路では、入力位相データのうちアドレスデータと
して用いられずに切り捨てられる部分のデータを用い
て、メモリの出力部で所定の補正演算を行うことによ
り、正しい正弦波出力を得る為にオフセットを与えた結
果生じる誤差を補償することができ、従ってアドレスの
分解能不足に拘らず、高いデータ精度をもって正しい正
弦波波形データを出力することが可能となる。
発生回路では、入力位相データのうちアドレスデータと
して用いられずに切り捨てられる部分のデータを用い
て、メモリの出力部で所定の補正演算を行うことによ
り、正しい正弦波出力を得る為にオフセットを与えた結
果生じる誤差を補償することができ、従ってアドレスの
分解能不足に拘らず、高いデータ精度をもって正しい正
弦波波形データを出力することが可能となる。
【図１】 この発明の一実施例に係る正弦波発生回路を
示す。
示す。
【図２】 同実施例の入力位相データの重みづけを示
す。
す。
【図３】 同実施例の正弦波データ読出し動作を説明す
る図である。
る図である。
１…ＲＯＭ、２…読み出し順序指定回路、３…乗算回
路、４…データラッチ回路、５…補正演算回路、（Ｍ−
１）〜（ＬＳＢ）…入力位相データ、Ｓ…ｓｉｎ／ｃｏ
ｓ指定データ。
路、４…データラッチ回路、５…補正演算回路、（Ｍ−
１）〜（ＬＳＢ）…入力位相データ、Ｓ…ｓｉｎ／ｃｏ
ｓ指定データ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03B 28/00
Claims (3)
- 【請求項１】 所定位相範囲の正弦波データを記憶する
と共に、入力位相データＡをアドレスデータＢとしてア
クセスした際に、ｓｉｎ（Ｂ＋π／Ｎ）が読み出される
ように前記正弦波データに波形調整のためのオフセット
π／Ｎを付与してなるメモリと、前記アドレスデータＢを用いて前記メモリから読み出さ
れたデータに基づいて前記オフセットによって生じる誤
差を補正する 補正演算手段とを有することを特徴とする
正弦波発生回路。 - 【請求項２】 前記補正演算手段は、前記入力位相デー
タＡを前記アドレスデータＢに変換することにより切り
捨てられるデータをＣ（＝Ａ−Ｂ）としたとき、前記ア
ドレスデータにより前記メモリから読み出されるｓｉｎ
（Ｂ＋π／Ｎ）及びｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）に基づいて、
（ａ）ｓｉｎＡを読み出したいときは、ｓｉｎ（Ｂ＋π
／Ｎ）＋（Ｃ−π／Ｎ）ｃｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）なる補正
演算を行い、（ｂ）ｃｏｓＡを読み出したいときは、ｃ
ｏｓ（Ｂ＋π／Ｎ）−（Ｃ−π／Ｎ）ｓｉｎ（Ｂ＋π／
Ｎ）なる補正演算を行うものであることを特徴とする請
求項１記載の正弦波発生回路。 - 【請求項３】 前記メモリが０〜π／２の位相範囲の正
弦波データを記憶したものであり、 前記入力位相データの上位ビットに基づいて、前記アド
レスデータによるデータ読出し順序の正逆を指定する手
段と、 前記入力位相データの上位ビットに基づいて、前記メモ
リからの読出しデータの位相を調整する手段とを有する
ことを特徴とする請求項１記載の正弦波発生回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7016453A JP2907045B2 (ja) | 1995-01-06 | 1995-01-06 | 正弦波発生回路 |
| US08/582,671 US5631586A (en) | 1995-01-06 | 1996-01-04 | Sine-wave generator circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7016453A JP2907045B2 (ja) | 1995-01-06 | 1995-01-06 | 正弦波発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08191217A JPH08191217A (ja) | 1996-07-23 |
| JP2907045B2 true JP2907045B2 (ja) | 1999-06-21 |
Family
ID=11916677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7016453A Expired - Fee Related JP2907045B2 (ja) | 1995-01-06 | 1995-01-06 | 正弦波発生回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5631586A (ja) |
| JP (1) | JP2907045B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2741173B1 (fr) * | 1995-11-10 | 1997-12-05 | Sextant Avionique | Multiplieur rapide pour multiplier un signal numerique par un signal periodique |
| KR100202956B1 (ko) * | 1996-12-26 | 1999-06-15 | 전주범 | 디지털 신호 처리 시스템에서의 삼각 합수 룩업 테이블 액세스 방법 및 장치 |
| IL132161A (en) | 1999-09-30 | 2002-09-12 | Netmor Ltd | Digital coherent envelope demodulation of fdma signals |
| US6320431B1 (en) | 1999-10-08 | 2001-11-20 | National Semiconductor Corporation | Apparatus and method of generating numerically controlled oscillator signals |
| US6892213B2 (en) | 2000-09-28 | 2005-05-10 | Seagate Technology Llc | Digital sine/cosine wave generator |
| US6931082B2 (en) | 2001-04-10 | 2005-08-16 | Netmor Ltd. | Digital phase locked loop |
| GB0112639D0 (en) * | 2001-05-23 | 2001-07-18 | Lucas Industries Ltd | Sinusoid synthesis |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4486846A (en) * | 1982-06-28 | 1984-12-04 | Motorola Inc. | Numerically controlled oscillator using quadrant replication and function decomposition |
| JPS59162794A (ja) * | 1983-03-03 | 1984-09-13 | Fanuc Ltd | 同期モ−タの制御方式 |
| US4752902A (en) * | 1985-07-08 | 1988-06-21 | Sciteq Electronics, Inc. | Digital frequency synthesizer |
| US5039872A (en) * | 1989-09-28 | 1991-08-13 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of Commerce | Digitally synthesized audio frequency voltage source |
| JP2853230B2 (ja) * | 1990-01-31 | 1999-02-03 | 日本電気株式会社 | ディジタルフィルタ装置 |
| US5126960A (en) * | 1990-06-21 | 1992-06-30 | Tektronix, Inc. | Generation of phase related waveforms |
| US5113361A (en) * | 1990-08-02 | 1992-05-12 | Harris Corporation | Sin/cos generator implementation |
| US5187677A (en) * | 1991-08-23 | 1993-02-16 | Hewlett-Packard Company | Waveform synthesizer through simulating multiplication |
| US5469479A (en) * | 1992-02-27 | 1995-11-21 | Texas Instruments Incorporated | Digital chirp synthesizer |
| US5406584A (en) * | 1992-09-01 | 1995-04-11 | X-Com, Inc. | Time shift keying digital communications system |
| FR2696605B1 (fr) * | 1992-10-02 | 1994-12-30 | Suisse Electronique Microtech | Modulateur de signaux binaires par déplacement de fréquence. |
| US5467294A (en) * | 1994-03-09 | 1995-11-14 | Hu; Vince | High speed, low power direct digital synthesizer |
-
1995
- 1995-01-06 JP JP7016453A patent/JP2907045B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-01-04 US US08/582,671 patent/US5631586A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08191217A (ja) | 1996-07-23 |
| US5631586A (en) | 1997-05-20 |
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