CN111669044B - 一种级联交错图腾柱无桥pfc电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种新型级联交错图腾柱无桥PFC电路及其控制方法，属于电力电子领域的开关电源设计领域。所述的新型级联交错图腾柱无桥PFC电路主要包含主电感，高频电感，低频半桥，高频半桥，工频半桥，输出电容。提出了一种新型控制方法，主要由AD转换模块，电压控制环，比例系数，低频电流控制环，总电流控制环，占空比补偿环节，PWM模块组成。本发明最终实现一种新型级联交错图腾柱无桥PFC电路和***的稳定控制。

Description

一种级联交错图腾柱无桥PFC电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源领域，尤其涉及一种级联交错图腾柱无桥PFC电路及其控制方法。
背景技术
目前，AC/DC整流电路广泛应用于工业和家庭设备中，以提供所需的电能。为了抑制整流电路对电网造成谐波污染，提高电网的电能质量和可靠性，整流电路必须使用功率因数校正(PFC)技术。
Boost型PFC(升压型功率因数校正)电路因电路简单、功率因数高和设计成熟而在工业界中得到广泛的应用。Boost PFC由二极管不可控整流器与升压变换器级联，以实现功率因数校正的功能。然而，随着功率等级的提升，整流桥产生的损耗在总损耗中占的比重较大，因此采用没有整流桥的无桥Boost PFC电路拓扑对提升***的整体效率十分重要。图腾柱无桥Boost PFC电路，由一个高频半桥和一个线频半桥组成，在任何时候只有一个开关器件和一个低频二极管导通。相比于传统Boost PFC电路拓扑具有元器件数量少、导通损耗低、共模噪声低等优点，具有良好的应用前景。
传统的图腾柱无桥Boost PFC电路拓扑使用Si基MOSFET作为主开关管，由于SiMOSFET(硅金属氧化物半导体场效应晶体管)的体二极管的反向恢复问题导致其在大功率条件下只能工作在DCM或者CRM模式，在CCM工作模式下，MOSFET体二极管产生较大的反向恢复损耗，导致电路的效率较低。近年来，在功率半导体器件的应用中，以碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)为代表的宽禁带(Wide Band Gap,WBG)半导体材料打开了半导体产业的新局面。由SiC和GaN材料制作的功率器件在开关频率、通态阻抗和结温等方面能够达到硅基功率器件的3倍，这些特性使得其具有关断电压高、损耗低、可靠性高及耐高温的特点。因此，国内外一些著名的公司开始在尝试将宽禁带功率器件取代传统Si基器件，应用于图腾柱无桥PFC***中，取得了99％的效率和大幅度提升了变换器的功率密度。
然而，在无桥PFC***中，大规模商用宽禁带器件仍受到诸多因素的制约，比如价格，功率等级，可靠性等问题。目前相同功率等级下，商用的宽禁带器件价格是传统的Si基器件的3～8倍。同时目前商用的宽禁带器件的耐压等级也受到了一定的限制，目前商用的SiC器件只有1700V，而GaN器件只有650V，远远低于Si基功率器件，这大大限制了宽禁带器件的应用范围。最后，由于目前工艺水平的限制，目前商用的宽禁带器件也存在一些可靠性问题，比如SiC器件的栅氧退化问题，GaN器件的电流崩塌问题。
因此针对目前Si基器件和宽禁带器件存在的问题，如何合理使用宽禁带器件和Si器件，充分发挥两者的优势，以实现成本与性能的折中成为一个亟待解决的问题。
发明内容
本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提供了一种级联交错图腾柱无桥PFC电路及其控制方法，利用低成本、大容量的Si基器件低频处理***的大部分功率，高频率，低损耗的宽禁带半导体只处理小部分功率，同时实时补偿低频纹波，提分***的功率因数及降低总谐波畸变率。
为实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：
一种级联交错图腾柱无桥PFC电路，包括总电源，所述总电源的输出端1连有并联相连接的主电感L1和高频电感L2，所述主电感L1的输出端连接有第一硅基器件SL1和第二硅基器件SL2；所述高频电感L2的输出端连接有第一宽禁带器件SH1和第二宽禁带器件SH2；
所述总电源的输出端2连有第一硅二极管D1和第二硅二极管D2；
所述第一硅二极管D1和第二硅二极管D2与并联相连接的输出电容C0和负载相连接；
所述第一硅基器件SL1和所述第二硅基器件SL2组成低频半桥H1；所述第一宽禁带器件SH1和所述第二宽禁带器件SH2组成高频半桥H2；所述第一硅二极管D1和所述第二硅二极管D2组成工频半桥H3；
低频半桥H1和主电感L1构成的低频支路处理***的大部分功率，高频半桥H2和高频电感L2构成高频支路以较高的开关频率运行，用以补偿低频支路动作的大电流纹波，同时处理小部分工频电流；
该级联交错图腾柱无桥PFC电路，包括以下控制方法：
1)电压控制环(101)用于追踪输出电压参考值，产生总输入电流的参考值；将输出电压电压参考值与测量值进行比较，其误差送入到电压控制环控制器，输出作为总输入电流参考的幅值；幅值乘以输入电压绝对值经过PLL产生的相位信息作为总输入电流参考值；
2)比例系数环节(102)用于产生低频支路的电流参考值；总输入电流参考值乘以比例系数K1作为低频支路电流的参考值，比例系数K1决定了低频支路处理的功率的比例；
3)低频电流控制环(103)用于产生跟踪低频支路电流的参考值的低频半桥初始占空比；将低频支路的电流参考值与电流测量值误差输入到低频电流控制环控制器，输出低频半桥的控制信号的初始占空比；
4)总电流控制环(104)用于产生跟踪总输入电流参考值的高频半桥初始占空比；将总输入电流参考值与输入总电流测量值的误差输入到总电流控制环控制器，输出高频半桥的控制信号的初始占空比。
进一步，所述第一硅基器件SL1和所述第二硅基器件SL2，包括Si MOSFET、Si IGBT反并联二极管中的一种，工作频率为1kHz～10kHz；
所述第一宽禁带器件SH1和第二宽禁带器件SH2，包括SiC MOSFET、GaN HEMT中的一种，工作频率为50kHz～1MHz；所述工频半桥H3为不可控硅基二极管器件或工频开关的MOSFET。
进一步，所述低频半桥H1和主电感L1构成低频支路；所述高频半桥H2和高频电感L2构成高频支路。
进一步，当总电源电压为正极性时，所述低频支路被等效为一个正向的电流源；所述总电源的输出端1连有高频电感L2和所述等效正向电流源，所述高频电感L2的输出端连有所述第一宽禁带器件SH1和所述第二宽禁带器件SH2，所述第一宽禁带器件SH1的输出端分别连有所述第一硅二极管D1和并联相连接的输出电容Co和负载，所述第一硅二极管D1的输出端与所述总电源的输出端2相连接。
进一步，当总电源电压为负极性时，所述低频支路被等效为一个反向的电流源，所述总电源的输出端1连有高频电感L2和所述等效反向电流源，所述高频电感L2的输出端连有所述第一宽禁带器件SH1和所述第二宽禁带器件SH2，所述第一宽禁带器件SH1的输出端分别连有所述第二硅二极管D2和并联相连接的输出电容C0和负载，所述第二硅二极管D2的输出端与所述总电源的输出端2相连接。
进一步，还包括以下环节：占空比补偿环节利用输入输出电压算出补偿占空比，计算补偿占空比后，与高频半桥和低频半桥的初始占空比相加，得到低频半桥和高频半桥的最终占空比数值；
PWM模块(105)利用最终占空比信号与载波比较产生PWM控制信号，最后根据输入电压Vin的极性选择合适的开关管动作，实现***的稳定控制。
本发明的有益效果为：本发明充分结合了Si基器件的大容量、低成本和宽禁带器件的低损耗、高频率的优势，与Si基功率器件的图腾柱无桥Boost PFC电路相比，能显著提高效率；与全宽禁带器件图腾柱无桥Boost PFC电路相比，能大大降低成本和提高宽禁带器件应用功率等级，实现了性能与成本的折中优化。
提供了一种级联交错图腾柱无桥PFC电路及其控制方法，利用低成本大容量的Si基器件低频处理***的大部分功率，高频率低损耗的宽禁带半导体处理小部分功率，同时实时补偿低频支路的大电流纹波，提分***的功率因数及降低总谐波畸变率。本发明充分结合了Si基器件的大容量、低成本和宽禁带器件的低损耗、高频率的优势，与Si基功率器件的图腾柱无桥Boost PFC电路相比，能显著提高效率；与全宽禁带器件图腾柱无桥BoostPFC电路相比，能大大降低成本和提高宽禁带器件应用功率等级，实现了性能与成本的折中优化。同时提出了一种的控制方法，实现***的稳定控制。
本发明实现Si基功率器件和宽禁带功率器件的合理配合，相互补充，可以运用于以开关电源为代表的各种电力电子装置中，为电力电子变换器实现高可靠性、高功率容量、高能效的目标提供了一种新的解决方案。
附图说明
图1为本发明一种级联交错图腾柱无桥PFC主电路及其控制方法的原理图；
图2发明的实施例提供的一种级联交错图腾柱无桥PFC主电路原理图；
图3为各支路电流波形示意图；
图4为正半周期高频半桥动作周期内***的降阶模型原理图之一；
图5为正半周期高频半桥动作周期内***的降阶模型原理图之二；
图6为正半周期高频半桥动作周期内***的降阶模型原理图之三；
图7为负半周期高频半桥动作周期内***的降阶模型原理图之一；
图8为负半周期高频半桥动作周期内***的降阶模型原理图之二；
图9为负半周期高频半桥动作周期内***的降阶模型原理图之三；
图10发明的实施例提供的一种级联交错图腾柱无桥PFC电路的具体控制原理图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
请参阅图1和图2，一种级联交错图腾柱无桥PFC电路，包括总电源，所述总电源的输出端1连有并联相连接的主电感L1和高频电感L2，所述主电感L1的输出端连接有第一硅基器件SL1和第二硅基器件SL2；所述高频电感L2的输出端连接有第一宽禁带器件SH1和第二宽禁带器件SH2；所述总电源的输入端2连有第一硅二极管D1和第二硅二极管D2；
本实施例中，第一硅基器件SL1和第二硅基器件SL2采用Si IGBT反并联二极管；第一宽禁带器件SH1和第二宽禁带器件SH2采用GaN HEMT器件；第一硅二极管D1和第二硅二极管D2采用Si快恢复二极管。
所述第一硅二极管D1和第二硅二极管D2与并联相连接的输出电容C0和负载相连接。
所述第一硅基器件SL1和所述第二硅基器件SL2组成低频半桥H1；所述第一宽禁带器件SH1和所述第二宽禁带器件SH2组成高频半桥H2；所述第一硅二极管D1和所述第二硅二极管D2组成工频半桥H3。
所述第一硅基器件SL1和所述第二硅基器件SL2，包括Si MOSFET、Si IGBT反并联二极管中的一种，工作频率为1kHz～10kHz；
所述第一宽禁带器件SH1和第二宽禁带器件SH2，包括SiC MOSFET、GaN HEMT中的一种，工作频率为50kHz～1MHz；
所述工频半桥H3为不可控硅基二极管器件或工频开关的Si MOSFET(硅金属氧化物半导体场效应晶体管)。
所述低频半桥H1和主电感L1构成低频支路。
所述高频半桥H2和高频电感L2构成高频支路。
请参阅图3，各支路电流波形示意图，包含输入总电流Iin，高频支路电流IL2，低频支路电流IL1。低频半桥H1和主电感L1构成的低频支路处理***的大部分功率。低频支路运行原理与常规的图腾柱无桥式PFC相同，两组等效的升压Boost电路在正负半周期内承担PFC的功能。正半周时，第一硅基器件SL1作为主工作管，第二硅基器件SL2的反并联二极管作为续流管，第一硅二极管D1一直导通，第二硅二极管D2一直反向截止；负半周时，第二硅基器件SL2作为主工作管，第一硅基器件SL1的反并联二极管作为续流管，第二硅二极管D2一直导通，第一硅二极管D1一直反向截止。***的大部分功率由低频支路处理，可以大幅度降低***的开关损耗。但是低开关频率会导致低频支路电流出现较大的电流纹波， 高频半桥H2和高频电感L2构成高频支路以较高的开关频率运行，用以补偿低频支路动作的大电流纹波，同时处理小部分工频电流，追踪输入电流的参考值Iin。同时，由于低频支路的纹波被高频支路抵消，总输入电流Iin纹波由高频支路电流纹波决定，这大大提升了满足***功率因数及降低了***总谐波畸变率。
由于低频支路与高频支路开关频率相差较大，因此在高频支路开关期间，低频支路可以近似的看成一个电流源，因此可以得到高频支路动作期间***的降阶模型图。
请参阅图4，正半周期高频半桥动作周期内***的降阶模型原理图，当输入电压为正极性时，所述低频支路被等效为一个正向的电流源。所述总电源的输出端1连有高频电感L2和所述等效正向电流源，所述高频电感L2的输出端连有所述第一宽禁带器件SH1和所述第二宽禁带器件SH2，所述第一宽禁带器件SH1的输出端分别连有所述第一硅二极管D1和并联相连接的输出电容Co和负载，所述第一硅二极管D1的输出端与所述总电源的输出端2相连接。
请参阅图4当第一宽禁带器件SH1开通，第二宽禁带器件SH2关闭时，输入电流Iin增加，如图5；
当第二宽禁带器件SH2开通，第一宽禁带器件SH1关闭时，输入电流Iin减少，如图6。
图7为负半周期高频半桥动作周期内***的降阶模型原理图，当输入电压为负极性时，所述低频支路被等效为一个反向的电流源，所述总电源的输出端1连有高频电感L2和所述等效反向电流源，所述高频电感L2的输出端连有所述第一宽禁带器件SH1和所述第二宽禁带器件SH2，所述第一宽禁带器件SH1的输出端分别连有所述第二硅二极管D2和并联相连接的输出电容C0和负载，所述第二硅二极管D2的输出端与所述总电源的输出端2相连接。
当第二宽禁带器件SH2开通，第一宽禁带器件SH1关闭时，输入电流Iin增加，如图8；
当第一宽禁带器件SH1开通，第二宽禁带器件SH2关闭时，输入电流Iin减少，如图9。
在正负半个周期内，通过合理选择高频支路的宽禁带器件的动作，可以实现输入总电流的实时补偿，提高***功率因数及降低总谐波畸变率。
请参阅图10，一种级联交错图腾柱无桥PFC电路，包括以下控制方法：
1)电压控制环(101)用于追踪输出电压参考值，产生输入电流的参考值。将输出电压电压参考值与测量值进行比较，其误差送入到电压控制环控制器，输出作为输入总电流参考的幅值；幅值乘以输入电压绝对值经过PLL产生的相位信息作为总输入电流参考值；
2)比例系数环节(102)用于产生低频支路的电流参考值。总输入电流参考值乘以比例系数K1作为低频支路电流的参考值IL1。比例系数K1决定了低频支路处理的功率的比例。
3)低频电流控制环(103)用于产生跟踪低频支路电流的参考值IL1的低频半桥初始占空比。将低频支路的电流参考值与电流测量值误差输入到低频电流控制环控制器，输出低频半桥的控制信号的初始占空比；
4)总电流控制环(104)用于产生跟踪总输入电流参考值Iin的高频半桥初始占空比。将总输入电流参考值与输入总电流测量值的误差输入到总电流控制环控制器，输出高频半桥的控制信号的初始占空比，实现低频支路的谐波补偿，同时处理小部分功率，减少总电流谐波畸变率，提高***的功率因数。
进一步，还包括以下环节：
占空比补偿环节利用输入输出电压算出补偿占空比， 计算补偿占空比后，再与高频半桥和低频半桥的初始占空比相加，得到最终低频半桥和高频半桥的占空比数值；
PWM模块(105)利用占空比信号与载波比较产生PWM控制信号，最后根据输入电压Vin的极性选择合适的开关管动作，实现***的稳定控制。
以上所述实施例仅表达了本发明的实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (6)

1.一种级联交错图腾柱无桥PFC电路，其特征在于：包括总电源，所述总电源的输出端1连有并联相连接的主电感L1和高频电感L2，所述主电感L1的输出端连接有第一硅基器件SL1和第二硅基器件SL2；所述高频电感L2的输出端连接有第一宽禁带器件SH1和第二宽禁带器件SH2；
所述总电源的输出端2连有第一硅二极管D1和第二硅二极管D2；
所述第一硅二极管D1和第二硅二极管D2与并联相连接的输出电容C0和负载相连接；
所述第一硅基器件SL1和所述第二硅基器件SL2组成低频半桥H1；所述第一宽禁带器件SH1和所述第二宽禁带器件SH2组成高频半桥H2；所述第一硅二极管D1和所述第二硅二极管D2组成工频半桥H3；
低频半桥H1和主电感L1构成的低频支路处理***的大部分功率，高频半桥H2和高频电感L2构成高频支路以较高的开关频率运行，用以补偿低频支路动作的大电流纹波，同时处理小部分工频电流；
该级联交错图腾柱无桥PFC电路，包括以下控制方法：
1)电压控制环(101)用于追踪输出电压参考值，产生总输入电流的参考值；将输出电压电压参考值与测量值进行比较，其误差送入到电压控制环控制器，输出作为总输入电流参考的幅值；幅值乘以输入电压绝对值经过PLL产生的相位信息作为总输入电流参考值；
2)比例系数环节(102)用于产生低频支路的电流参考值；总输入电流参考值乘以比例系数K1作为低频支路电流的参考值，比例系数K1决定了低频支路处理的功率的比例；
3)低频电流控制环(103)用于产生跟踪低频支路电流的参考值的低频半桥初始占空比；将低频支路的电流参考值与电流测量值误差输入到低频电流控制环控制器，输出低频半桥的控制信号的初始占空比；
4)总电流控制环(104)用于产生跟踪总输入电流参考值的高频半桥初始占空比；将总输入电流参考值与输入总电流测量值的误差输入到总电流控制环控制器，输出高频半桥的控制信号的初始占空比。
2.根据权利要求1所述的一种级联交错图腾柱无桥PFC电路，其特征在于：所述第一硅基器件SL1和所述第二硅基器件SL2，包括Si MOSFET、Si IGBT反并联二极管中的一种，工作频率为1kHz～10kHz；
所述第一宽禁带器件SH1和第二宽禁带器件SH2，包括SiC MOSFET、GaN HEMT中的一种，工作频率为50kHz～1MHz；所述工频半桥H3为不可控硅基二极管器件或工频开关的MOSFET。
3.根据权利要求2所述的一种级联交错图腾柱无桥PFC电路，其特征在于：所述低频半桥H1和主电感L1构成低频支路；所述高频半桥H2和高频电感L2构成高频支路。
4.根据权利要求3所述的一种级联交错图腾柱无桥PFC电路，其特征在于：当总电源电压为正极性时，所述低频支路被等效为一个正向的电流源；所述总电源的输出端1连有高频电感L2和所述等效正向电流源，所述高频电感L2的输出端连有所述第一宽禁带器件SH1和所述第二宽禁带器件SH2，所述第一宽禁带器件SH1的输出端分别连有所述第一硅二极管D1和并联相连接的输出电容Co和负载，所述第一硅二极管D1的输出端与所述总电源的输出端2相连接。
5.根据权利要求4所述的一种级联交错图腾柱无桥PFC电路，其特征在于：当总电源电压为负极性时，所述低频支路被等效为一个反向的电流源，所述总电源的输出端1连有高频电感L2和所述等效反向电流源，所述高频电感L2的输出端连有所述第一宽禁带器件SH1和所述第二宽禁带器件SH2，所述第一宽禁带器件SH1的输出端分别连有所述第二硅二极管D2和并联相连接的输出电容C0和负载，所述第二硅二极管D2的输出端与所述总电源的输出端2相连接。
6.根据权利要求5所述的一种级联交错图腾柱无桥PFC电路，其特征在于，还包括以下环节：占空比补偿环节利用输入输出电压算出补偿占空比，
计算补偿占空比后，与高频半桥和低频半桥的初始占空比相加，得到低频半桥和高频半桥的最终占空比数值；
PWM模块(105)利用最终占空比信号与载波比较产生PWM控制信号，最后根据输入电压Vin的极性选择合适的开关管动作，实现***的稳定控制。
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