JP3403198B2 - デジタル変調された信号を復調する方法及び復調器 - Google Patents
デジタル変調された信号を復調する方法及び復調器Info
- Publication number
- JP3403198B2 JP3403198B2 JP50028695A JP50028695A JP3403198B2 JP 3403198 B2 JP3403198 B2 JP 3403198B2 JP 50028695 A JP50028695 A JP 50028695A JP 50028695 A JP50028695 A JP 50028695A JP 3403198 B2 JP3403198 B2 JP 3403198B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- shift
- difference
- demodulator
- signals
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、デジタル変調された信号を直角復調する方
法に係る。この方法において、受信されるべき信号は、
本質的に、直角位相関係のＩ及びＱ基本帯域信号と混合
される。又、本発明は、受信されるべき信号を、本質的
に互いに直角位相のＩ及びＱ信号に混合するための混合
手段を備えた復調器にも係る。
法に係る。この方法において、受信されるべき信号は、
本質的に、直角位相関係のＩ及びＱ基本帯域信号と混合
される。又、本発明は、受信されるべき信号を、本質的
に互いに直角位相のＩ及びＱ信号に混合するための混合
手段を備えた復調器にも係る。
本発明の方法は、一定振幅の変調、例えばFSK（周波
数シフトキーイング）信号及びMSK（最小シフトキーイ
ング）信号に最も良く適しているが、その原理は、非一
定振幅の変調にも適用できる。
数シフトキーイング）信号及びMSK（最小シフトキーイ
ング）信号に最も良く適しているが、その原理は、非一
定振幅の変調にも適用できる。
先行技術の説明
直角復調器は、通常、例えばQAM（直角振幅変調）、P
SK（位相シフトキーイング）及びCPM（連続位相変調）
に関連して使用される。図１は、デジタル変調された信
号を復調するための直角復調を用いた典型的な復調器を
示している。受信器の入力は、同相で受信されるべきRF
又は中間周波信号Ｓを、枝路Ｉのミクサ12の信号入力
と、枝路Ｑのミクサ13の信号入力とに分割する電力スプ
リッタ11を備えている。第２の電力スプリッタ14を通し
て、局部発振信号LOが、枝路Ｉのミクサ12の局部発振入
力に同相で付与されると共に、枝路Ｑのミクサ13の局部
発振入力に90゜移相して付与される。ミクサの出力から
得られた基本帯域信号Ｉ及びＱは、各々、専用の基本帯
域増幅器15及び16を経て処理ユニット17へ送られ、サン
プリング及び判断がなされる。基本帯域増幅器は、おそ
らく、ローパスフィルタ及びイコライザも含む。
SK（位相シフトキーイング）及びCPM（連続位相変調）
に関連して使用される。図１は、デジタル変調された信
号を復調するための直角復調を用いた典型的な復調器を
示している。受信器の入力は、同相で受信されるべきRF
又は中間周波信号Ｓを、枝路Ｉのミクサ12の信号入力
と、枝路Ｑのミクサ13の信号入力とに分割する電力スプ
リッタ11を備えている。第２の電力スプリッタ14を通し
て、局部発振信号LOが、枝路Ｉのミクサ12の局部発振入
力に同相で付与されると共に、枝路Ｑのミクサ13の局部
発振入力に90゜移相して付与される。ミクサの出力から
得られた基本帯域信号Ｉ及びＱは、各々、専用の基本帯
域増幅器15及び16を経て処理ユニット17へ送られ、サン
プリング及び判断がなされる。基本帯域増幅器は、おそ
らく、ローパスフィルタ及びイコライザも含む。
処理ユニット17の中身は、どの変調方法が使用される
かにより異なる。例えば、QPSK（直角位相シフトキーイ
ング）信号の場合には、処理ユニットは、判断比較器
（信号が正であるか負であるか、即ち論理１が受け取ら
れたか論理０が受け取られたかを比較する）と、クロッ
ク及びキャリア波再生回路とを備えている。クロック再
生回路は、正しいサンプリングの瞬間をセットし、そし
てキャリア波再生回路は、局部発振信号LOを到来信号に
対して位相固定状態に保持する。
かにより異なる。例えば、QPSK（直角位相シフトキーイ
ング）信号の場合には、処理ユニットは、判断比較器
（信号が正であるか負であるか、即ち論理１が受け取ら
れたか論理０が受け取られたかを比較する）と、クロッ
ク及びキャリア波再生回路とを備えている。クロック再
生回路は、正しいサンプリングの瞬間をセットし、そし
てキャリア波再生回路は、局部発振信号LOを到来信号に
対して位相固定状態に保持する。
上記の直角復調を使用するときには、実際に次のよう
な種々の問題が生じる。
な種々の問題が生じる。
（Ａ）第１グループの問題は、局部発振器から到来する
位相ノイズと、局部発振信号LOの位相跳躍とを含み、こ
の跳躍は、機械的及び電気的な理由で生じ、座標の回転
及びジッタを引き起こす。
位相ノイズと、局部発振信号LOの位相跳躍とを含み、こ
の跳躍は、機械的及び電気的な理由で生じ、座標の回転
及びジッタを引き起こす。
（Ｂ）第２グループの問題は、ミクサ（12及び13）及び
それに続く増幅器（15及び16）の出力電圧に生じて判断
範囲をずらすようなオフセット（電圧レベルの）より成
る。
それに続く増幅器（15及び16）の出力電圧に生じて判断
範囲をずらすようなオフセット（電圧レベルの）より成
る。
（Ｃ）基本帯域増幅器をAC結合することにより上記の欠
点が修正された場合でも、信号の最低周波数がカットオ
フされるので、信号歪が発生する。これは、特に１と０
の長い列における歪と考えられる。
点が修正された場合でも、信号の最低周波数がカットオ
フされるので、信号歪が発生する。これは、特に１と０
の長い列における歪と考えられる。
（Ｄ）第４グループの問題は、基本帯域信号に干渉電圧
を引き起こす直角ミクサ（12及び13）の機械的感度（機
械的なノイズ）より成る。これらは、いわゆる直接受信
（到来信号がRF信号である）の場合に特に欠点となる。
というのは、基本帯域増幅器の増幅度が高くなければな
らないからである。
を引き起こす直角ミクサ（12及び13）の機械的感度（機
械的なノイズ）より成る。これらは、いわゆる直接受信
（到来信号がRF信号である）の場合に特に欠点となる。
というのは、基本帯域増幅器の増幅度が高くなければな
らないからである。
（Ｅ）第５グループの問題は、広い周波数帯域がミクサ
（12及び13）へ到来する場合の直接受信に特に関係して
いる。従って、受信周波数から離れた位置にあって変化
する振幅を有する信号でも、ミクサに整流を生じさせ
る。これは、基本帯域信号において振幅変化に対応する
干渉電圧のようにみえる。或いは又、互いに接近した周
波数をもつ２つの干渉信号が一緒に混合すると、基本帯
域信号に干渉を引き起こすことがある。
（12及び13）へ到来する場合の直接受信に特に関係して
いる。従って、受信周波数から離れた位置にあって変化
する振幅を有する信号でも、ミクサに整流を生じさせ
る。これは、基本帯域信号において振幅変化に対応する
干渉電圧のようにみえる。或いは又、互いに接近した周
波数をもつ２つの干渉信号が一緒に混合すると、基本帯
域信号に干渉を引き起こすことがある。
上記した全ての現象は、受信エラーを引き起こす。
上記問題を次の手段によって解決する試みが初期にな
されている。
されている。
（Ａ）ある場合には、信号位相に関連した障害の影響
が、差動検出を用いることにより減衰されている。これ
は、個別の発振器によって発生されて当該信号に位相固
定された（狭帯域で）基準キャリア波の位相が検出の位
相基準として使用されず、判断をなす瞬間に先行する記
号（１つ又は複数）の位相が使用されるようにして行わ
れている。従って、低い周波数の位相変化の影響は、相
当に減少するが、受信感度に若干のロスが生じる。
が、差動検出を用いることにより減衰されている。これ
は、個別の発振器によって発生されて当該信号に位相固
定された（狭帯域で）基準キャリア波の位相が検出の位
相基準として使用されず、判断をなす瞬間に先行する記
号（１つ又は複数）の位相が使用されるようにして行わ
れている。従って、低い周波数の位相変化の影響は、相
当に減少するが、受信感度に若干のロスが生じる。
（Ｂ）及び（Ｃ）基本帯域オフセット電圧の影響は、基
本帯域増幅器をAC結合することによって補正できる。こ
れは信号に歪を生じ、それ故、増幅器の下限周波数を非
常に低くするか、又は判断を行う段階でフィードバック
を発生して、このフィードバックが、増幅器で失われた
低周波数の信号成分を再生するものであるようにしなけ
ればならない。このフィードバックループは、あまり多
くのノイズが結合されないようにするために比較的低速
でなければならない。これらのフィードバックループ
は、基本帯域信号から比較的低速の影響しか排除できな
いものである。
本帯域増幅器をAC結合することによって補正できる。こ
れは信号に歪を生じ、それ故、増幅器の下限周波数を非
常に低くするか、又は判断を行う段階でフィードバック
を発生して、このフィードバックが、増幅器で失われた
低周波数の信号成分を再生するものであるようにしなけ
ればならない。このフィードバックループは、あまり多
くのノイズが結合されないようにするために比較的低速
でなければならない。これらのフィードバックループ
は、基本帯域信号から比較的低速の影響しか排除できな
いものである。
（Ｄ）低い周波数については、上記（Ｂ）及び（Ｃ）項
の場合のように、機械的ノイズ（マイクロフォニック）
は減少できるが、ミクサの機械的ノイズにより生じた干
渉のスペクトルは、通常、高い周波数に達し、上記上記
手段では、この影響を完全に排除するに充分ではない。
の場合のように、機械的ノイズ（マイクロフォニック）
は減少できるが、ミクサの機械的ノイズにより生じた干
渉のスペクトルは、通常、高い周波数に達し、上記上記
手段では、この影響を完全に排除するに充分ではない。
（Ｅ）非一定振幅の干渉信号における振幅変化率と、相
互に混合する干渉信号間の周波数差とに基づいて、干渉
成分が基本帯域信号に除去のために与えられるが、この
ような方法は現在知られていない。
互に混合する干渉信号間の周波数差とに基づいて、干渉
成分が基本帯域信号に除去のために与えられるが、この
ような方法は現在知られていない。
発明の要旨
本発明の目的は、上記問題を軽減すると共に、新規な
差動復調方法及び復調器を提供することである。これ
は、基本帯域信号から、I/Q平面における信号点の逐次
シフトの方向角間の差を測定し、そしてこの差を、受信
記号に関する判断遂行に用いることを特徴とする本発明
の方法によって達成される。又、本発明による復調器
は、I/Q平面に生じる逐次信号点のシフトの方向角間の
差を測定する手段を備えたことを特徴とする。
差動復調方法及び復調器を提供することである。これ
は、基本帯域信号から、I/Q平面における信号点の逐次
シフトの方向角間の差を測定し、そしてこの差を、受信
記号に関する判断遂行に用いることを特徴とする本発明
の方法によって達成される。又、本発明による復調器
は、I/Q平面に生じる逐次信号点のシフトの方向角間の
差を測定する手段を備えたことを特徴とする。
本発明の考え方は、差動検出を使用し、I/Q平面に生
じた信号点（座標点）シフトの方向角間の差を測定し、
そしてこれらの差のみに基づくか又はこれらの差及びI/
Q平面に生じたシフトの長さに基づいて受信記号を判断
する（そのたびに使用する変調方法に基づく判断遂行範
囲を用いて）ことである。
じた信号点（座標点）シフトの方向角間の差を測定し、
そしてこれらの差のみに基づくか又はこれらの差及びI/
Q平面に生じたシフトの長さに基づいて受信記号を判断
する（そのたびに使用する変調方法に基づく判断遂行範
囲を用いて）ことである。
従って、従来の解決策とは対照的に、本発明による差
動検出の意図は、原点に対する座標点の角度を測定し
て、そこから差を計算するものではない。本発明の意図
は、むしろ、I/Q平面における逐次シフトの方向間の角
度を測定することである。
動検出の意図は、原点に対する座標点の角度を測定し
て、そこから差を計算するものではない。本発明の意図
は、むしろ、I/Q平面における逐次シフトの方向間の角
度を測定することである。
本発明による復調器は、位相ジッタ（上記問題
（Ａ））にかなり耐え得るものである。というのは、こ
の問題を構成する若干低速な位相変化は、１つの監視イ
ンターバル（２つのサンプリングインターバル）中に影
響を及ぼすに足る時間がないからである。これは、監視
を受けるインターバルがあまり長くない場合の差動復調
方法の典型である。
（Ａ））にかなり耐え得るものである。というのは、こ
の問題を構成する若干低速な位相変化は、１つの監視イ
ンターバル（２つのサンプリングインターバル）中に影
響を及ぼすに足る時間がないからである。これは、監視
を受けるインターバルがあまり長くない場合の差動復調
方法の典型である。
本発明の新規な特徴は、本発明による復調器が、Ｉ及
びＱチャンネルのオフセット（DCレベルオフセット）、
及び基本帯域信号における低い周波数及び若干高い周波
数の干渉電圧にもかなり耐え得ることである。位相ジッ
タ及び基本帯域干渉の強度は、約20dB/桁だけ減少さ
れ、干渉信号の周波数は、サンプリング周期をＴとすれ
ば、1/（２＊π＊Ｔ）より低い。
びＱチャンネルのオフセット（DCレベルオフセット）、
及び基本帯域信号における低い周波数及び若干高い周波
数の干渉電圧にもかなり耐え得ることである。位相ジッ
タ及び基本帯域干渉の強度は、約20dB/桁だけ減少さ
れ、干渉信号の周波数は、サンプリング周期をＴとすれ
ば、1/（２＊π＊Ｔ）より低い。
従って、基本帯域増幅器は、簡単なAC結合増幅器であ
り、その周波数下限は比較的高いものである。又、復調
器は、ミクサの機械的ノイズ及び干渉のAM検出にも非常
に耐え得る。但し、これらの影響がサンプリング周波数
よりも約1.5ないし２桁低い周波数に限定される場合だ
けである。これは、通常の場合もそうである。
り、その周波数下限は比較的高いものである。又、復調
器は、ミクサの機械的ノイズ及び干渉のAM検出にも非常
に耐え得る。但し、これらの影響がサンプリング周波数
よりも約1.5ないし２桁低い周波数に限定される場合だ
けである。これは、通常の場合もそうである。
図面の簡単な説明
以下、添付図面の図２ないし５を参照して本発明を詳
細に説明する。
細に説明する。
図１は、典型的な直角検出を用いた受信器を示す図で
ある。
ある。
図２は、本発明の原理を示す図である。
図３は、本発明による検出器のブロック図である。
図４は、本発明による検出器の１つの実施形態を詳細
に示す図である。
に示す図である。
図５は、図４に示す実施形態とは別の実施形態を示す
図である。
図である。
好ましい実施形態の詳細な説明
図２は、I/Q平面における３つの逐次のサンプリング
の瞬間に対応する座標点（信号点）P1ないしP3を示すこ
とにより本発明の復調器の原理を示している。参照番号
21は、座標点のシフトを表す曲線を示す。既知の方法で
は、座標点の角度δ１ないしδ３は、受信時に原点に対
して測定され、そして受信ビットは、角度の絶対値に基
づき、おそらくは信号振幅データも用いることにより判
断される（コヒレント検出）か、又はこれらの角度の差
に基づき判断される（差動検出）。本発明によれば、上
記角度を測定することを意図するのではなく、I/Q平面
に生じる逐次のシフトの方向間の角度、即ち逐次のシフ
トの方向角間の差を測定する。このような角度は、参照
文字αで図示されている。方向角βは、点P1から点P2へ
のシフトに対応し、そして方向角γは、点P2から点P3へ
のシフトに対応する。上記シフトの方向間の角度αは、
これらシフトの方向角間の差、即ちα＝γ−β（角度β
は負である）に対応する。
の瞬間に対応する座標点（信号点）P1ないしP3を示すこ
とにより本発明の復調器の原理を示している。参照番号
21は、座標点のシフトを表す曲線を示す。既知の方法で
は、座標点の角度δ１ないしδ３は、受信時に原点に対
して測定され、そして受信ビットは、角度の絶対値に基
づき、おそらくは信号振幅データも用いることにより判
断される（コヒレント検出）か、又はこれらの角度の差
に基づき判断される（差動検出）。本発明によれば、上
記角度を測定することを意図するのではなく、I/Q平面
に生じる逐次のシフトの方向間の角度、即ち逐次のシフ
トの方向角間の差を測定する。このような角度は、参照
文字αで図示されている。方向角βは、点P1から点P2へ
のシフトに対応し、そして方向角γは、点P2から点P3へ
のシフトに対応する。上記シフトの方向間の角度αは、
これらシフトの方向角間の差、即ちα＝γ−β（角度β
は負である）に対応する。
実際に、シフトは、例えば、サンプリング時点におけ
る信号点の位置（P1、P2、P3）間の差として決定するこ
とができる。第２の方法は、最初にＩ及びＱ信号を微分
しそして実質的にシフトの中間において導関数の値を測
定することである。しかしながら、この第２の方法は、
所望の結果の近似値しか生じないので、好ましいもので
はない。
る信号点の位置（P1、P2、P3）間の差として決定するこ
とができる。第２の方法は、最初にＩ及びＱ信号を微分
しそして実質的にシフトの中間において導関数の値を測
定することである。しかしながら、この第２の方法は、
所望の結果の近似値しか生じないので、好ましいもので
はない。
本発明による復調器のブロック図が主として図３に示
されている。使用する参照番号は、図１の同じ部分につ
いて使用したものと同一である。復調器の前端の構造
は、基本帯域増幅器に関する限り図１に示す既知の構造
に対応し、それ故、この点については再び説明しない。
されている。使用する参照番号は、図１の同じ部分につ
いて使用したものと同一である。復調器の前端の構造
は、基本帯域増幅器に関する限り図１に示す既知の構造
に対応し、それ故、この点については再び説明しない。
本発明について重要なものは、各受信枝路の基本帯域
増幅器の後に接続されたΔＵ及びΔＴブロック37及び38
である。これらのブロックにおいて、Ｉ及びＱチャンネ
ルの信号から、サンプリング後のシフト（２つの順次の
サンプリング時点の間の各軸の方向における信号値の変
化）、又はサンプリング前の導関数が計算される。図中
の破線は、サンプリングのクロック信号を示す。ある実
施形態においては、ブロック37及び38は、組合せ構造を
有するものでもよく、又、以下に述べるように別の方法
で実施されてもよい。
増幅器の後に接続されたΔＵ及びΔＴブロック37及び38
である。これらのブロックにおいて、Ｉ及びＱチャンネ
ルの信号から、サンプリング後のシフト（２つの順次の
サンプリング時点の間の各軸の方向における信号値の変
化）、又はサンプリング前の導関数が計算される。図中
の破線は、サンプリングのクロック信号を示す。ある実
施形態においては、ブロック37及び38は、組合せ構造を
有するものでもよく、又、以下に述べるように別の方法
で実施されてもよい。
信号シフトの計算の後に、シフトの方向角と、それら
の間の差が処理ユニット39において計算される。このた
め、正確な方法と近似的な方法があるが、これらは、本
発明の実際の考え方に属するものではないので、ここで
は説明しない。重要なことは、方向角の計算について使
用可能な計算方法が容易に見つかることである。受け取
った記号の値は、シフトの方向間の角度αから（方向角
間の差から）決定される。処理ユニットにおいては、I/
Q平面に生じたシフトの長さを決定することもでき、更
に、以下に述べるように、判断をなすときにシフトの長
さを考慮に入れることができる。
の間の差が処理ユニット39において計算される。このた
め、正確な方法と近似的な方法があるが、これらは、本
発明の実際の考え方に属するものではないので、ここで
は説明しない。重要なことは、方向角の計算について使
用可能な計算方法が容易に見つかることである。受け取
った記号の値は、シフトの方向間の角度αから（方向角
間の差から）決定される。処理ユニットにおいては、I/
Q平面に生じたシフトの長さを決定することもでき、更
に、以下に述べるように、判断をなすときにシフトの長
さを考慮に入れることができる。
本発明の方法を用いた復調器実施方法の詳細は、使用
する変調に基づく。
する変調に基づく。
例えば、２−FSK（周波数シフトキーイング）変調を
取り上げ、変調指数が例えばｈ＝１である場合には、サ
ンプリング周波数は、通常、ビット周波数の２倍である
（信号ベクトルの回転方向を見出せるようにするため
に）。角度αが正である場合には、例えば、高い周波
数、即ちこの例では、論理１が送信され、そして角度α
が負である場合には、低い周波数、即ちこの例では、論
理０が送信される。
取り上げ、変調指数が例えばｈ＝１である場合には、サ
ンプリング周波数は、通常、ビット周波数の２倍である
（信号ベクトルの回転方向を見出せるようにするため
に）。角度αが正である場合には、例えば、高い周波
数、即ちこの例では、論理１が送信され、そして角度α
が負である場合には、低い周波数、即ちこの例では、論
理０が送信される。
変調指数がｈ＝０、５であるようなMSK変調又は２−F
SK変調に関連する場合には、サンプリング周波数が、通
常は、ビット周波数に等しい。２つの順次のサンプリン
グ時点の間の信号位相の変化は、MSK変調の場合に±90
゜しかないので、本発明の方法を使用するときには、判
断遂行範囲が次のようになる。角度αが０ないし135゜
である場合は、高い周波数（例えば、論理１）が受け取
られる。他方、角度αが０ないし−135゜である場合
は、低い周波数（例えば、論理０）が受け取られる。角
度αが±135ないし180゜である場合は、前のものとは異
なる周波数（ビット）が受け取られる。
SK変調に関連する場合には、サンプリング周波数が、通
常は、ビット周波数に等しい。２つの順次のサンプリン
グ時点の間の信号位相の変化は、MSK変調の場合に±90
゜しかないので、本発明の方法を使用するときには、判
断遂行範囲が次のようになる。角度αが０ないし135゜
である場合は、高い周波数（例えば、論理１）が受け取
られる。他方、角度αが０ないし−135゜である場合
は、低い周波数（例えば、論理０）が受け取られる。角
度αが±135ないし180゜である場合は、前のものとは異
なる周波数（ビット）が受け取られる。
サンプリング周波数及び判断遂行範囲を変えることに
より、多数のレベルでの異なる変調及び異なる変調指数
に対して適当な復調器が形成される。しかしながら、上
記の例は、装置（変調器及び復調器）を比較的簡単に実
施できるという点で効果的である。
より、多数のレベルでの異なる変調及び異なる変調指数
に対して適当な復調器が形成される。しかしながら、上
記の例は、装置（変調器及び復調器）を比較的簡単に実
施できるという点で効果的である。
図４は、復調器の１つの考えられる実施形態を詳細に
示している。使用する参照番号は、図１の同一部分に用
いたものと同じである。基本帯域増幅器15及び16（もし
必要であれば、ローパスフィルタ及びイコライザを含
む）の後に、信号からサンプルが取り出され、A/Dコン
バータ41及び42によって数値形態に変換される。各枝路
の信号は、専用の減算ユニットＡ（枝路Ｉ）及びＢ（枝
路Ｑ）へ各々付与される。各枝路において、減算ユニッ
トは、各々メモリ手段43及び44と、各々減算回路45及び
46とを備えている。A/Dコンバータの出力はメモリ手段
及び減算回路へ接続され、そしてメモリ手段の出力は減
算回路へ接続される。各メモリ手段は、手前のサンプリ
ング時点でA/Dコンバータにより発生された値をメモリ
に保持するレジスタとして働く。減算回路は、デジタル
減算により対応する軸（Ｉ又はＱ）の方向のシフトのサ
イズを計算する。シフトのサイズの情報は、減算回路か
らメモリ回路47、例えばPROM回路へ供給され、そこに
は、I/Q座標と極座標との間のプログラム可能な変換テ
ーブルが記憶されている。このテーブルを用いることに
より、I/Q座標から極座標への変換がメモリ回路におい
て実行され、これは、計算されたシフトから角度形態へ
の変換を意味する。上記変調方法におけるシフトの長さ
が一定である場合には、サイズ情報は不要である。シフ
トの長さが一定でない場合には（例えば、４−FSK）、
長さ情報が、判断遂行のための方向角の変更と共に使用
される。
示している。使用する参照番号は、図１の同一部分に用
いたものと同じである。基本帯域増幅器15及び16（もし
必要であれば、ローパスフィルタ及びイコライザを含
む）の後に、信号からサンプルが取り出され、A/Dコン
バータ41及び42によって数値形態に変換される。各枝路
の信号は、専用の減算ユニットＡ（枝路Ｉ）及びＢ（枝
路Ｑ）へ各々付与される。各枝路において、減算ユニッ
トは、各々メモリ手段43及び44と、各々減算回路45及び
46とを備えている。A/Dコンバータの出力はメモリ手段
及び減算回路へ接続され、そしてメモリ手段の出力は減
算回路へ接続される。各メモリ手段は、手前のサンプリ
ング時点でA/Dコンバータにより発生された値をメモリ
に保持するレジスタとして働く。減算回路は、デジタル
減算により対応する軸（Ｉ又はＱ）の方向のシフトのサ
イズを計算する。シフトのサイズの情報は、減算回路か
らメモリ回路47、例えばPROM回路へ供給され、そこに
は、I/Q座標と極座標との間のプログラム可能な変換テ
ーブルが記憶されている。このテーブルを用いることに
より、I/Q座標から極座標への変換がメモリ回路におい
て実行され、これは、計算されたシフトから角度形態へ
の変換を意味する。上記変調方法におけるシフトの長さ
が一定である場合には、サイズ情報は不要である。シフ
トの長さが一定でない場合には（例えば、４−FSK）、
長さ情報が、判断遂行のための方向角の変更と共に使用
される。
各シフトに関して、その方向角のサイズの情報及びお
そらくはI/Q平面におけるその長さの情報が、メモリ回
路の出力から得られる。長さデータLDは、判断遂行に使
用されるべく判断遂行回路50に直接供給される。
そらくはI/Q平面におけるその長さの情報が、メモリ回
路の出力から得られる。長さデータLDは、判断遂行に使
用されるべく判断遂行回路50に直接供給される。
容易に準備できるテーブルを使用するのではなく、監
視されるべきシフトが充分低速で生じる場合には、組合
せロジック又はソフトウェアによって変換を計算するこ
ともできる。
視されるべきシフトが充分低速で生じる場合には、組合
せロジック又はソフトウェアによって変換を計算するこ
ともできる。
方向角の値は、メモリ回路の次にある減算ユニットＣ
へ送られ、該ユニットの実施は減算ユニットＡ及びＢの
実施に対応し、このユニットは、方向角の手前の値を記
憶するためのメモリ手段48と、デジタル減算により順次
の方向角間の差（角度α）を計算する減算回路49とを備
えている。
へ送られ、該ユニットの実施は減算ユニットＡ及びＢの
実施に対応し、このユニットは、方向角の手前の値を記
憶するためのメモリ手段48と、デジタル減算により順次
の方向角間の差（角度α）を計算する減算回路49とを備
えている。
その後、判断遂行回路50において受け取ったビットに
基づき、例えば、上記基準に基づき容易に判断が行われ
る。前記したように、判断遂行基準は、どの変調方法が
使用されるかによって異なる。
基づき、例えば、上記基準に基づき容易に判断が行われ
る。前記したように、判断遂行基準は、どの変調方法が
使用されるかによって異なる。
上記の物理的な実施は、簡単で且つ大部分はデジタル
であり、従って、種々の状態において容易に動作する装
置が達成される。
であり、従って、種々の状態において容易に動作する装
置が達成される。
図５は、図４の実施形態とは別の実施形態を示す。こ
の別の実施形態は、最初にＩ及びＱ信号を微分して実質
的にシフトの中間において導関数の値を測定する上記形
態に対応する。このため、時間に対してアナログ信号Ｉ
及びＱを各々微分する導関数回路51及び52が基本帯域増
幅器の後に接続されている。微分された信号は、A/Dコ
ンバータ41及び42において各々数値形態（離散的サンプ
ル）に変換され、そして上記のように動作するメモリ回
路47へ供給される。実際に、図４及び５の実施形態の相
違のみが実施され、即ちその段階において連続信号の処
理から離散的信号の処理への切り換えが行われる。
の別の実施形態は、最初にＩ及びＱ信号を微分して実質
的にシフトの中間において導関数の値を測定する上記形
態に対応する。このため、時間に対してアナログ信号Ｉ
及びＱを各々微分する導関数回路51及び52が基本帯域増
幅器の後に接続されている。微分された信号は、A/Dコ
ンバータ41及び42において各々数値形態（離散的サンプ
ル）に変換され、そして上記のように動作するメモリ回
路47へ供給される。実際に、図４及び５の実施形態の相
違のみが実施され、即ちその段階において連続信号の処
理から離散的信号の処理への切り換えが行われる。
以上、添付図面の例を参照して本発明を説明したが、
本発明はこれに限定されるものではなく、上記した本発
明の考え方及び請求の範囲内で変更し得るものである。
又、上記したように、復調器の実施の細部は、どんな変
調方法が使用されるかに基づいて変化する。又、上記か
ら明らかなように、本発明の原理は、２つの逐次のサン
プリング時点の間にゼロシフトが考えられない（方向角
をゼロシフトから見出すことのできない）全ての変調方
法に適している。
本発明はこれに限定されるものではなく、上記した本発
明の考え方及び請求の範囲内で変更し得るものである。
又、上記したように、復調器の実施の細部は、どんな変
調方法が使用されるかに基づいて変化する。又、上記か
ら明らかなように、本発明の原理は、２つの逐次のサン
プリング時点の間にゼロシフトが考えられない（方向角
をゼロシフトから見出すことのできない）全ての変調方
法に適している。
フロントページの続き
(56)参考文献 欧州特許出願公開333266（ＥＰ，Ａ
１)
国際公開91／02421（ＷＯ，Ａ１)
米国特許5159710（ＵＳ，Ａ)
欧州特許709008（ＥＰ，Ｂ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00
Claims (13)
- 【請求項１】デジタル変調された信号を直角復調する方
法であって、受信されるべき信号（Ｓ）を本質的に直角
位相関係のＩ及びＱ基本帯域信号と混合するような方法
において、基本帯域信号から、I/Q平面における信号点
の逐次シフトの方向角（β、γ）間の差（α）を測定
し、そしてこの差を、受信記号に関する判断遂行に用い
ることを特徴とする方法。 - 【請求項２】上記受信記号は、上記差（α）のみに基づ
いて判断する請求項１に記載の方法。 - 【請求項３】上記受信記号は、上記差（α）及び上記シ
フトの長さに基づいて判断する請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】上記方向角（β、γ）を測定するときに、
Ｉ及びＱの両軸の方向に生じるシフトのサイズをサンプ
リング時点における信号点の位置（P1、P2、P3）間の差
として決定する請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】上記方向角（β、γ）を測定するときに、
Ｉ及びＱの両軸の方向に生じるシフトのサイズを、最初
にＩ及びＱ信号を微分し（51、52）そしてその後に（4
1、42）実質的にシフトの中間で導関数の値を測定する
ことにより導関数によって決定する請求項１に記載の方
法。 - 【請求項６】デジタル変調された信号を復調する復調器
であって、受信されるべき信号（Ｓ）を、本質的に互い
に直角位相のＩ及びＱ信号へと混合するための混合手段
（12、13、14）を備えた復調器において、I/Q平面に生
じる逐次信号点のシフトの方向角（β、γ）間の差
（α）を測定する手段（37、38、39）を備えたことを特
徴とする復調器。 - 【請求項７】上記手段は、Ｉ軸の方向及びＱ軸の方向に
両方に２つの逐次のサンプリング時点の間に生じるシフ
トのサイズを計算するための計算手段（A;B）を備えた
請求項６に記載の復調器。 - 【請求項８】上記計算手段は、Ｉ及びＱ信号の両方に対
し、メモリ手段（43;46）を含む減算ユニット（A;B）
と、上記軸の方向に生じるシフトのサイズを計算するた
めの減算手段（45;46）とを備えた請求項７に記載の復
調器。 - 【請求項９】上記手段は、Ｉ信号及びＱ信号の導関数を
決定するための微分手段（51;52）を備えている請求項
６に記載の復調器。 - 【請求項１０】上記手段は、更に、上記計算手段によっ
て与えられる情報に応答して少なくとも方向角（β、
γ）を決定するためのメモリ回路、好ましくは、PROM回
路（47）を備えている請求項７、８又は９に記載の復調
器。 - 【請求項１１】上記手段は、更に、メモリ手段（48）及
び減算手段（49）を含む第３の減算ユニット（Ｃ）を備
え、該ユニットは、上記メモリ回路（47）に応答して、
上記メモリ回路によって与えられる方向角の情報に基づ
いて方向角間の差（α）を決定する請求項10に記載の復
調器。 - 【請求項１２】上記手段は、更に、I/Q平面に生じたシ
フトの長さを決定するための長さ決定手段（47）を備え
ている請求項６又は10に記載の復調器。 - 【請求項１３】上記長さ決定手段は、上記メモリ回路
（47）に含まれる請求項10及び12に記載の復調器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI932519 | 1993-06-02 | ||
| FI932519A FI94818C (fi) | 1993-06-02 | 1993-06-02 | Menetelmä digitaalisesti moduloidun signaalin demoduloimiseksi sekä demodulaattori |
| PCT/FI1994/000230 WO1994028662A1 (en) | 1993-06-02 | 1994-06-02 | A method for demodulating a digitally modulated signal and a demodulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09501277A JPH09501277A (ja) | 1997-02-04 |
| JP3403198B2 true JP3403198B2 (ja) | 2003-05-06 |
Family
ID=8538056
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50028695A Expired - Lifetime JP3403198B2 (ja) | 1993-06-02 | 1994-06-02 | デジタル変調された信号を復調する方法及び復調器 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5598125A (ja) |
| EP (1) | EP0709008B1 (ja) |
| JP (1) | JP3403198B2 (ja) |
| AU (1) | AU6845794A (ja) |
| DE (1) | DE69422178T2 (ja) |
| FI (1) | FI94818C (ja) |
| WO (1) | WO1994028662A1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5825241A (en) * | 1995-12-11 | 1998-10-20 | Delco Electronics Corporation | Differential demodulator |
| FI117494B (fi) | 1996-11-29 | 2006-10-31 | Nokia Corp | Menetelmä digitaalisessa kvadratuurimodulaattorissa ja kvadratuuridemodulaattorissa, digitaalinen kvadratuurimodulaattori ja kvadratuuridemodulaattori |
| FI105751B (fi) * | 1998-05-29 | 2000-09-29 | Nokia Networks Oy | Demodulointimenetelmä |
| FI106501B (fi) * | 1998-05-29 | 2001-02-15 | Nokia Networks Oy | Menetelmä ja järjestelmä kantoaaltotaajuuden ilmaisemiseksi |
| FI106502B (fi) * | 1998-05-29 | 2001-02-15 | Nokia Networks Oy | Symbolien synkronointimenetelmä |
| US6396881B1 (en) | 1999-02-19 | 2002-05-28 | Stanley A. White | Minimum-delay frequency-shift-compensating complex demodulator with arbitrary phase adjustment |
| AU2930401A (en) * | 2000-01-06 | 2001-07-16 | Nextcomm, Inc. | Method for direct conversion fsk and apparatus for using the same |
| GB2424326B (en) * | 2005-03-18 | 2008-01-16 | Motorola Inc | Receiver for receipt and demodulation of a frequency modulated RF signal and method of operation therein |
| CN112398768B (zh) * | 2019-08-19 | 2024-01-16 | 博通集成电路（上海）股份有限公司 | 用于校准频偏的接收机和方法 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4873683A (en) * | 1987-12-04 | 1989-10-10 | Motorola, Inc. | TDMA radio system employing BPSK synchronization for QPSK signals subject to random phase variation and multipath fading |
| GB2215545A (en) * | 1988-03-16 | 1989-09-20 | Philips Electronic Associated | A direct-conversion receiver |
| GB2219899A (en) * | 1988-06-17 | 1989-12-20 | Philips Electronic Associated | A zero if receiver |
| US5128966A (en) * | 1989-02-15 | 1992-07-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System for demodulating frequency- or phase-modulated signals by quadrature-phase |
| US5398002A (en) * | 1989-02-15 | 1995-03-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Automatic frequency control system by quadrature-phase in frequency or phase demodulating system |
| US5081650A (en) * | 1989-07-12 | 1992-01-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiver |
| US5402449A (en) * | 1989-08-11 | 1995-03-28 | Siemens Aktiengesellschaft | Process and device for converting digitally modulate high-frequency reception signals |
-
1993
- 1993-06-02 FI FI932519A patent/FI94818C/fi not_active IP Right Cessation
-
1994
- 1994-06-02 DE DE69422178T patent/DE69422178T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-06-02 WO PCT/FI1994/000230 patent/WO1994028662A1/en active IP Right Grant
- 1994-06-02 EP EP94916997A patent/EP0709008B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-06-02 JP JP50028695A patent/JP3403198B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1994-06-02 US US08/557,196 patent/US5598125A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-06-02 AU AU68457/94A patent/AU6845794A/en not_active Abandoned
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI932519A0 (fi) | 1993-06-02 |
| FI932519A (fi) | 1994-12-03 |
| FI94818B (fi) | 1995-07-14 |
| DE69422178T2 (de) | 2000-05-31 |
| EP0709008A1 (en) | 1996-05-01 |
| WO1994028662A1 (en) | 1994-12-08 |
| JPH09501277A (ja) | 1997-02-04 |
| US5598125A (en) | 1997-01-28 |
| FI94818C (fi) | 1995-10-25 |
| DE69422178D1 (de) | 2000-01-20 |
| EP0709008B1 (en) | 1999-12-15 |
| AU6845794A (en) | 1994-12-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA1157101A (en) | Coherent receiver for angle-modulated data signals | |
| US5001727A (en) | Carrier and data recovery and demodulation system | |
| JP4366808B2 (ja) | タイミングエラー検出回路および復調回路とその方法 | |
| KR20010072039A (ko) | 직교 복조기에서의 미분 및 곱셈에 기반한 타이밍 회복 | |
| EP0381637B1 (en) | A method of controlling the frequency of a coherent radio receiver and apparatus for carrying out the method | |
| JP3403198B2 (ja) | デジタル変調された信号を復調する方法及び復調器 | |
| US6377634B1 (en) | Circuit for reproducing bit timing and method of reproducing bit timing | |
| CA2180905C (en) | Digital demodulator | |
| EP0259867A2 (en) | Demodulator for psk-modulated signals | |
| JP3029394B2 (ja) | Ｆｓｋ復調装置 | |
| JPH0870332A (ja) | クロック再生装置 | |
| EP1643705A1 (en) | Timing extraction device and method, and demodulation device using the timing extraction device | |
| JP3088892B2 (ja) | データ受信装置 | |
| JPH11355372A (ja) | 周波数再生回路および周波数再生方法 | |
| JP3088894B2 (ja) | データ受信装置 | |
| JPH04207802A (ja) | デジタル型ｆｍ信号復調装置 | |
| JP3665285B2 (ja) | 周波数偏差検出方法および周波数偏差検出器 | |
| JP2001007875A (ja) | 直交検波受信機における復調方法及び復調回路 | |
| JPH0897874A (ja) | オフセットｑｐｓｋ復調器 | |
| JPH066397A (ja) | 遅延検波器 | |
| KR100348241B1 (ko) | 위성방송수신시스템의위상복원검출제어장치 | |
| JPH05103027A (ja) | 遅延検波回路 | |
| JPH0746280A (ja) | 符号識別方法及び識別回路 | |
| JP3088891B2 (ja) | データ受信装置 | |
| JPH06291791A (ja) | 位相変調波信号の復調装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080229 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090228 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100228 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100228 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110228 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120229 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120229 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130228 Year of fee payment: 10 |