JP2790066B2 - 楽音信号発生装置および波形メモリ読出補間装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、楽音波形の時系列サ
ンプルデータをメモリから読み出すことによりデジタル
楽音信号を出力する楽音信号発生装置および該楽音信号
発生装置における波形データの補間演算処理を行う波形
メモリ読出補間装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】電子楽器の音源として、楽音波形の時系
列サンプルデータ（以下、波形データという）を予めメ
モリに記憶しておき、この波形データを楽音発生指示に
応答して逐次読み出すことにより楽音信号を出力する波
形読み出し方式の音源が知られている。この波形読み出
し方式の音源は、ピッチ同期方式音源とピッチ非同期方
式音源に大別される。

【０００３】ここで、ピッチ同期方式音源は、発生すべ
き楽音の音高に比例した読み出し周波数に従って波形メ
モリから波形データを読み出すことにより楽音信号を出
力するものである。また、ピッチ非同期方式の音源は、
発生すべき楽音の音高に関係なく常に一定の読み出し周
波数に従って波形メモリから波形データを読み出し、こ
の波形データに基づいて楽音信号を発生するものであ
る。

【０００４】ところで、楽音波形をサンプリングするこ
とにより波形データ列を作成した場合、この波形データ
列には元の波形に対応したスペクトルの他、このスペク
トルをサンプリング周波数の整数倍の各周波数を対称軸
として各々対称配置したスペクトル分布のイメージスペ
クトルが含まれることとなる。例えば図１３に例示する
ようにサンプリング前の楽音波形が２４ｋＨｚ以下のス
ペクトルから成り立っている場合、この楽音波形をサン
プリング周波数ｆｓ＝４８ｋＨｚのサンプリングクロッ
クでサンプリングすると、この結果得られる波形データ
列には図１４に示すように４８±２４ｋＨｚ、９６±２
４ｋＨｚ、…、ｍ・ｆｓ±２４ｋＨｚ、…の周波数範囲
のイメージスペクトルが含まれることとなる。このよう
にして発生されるイメージスペクトルが本来の楽音波形
のスペクトルと周波数軸上において重複すると、いわゆ
る折り返し雑音となる。この折り返し雑音は、一旦発生
すると除去することが極めて困難であり、折り返し雑音
を含んだ波形データがそのまま楽音として再生されると
耳障りな雑音として聴取されることとなる。従って、質
の良い楽音再生を行うためには、波形データの採取から
その波形データを楽音信号として再生するまでの全過程
を通じて折り返し雑音が生じないように留意する必要が
ある。

【０００５】ピッチ同期方式の音源は、上述した通り、
発生すべき楽音の音高に比例した読み出し周波数に従っ
て波形データを読み出すことにより楽音波形を再生する
ものである。従って、この音源の場合、サンプリング周
波数の１／２以上の周波数のスペクトルを含まない楽音
波形から得られた波形データ列である限り（すなわち、
波形データ列自体が折り返し雑音を含んでいない場
合）、如何なる周波数で波形データの読み出しを行った
としても、折り返し雑音を含まない楽音波形が再生され
る。何故ならば、読み出される波形データのスペクトル
の上限周波数は、読み出し周波数の増減に比例して増減
するからである。図１５および図１６はこの例を示すも
のであり、図１５は図１４にスペクトル分布を示す波形
データを５０ｋＨｚの読み出し周波数で読み出すことに
より得られる波形のスペクトル分布、図１６は同波形デ
ータを４０ｋＨｚの読み出し周波数で読み出すことによ
り得られる波形のスペクトル分布を示すものである。

【０００６】しかしながら、ピッチ同期式音源によって
楽音信号を発生した場合、楽音信号を構成する波形デー
タの出力周波数が楽音信号の音高によって変化するた
め、後続の装置の処理が複雑になってしまう。例えば音
高の異なった２種類以上の楽音信号を混合して発生する
ような場合、両者の各波形データは異なるタイミングで
出力されるため、両者を直接加算することができないと
いう問題がある。

【０００７】これに対し、ピッチ非同期方式の音源は、
楽音発生指示が与えられた場合に、指示された音高（楽
音周波数）に比例したＦナンバと呼ばれる音高情報を発
生し、このＦナンバをサンプリング周期毎に累算するこ
とにより、音高に応じたレートで変化するアドレス信号
を発生し、このアドレス信号に対応した波形データをメ
モリから再生するものである。ピッチ非同期式の音源に
おいては、これらの一連の処理が一定のサンプリング周
波数に同期して実行され、音高とは無関係に一定のサン
プリング周波数の波形データが出力される。従って、ピ
ッチ非同期式の音源においては、上記ピッチ同期式音源
の場合のような問題は生じない。

【０００８】ところで、電子楽器においては、メモリに
記憶された１種類の楽音波形から音高が微妙に異なった
多くの種類の楽音信号を発生する必要がある。このた
め、Ｆナンバとして整数部および小数部を含んだ実数を
使用する必要がある。この小数部を含んだＦナンバを使
用した場合、各サンプリング周期において発生されるア
ドレス信号も一般的に小数部を含むこととなるが、この
アドレス信号に対応した波形データ、例えばアドレス
「３．５」に対応した波形データはメモリには記憶され
ておらず読み出すことができない。

【０００９】仮に各サンプリング周期において、アドレ
ス信号の整数部に対応した波形データをメモリから読み
出すこととすると、元の楽音波形とは全く異なった楽音
波形が再生されることとなる。図１７は、図１４に示す
スペクトル分布を有する波形データ（サンプリング周波
数４８ｋＨｚ）がメモリに記憶されている場合に、サン
プリング周波数５０ｋＨｚのクロックに同期してＦナン
バ＝０．８を累算し、この累算結果たるアドレス信号の
整数部に対応した波形データをメモリから読み出したと
きの読み出し波形のスペクトル分布を例示したのであ
る。同図において、“×”のマークは、メモリ内の元の
波形データに含まれていた図１４において破線で表示し
たスペクトルに対応した折り返し雑音を示している。図
１７に示すように、ピッチ非同期再生においてアドレス
信号の整数部のみに基づいて波形データを再生した場合
には、多数の折り返し雑音成分が生じることとなる。

【００１０】以上の不具合を防止するため、一般的にピ
ッチ非同期式の音源においては補間処理を行う。すなわ
ち、各サンプリング周期において、アドレス信号の整数
部に対応した波形データを含む複数個の連続した波形デ
ータをメモリから読み出し、これらの波形データに対
し、アドレス信号の小数部に対応して決定される補間係
数を乗じて加算することにより、アドレス信号に対応し
た波形データの補間を行う。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】このような補間処理を
併用したピッチ非同期方式の音源によれば、任意の音高
の楽音信号を発生することができる。しかしながら、こ
のピッチ非同期式の音源は、発生すべき楽音の音高が高
い場合に折り返し雑音が発生し易いという問題があっ
た。以下、この問題について説明する。

【００１２】まず、図１４に示すスペクトル分布を有す
る波形データ（サンプリング周波数４８ｋＨｚ）がメモ
リに記憶されていたとする。仮にＦナンバ＝１とし、こ
のＦナンバをサンプリング周波数５０ｋＨｚのクロック
に同期して累算してアドレス信号を発生し、アドレス信
号に対応した波形データをメモリ内の波形データを使用
した補間演算により再生したとする。この場合、波形デ
ータの再生を行うサンプリング周波数は波形データ採取
時の５０／４８であるため、再生される波形のスペクト
ル（イメージスペクトルを除く。）の上限周波数は２４
ｋＨｚ×（５０／４８）＝２５ｋＨｚとなる。

【００１３】次にＦナンバが１より小さい場合、例えば
Ｆナンバ＝０．８の条件で波形データの再生を行った場
合には、Ｆナンバ＝１のときの再生波形を時間軸上に沿
って（１／０．８）倍に伸張し、この伸張した波形を５
０ｋＨｚのサンプリングクロックによりサンプリングし
直したものと同じ波形が再生される。

【００１４】従って、この場合の再生波形のスペクトル
分布は、図１８に示すものとなる。すなわち、Ｆナンバ
＝０．８としたことにより、再生波形のスペクトルＳＡ
はＦナンバ＝１のときの再生波形のスペクトルを周波数
軸上に沿って０．８倍に圧縮したものとなる。また、補
間処理により、破線によって示すイメージスペクトルは
除去されるが、５０ｋＨｚのサンプリング周波数によっ
てサンプリングしたことによるイメージスペクトルＳ
Ｂ，ＳＢ，…が新たに再生波形のスペクトルとして加わ
る。このイメージスペクトルは、その周波数範囲がＦナ
ンバ＝１の場合の０．８倍に狭められているため、Ｆナ
ンバ＝０．８に対応した本来必要な波形のスペクトルＳ
Ａ（上限周波数２０ｋＨｚ）と重複せず、折り返し雑音
の原因とならない。

【００１５】これに対し、Ｆナンバが１を越える場合、
例えばサンプリング周波数５０ｋＨｚのクロックに同期
してＦナンバ＝１．２の条件で波形データの再生を行っ
た場合には、Ｆナンバ＝１のときの再生波形を時間軸上
に沿って（１／１．２）倍に圧縮し、この圧縮した波形
を５０ｋＨｚのサンプリングクロックによりサンプリン
グし直したものと同じ波形が再生される。

【００１６】従って、この場合の再生波形のスペクトル
分布は、次のようになる。まず、Ｆナンバ＝１．２とし
たことにより、再生波形のスペクトルＳＡは、図１９に
示すように、Ｆナンバ＝１のときの再生波形のスペクト
ルを周波数軸上に沿って１．２倍に伸張したものとな
る。また、補間処理により破線によって示すイメージス
ペクトルは除去されるが、図２０に示すように、５０ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数によってサンプリングしたこ
とによるイメージスペクトルＳＢ，ＳＢ，…が新たに再
生波形のスペクトルとして加わる。このイメージスペク
トルＳＢは、その周波数範囲がＦナンバ＝１の場合の
１．２倍に広がるため、Ｆナンバ＝１．２に対応した本
来必要な波形のスペクトルＳＡと重複し、その重複部分
が折り返し雑音となる。

【００１７】この発明は上述した事情に鑑みてなされた
もので、上記ピッチ非同期式音源の欠点を克服し、高い
音高の楽音信号を発生する場合においても折り返しノイ
ズを発生させることのない楽音信号発生装置および波形
メモリ読出補間装置を提供することを目的としている。

【００１８】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
楽音発生指示に応答し、該楽音発生指示によって指示さ
れた音高の楽音波形を表す所定のサンプリング周波数の
デジタル楽音信号を出力する楽音信号発生装置におい
て、楽音波形を一定時間間隔でサンプリングすることに
より得られた波形データを記憶した波形メモリと、前記
指示された音高に対応したレートで変化するアドレス信
号を前記サンプリング周波数よりも高い演算サイクル周
波数に従って出力するアドレス信号発生手段と、前記波
形メモリに記憶された波形データのうち前記アドレス信
号の整数部に対応した所定個数の波形データと前記アド
レス信号の小数部に対応した補間演算用係数とを用いた
補間演算を前記演算サイクル周波数に従って実行するこ
とにより、前記指示された音高を有する波形データを出
力する補間手段と、前記補間手段によって出力された波
形データに対し、所定の高域遮断周波数以上のスペクト
ルを除去する処理を施し、その結果を前記サンプリング
周波数に従って出力するダウンサンプリング手段とを具
備することを特徴とする楽音信号発生装置を要旨とす
る。

【００１９】請求項２に係る発明は、ｎ個（ｎは整数）
の時分割チャネルを使用した時分割制御により、各時分
割チャネル毎に、波形メモリから波形データを読み出
し、読み出した波形データに基づいて補間波形データを
生成する波形メモリ読出補間装置において、前記ｎ個の
時分割チャネルの各々に対応したアドレス信号を順次発
生するアドレス発生手段と、前記各アドレス信号の整数
部に基づいて前記波形メモリから波形データを読み出
し、各アドレス信号の小数部に応じて前記各時分割チャ
ネルに対応した補間波形データを各々生成して時分割で
出力する補間手段とを備え、前記補間手段が、前記ｎ個
の時分割チャネルをｋ個（ｋはｎの約数）のグループに
分けた各グループに対応した補間演算を実行するｋ個の
演算手段と、前記各時分割チャネルのアドレス信号の整
数部に対応した波形データを、前記波形メモリから、前
記ｋ個の演算手段のうち当該時分割チャネルに対応した
補間演算を実行するものに引き渡すとともに、前記各時
分割チャネルのアドレス信号の小数部を、前記ｋ個の演
算手段のうち当該時分割チャネルに対応した補間演算を
実行するものに引き渡す供給手段と、前記ｋ個の演算手
段の補間演算結果であるｎ個の補間波形データを、時分
割多重化して出力する出力手段とを具備することを特徴
とする波形メモリ読出補間装置を要旨とする。

【００２０】請求項３に係る発明は、ｎ個（ｎは整数）
の時分割チャネルを使用した時分割制御により、各時分
割チャネル毎に、楽音発生指示に応答し、該楽音発生指
示によって指示された音高の楽音波形を表す所定のサン
プリング周波数のデジタル楽音信号を出力する楽音信号
発生装置において、楽音波形を一定時間間隔でサンプリ
ングすることにより得られた波形データを記憶した波形
メモリと、前記各時分割チャネル毎に、前記指示された
音高に対応したレートで変化するアドレス信号を前記サ
ンプリング周波数よりも高い演算サイクル周波数に従っ
て出力するアドレス信号発生手段と、前記各時分割チャ
ネル毎に、前記波形メモリに記憶された波形データのう
ち前記アドレス信号の整数部に対応した所定個数の波形
データと前記アドレス信号の小数部に対応した補間演算
用係数とを用いた補間演算を前記演算サイクル周波数に
従って実行することにより、前記指示された音高を有す
る波形データを出力する補間手段と、前記各時分割チャ
ネル毎に、前記補間手段によって出力された波形データ
に対し、所定の高域遮断周波数以上のスペクトルを除去
する処理を施し、その結果を前記サンプリング周波数に
従って出力するダウンサンプリング手段とを具備し、前
記補間手段が、前記ｎ個の時分割チャネルをｋ個（ｋは
ｎの約数）のグループに分けた各グループに対応した補
間演算を実行するｋ個の演算手段と、前記各時分割チャ
ネルのアドレス信号の整数部に対応した波形データを、
前記波形メモリから、前記ｋ個の演算手段のうち当該時
分割チャネルに対応した補間演算を実行するものに引き
渡すとともに、前記各時分割チャネルのアドレス信号の
小数部を、前記ｋ個の演算手段のうち当該時分割チャネ
ルに対応した補間演算を実行するものに引き渡す供給手
段と、前記ｋ個の演算手段の補間演算結果を時分割多重
化して出力する出力手段とを具備することを特徴とする
楽音信号発生装置を要旨とする。

【００２１】

【作用】上記請求項１に係る発明によれば、指定された
音高に対応した波形データが得られるまでは、最終的な
サンプリング周波数よりも高い演算サイクル周波数に同
期して処理が行われる。そして、指定された音高に対応
した波形データが得られた時点で、その波形データに対
して予め高域除去処理が施され、この処理を経た波形デ
ータが最終的なサンプリング周波数に変換される。

【００２２】請求項２に係る発明は、以下説明するよう
に補間演算の高速化により上記課題を解決するものであ
る。まず、補間演算等の演算処理において折り返し雑音
を含まない波形データを得るためには、演算を繰り返す
際の演算サイクル周波数を十分に高くする必要があり、
そのためには１回１回の演算を極めて短時間で実行する
必要がある。しかし、いわゆる複音式の楽音信号発生装
置、すなわち、複数の時分割チャネルを使用し複数の楽
音信号を独立に発生する方式の楽音信号発生装置におい
ては、演算サイクル周期内に実行すべき補間演算の回数
が時分割チャネルの数に比例して増加するため、個々の
演算処理時間の短縮化についての要請は極めて厳しいも
のになってしまう。特に補間演算は、波形メモリからの
波形データの読み出し、積和演算といった処理を伴うた
め、高速化することが難しい演算であり、上記要請に対
する対応策を講じる上での障害となっていた。

【００２３】請求項２に係る発明は、演算回路に対して
苛酷な要求を課すことなく、上記要請に応えようとする
ものである。すなわち、この発明によれば、ｎ個の時分
割チャネルに対応した各補間演算がｋ個の演算手段によ
って分担され、並列的に実行され、補間演算結果である
ｎ個の補間波形データが、時分割多重化されて出力され
る。このように本発明による波形読出補間装置によれ
ば、個々の演算手段が実行すべき補間演算の数が少なく
なっているため、多数の時分割チャネルに対応した補間
波形データを高い演算サイクル周波数に従って出力する
ことができる。従って、本発明による波形読出補間装置
によれば、複音式の楽音信号発生装置において折り返し
雑音の発生を防止することができる。

【００２４】請求項３に係る発明は、請求項１に係る発
明および請求項２に係る発明の各々の技術的思想を結合
させることにより、折り返し雑音の発生が防止された複
音式の楽音信号発生装置を提供するものである。すなわ
ち、請求項１に係る発明を複音式の楽音信号に発生装置
に適用しようとする場合、補間演算の高速化についての
厳しい要請が生じることとなる。本発明は、請求項２に
係る発明の技術的思想を用いてこの要請に対処するもの
である。具体的な内容については、請求項２に係る発明
の作用として既に説明済みであるので、ここでの重複し
た説明は省略する。

【００２５】

【実施例】以下、本発明を更に理解しやすくするため、
実施例について説明する。かかる実施例は、本発明の一
態様を示すものであり、この発明を限定するものではな
い。本発明の範囲で任意に変更可能である。

【００２６】Ａ．実施例の構成 （１）全体構成 図１は本発明による楽音発生装置を備えた電子楽器の実
施例の全体構成を示すブロック図である。この図におい
て、１は鍵盤であり、多数の鍵とこれら鍵の押離鍵操作
によってオン／オフ状態が切り換えられる鍵スイッチと
を有する他、押鍵速度を検出するための速度検出機構を
有している。２は押鍵検出回路であり、鍵盤１の各鍵の
鍵スイッチの状態を走査し、押鍵操作がされた場合には
キーオン信号ＫＯＮおよび押鍵操作された鍵を表わすキ
ーコードＫＣを発生する。また、３はタッチ検出回路で
あり、鍵の押鍵速度を上記速度検出機構を介して検出
し、イニシャルタッチを表すタッチ情報ＩＴを発生す
る。

【００２７】４は発音チャネルの割り当てを行うアサイ
ナ回路である。本電子楽器は、１６チャネルの発音チャ
ネルを使用し、時分割制御により楽音を形成するように
構成されている。アサイナ回路４は、キーオン信号ＫＯ
Ｎが発生した場合にその時点で楽音形成処理に使用され
ていない発音チャネルの中から押鍵検出回路２から受け
取ったキーコードＫＣに対応した楽音形成処理を行うた
めの発音チャネルＣＨを選択する。なお、押鍵により同
時に発音すべき楽音が１６音を越える場合、アサイナ回
路４は周知の後着優先ルールに従ったトランケート処理
を実行するよう構成されている。

【００２８】５は本発明による楽音信号発生装置を具現
した波形読み出し方式の波形発生器であり、アサイナ回
路４によって選択された発音チャネルＣＨを使用し、時
分割制御によりキーコードＫＣに対応した音高の波形デ
ータを形成する処理を行う。この波形発生器５は、最終
的には５０ｋＨｚのサンプリング周波数の波形データを
出力するものであるが、キーコードＫＣに対応した楽音
波形の波形データが得られるまでは折り返し雑音を発生
させないように充分に高い演算サイクル周波数（本実施
例では２００ｋＨｚ）で波形データの再生等の処理を行
う。そして、この処理によりキーコードＫＣに対応した
楽音波形の波形データを周波数２００ｋＨｚのクロック
に同期して一旦発生した後、この波形データからサンプ
リング周波数５０ｋＨｚの１／２以上の周波数のスペク
トルを除去し、この高域除去処理のなされた波形データ
（サンプリング周波数２００ｋＨｚ）をサンプリング周
波数５０ＫＨｚの波形データに変換して出力する。な
お、波形発生器５の具体的な構成については後述する。

【００２９】６はデジタルフィルタであり、波形発生器
５から出力される波形データに対し、タッチ情報ＩＴに
対応した効果付与、音色調整等のためのフィルタ処理を
施す。７はエンベロープジェネレータであり、キーオン
信号ＫＯＮが与えられることにより、エンベロープ信号
ＥＮＶを生成し出力する。８は乗算器であり、エンベロ
ープジェネレータ７から出力されるエンベロープ信号Ｅ
ＮＶとデジタルフィルタ６の出力信号とを乗算し、この
乗算結果を楽音信号として出力する。９は累算器であ
り、楽音信号を全発音チャネルに亙って累算して出力す
る。１０は累算器８の出力信号をアナログ信号に変換す
るＤ／Ａ変換器である。１１はサウンドシステムであ
り、Ｄ／Ａ変換器１０から供給されるアナログ信号を増
幅してスピーカＳＰから楽音として発音する。

【００３０】（２）波形発生器５の構成 ここで、本実施例において最も特徴的な部分である波形
発生器５の構成について説明する。この波形発生器５
は、図２に示すように、波形メモリ１２と、アドレス発
生部１３と、補間部１４と、ダウンサンプリングＦＩＲ
フィルタ１５とにより構成されている。以下、波形発生
器５の各部の詳細について説明する。

【００３１】波形メモリ１２ 波形メモリ１２には、複数種類の楽音波形の波形データ
が記憶されている。いずれの楽音波形の波形データを波
形メモリ１２から読み出すかは、発生すべき楽音信号の
音色、音域等に基づいて選択されるようになっている。
各波形データは、楽音波形を一定のサンプリング周波数
でＡ／Ｄ変換することにより得られた時系列デジタルデ
ータであるが、波形データの生成に際しては、Ａ／Ｄ変
換の前処理として、サンプリング周波数の１／２以上の
周波数のスペクトルを除去する処理が楽音波形に施され
る。従って、いずれの楽音波形の波形データを読み出す
場合においても、波形データを間引くことなく全て読み
出した場合には折り返し雑音を含まない楽音波形が再生
される。

【００３２】アドレス発生部１３ アドレス発生部１３の構成を図３に示す。同図に示すよ
うに、アドレス発生部１３は、キーコードＫＣに対応し
た音高情報を発生する音高情報発生部１３ａと、この音
高情報を累算することによりキーコードＫＣに対応した
レートで増加するアドレス信号を発生する音高情報累算
部１３ｂとから構成されている。

【００３３】本実施例では、１／２００ｋＨｚの各演算
サイクル周期毎にキーコードＫＣに対応した波形データ
を演算するため、演算すべき波形データの位相を指定す
るアドレス信号を２００ｋＨｚのクロックに同期して出
力する必要がある。アドレス信号は音高情報を演算サイ
クル周期が切り換わる毎に累算することにより演算する
が、この音高情報として５０ｋＨｚのサンプリング周波
数を想定したＦナンバ（すなわち、波形読み出しから楽
音信号出力に至るまで一定のサンプリング周波数に同期
して信号処理を行う従来のピッチ非同期式音源において
使用されたいたＦナンバ）をそのまま使用すると、累算
結果たるアドレス信号はキーコードＫＣに対応したレー
トの４倍のレートで増加することとなる。そこで、本実
施例においては、アドレス信号をキーコードＫＣに対応
したレートで変化させるべく、Ｆナンバの１／４の値の
Ｆ^*ナンバを音高情報発生部１３ａにより発生する。

【００３４】また、既に述べた通り、この電子楽器は１
６チャネルの発音チャネルを使用して各発音チャネル毎
に楽音信号を形成するものであり、音高情報発生部１３
ａによるＦ^*ナンバの発生および音高情報累算部１３ｂ
によるアドレス信号の発生も時分割制御により各発音チ
ャネルについて行われる。すなわち、本実施例において
は、各発音チャネルに対応したＦ^*ナンバおよびアドレ
ス信号の演算が、１／２００ｋＨｚの演算サイクル周期
をさらに１６分割した各タイムスロットを利用して行わ
れる。

【００３５】音高情報累算部１３ｂにより発生されたア
ドレス信号の整数部ＩＡＤは、読み出しアドレスとして
波形メモリ１２へ供給される。また、アドレス信号の小
数部ＦＡＤは補間部１４へ供給される。また、音高情報
累算部１３ｂは、上記Ｆ^*ナンバの累算によりアドレス
信号の小数部から整数部への桁上げが生じた場合、桁上
げ信号ＩＮＣを出力する。

【００３６】補間部１４ 補間部１４は、波形メモリ１２に記憶された波形データ
のうちアドレス信号の整数部ＩＡＤに対応したものを含
む所定個数の波形データＷＤと、アドレス信号の小数部
ＦＡＤにより決定される補間係数列とを用いた補間演算
を周波数２００ｋＨｚのクロックに同期して実行し、こ
の補間演算の結果得られる波形データＷＰを出力する。

【００３７】図４は、補間部１４の構成を示すブロック
図である。本実施例は上述の通り１６チャネルの発音チ
ャネルを有しているため、これらの各チャネルに対応し
た補間処理を行い得るように構成する必要がある。ここ
で、１演算サイクル周期（１／２００ｋＨｚ）内におい
て１６チャネル分の補間処理を全くの時分割処理により
行うとすると、個々の発音チャネルに対応した補間処理
の処理速度に対する要求はかなり厳しいものとなってし
まう。そこで、本実施例では、図４に示すように、補間
処理を行うためのハードウエアとして、波形データ記憶
ブロック１６ａおよび補間回路１７ａからなる系統（Ａ
ブロック）、波形データ記憶ブロック１６ｂおよび補間
回路１７ｂからなる系統（Ｂブロック）、波形データ記
憶ブロック１６ｃおよび補間回路１７ｃからなる系統
（Ｃブロック）および波形データ記憶ブロック１６ｄお
よび補間回路１７ｄからなる系統（Ｄブロック）の４系
統を並列に設け、これらに各々４チャネル分の補間処理
を分担させ、上記処理速度に関する要求を緩和してい
る。

【００３８】補間部１４には、８００ｋＨｚの４相クロ
ックφ_A、φ_B、φ_C、φ_Dが供給される。Ａブロック〜Ｄ
ブロックはクロックφ_A〜φ_Dにより各々の動作タイミン
グが制御される。この４相クロックφ_A、φ_B、φ_C、φ_D
の発生タイミングと発音チャネルの切換タイミングとは
同期している。従って、以下では４相クロックφ_A、
φ_B、φ_C、φ_Dの各クロックをチャネルクロックと呼
ぶ。

【００３９】チャネルクロックφ_Aは、１，５，９，１
３の各発音チャネルにおいて発生される。Ａブロック
は、このチャネルクロックφ_Aに同期し、これらの各発
音チャネルに対応した補間処理を実行する。また、チャ
ネルクロックφ_Bは２，６，１０，１４の各発音チャネ
ルにおいて発生され、Ｂブロックはこのチャネルクロッ
クφ_Bに同期し、これらの各発音チャネルに対応した補
間処理を実行する。他のブロックについても同様であ
り、Ｃブロックはチャネルクロックφ_Cに同期して３，
７，１１，１５の各発音チャネルに対応した補間処理
を、Ｄブロックは、チャネルクロックφ_Dに同期して
４，８，１２，１６の各発音チャネルに対応した補間処
理を行う。

【００４０】次にＡブロック〜Ｄブロックの各々の内部
構成について説明する。まず、Ａブロックにおいて、波
形データ記憶ブロック１６ａは、１，５，９，１３の各
発音チャネルに対応した４チャネル分のシフトレジスタ
を有しており、各シフトレジスタは当該チャネルの補間
処理に使用する８個の波形データを記憶する。補間回路
１７ａは、１サンプリング周期（１／２００ｋＨｚ）の
間に各チャネル当たり８個の波形データからなる４チャ
ネル分の波形データを波形データ記憶ブロック１６ａか
ら受け取り、４チャネル分の補間処理を行う。この補間
処理は、各チャネル毎にそのチャネルのアドレス信号の
小数部ＦＡＤに対応した補間係数を８個の波形データに
畳み込むことにより行う。

【００４１】波形データ記憶ブロック１６ａに対する波
形データの書き込みはその必要性が生じた場合のみ行わ
れるようになっている。すなわち、波形データ記憶ブロ
ック１６ａに記憶された各発音チャネルに対応した各８
個の波形データは、各々、当該チャネルのアドレス信号
の整数部ＩＡＤが変化しない限り、サンプリング周期が
切り換わったとしても引き続き補間処理に使用すること
ができる。そこで、ある発音チャネルのアドレス信号の
整数部ＩＡＤが増加し、桁上げ信号ＩＮＣが出力された
場合に、この増加した整数部ＩＡＤに対応した波形デー
タを波形メモリ１２から読み出すと共に当該チャネルの
新たな補間処理用の波形データとして波形データ記憶ブ
ロック１６ａに補充するようにしている。このように波
形データ記憶ブロック１６ａを介在させたことにより、
補間処理に使用する波形データを波形メモリ１２から直
接読み出す方式に比べ、波形メモリ１２の読み出し速度
に対する要求が緩和されている。他のＢ〜Ｄブロックも
以上説明したＡブロックと全く同様な構成となってい
る。

【００４２】ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５ ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５は、補間部１４
から得られるキーコードＫＣに対応した波形データ（サ
ンプリング周波数２００ｋＨｚ）を５０ｋＨｚのサンプ
リング周波数の波形データに変換して出力する。ここ
で、サンプリング周波数の変換前の波形データが２５ｋ
Ｈｚを越えるスペクトルを含んでいると、サンプリング
周波数の変換後の波形データに折り返し雑音が生じるこ
ととなる。そこで、本実施例においては、ダウンサンプ
リングＦＩＲフィルタ１５として２５ｋＨｚ以上の高域
スペクトルを除去するフィルタ特性を有するものを使用
し、サンプリング周波数２００ｋＨｚの波形データから
２５ｋＨｚ以上のスペクトルを除去した上で５０ｋＨｚ
のサンプリング周波数への変換を行う。

【００４３】図５にダウンサンプリングＦＩＲフィルタ
１５の構成を示す。同図に示すように、ダウンサンプリ
ングＦＩＲフィルタ１５は、リングバッファ１５ａ、チ
ャネル同期カウンタ１５ｂ、セレクタ１５ｃ、制御部１
５ｄおよびフィルタ演算処理部１５ｅによって構成され
ている。

【００４４】リングバッファ１５ａは、ＲＡＭ等によっ
て構成されており、制御部１５ｄによる制御の下、補間
部１４から出力される各チャネルに対応した波形データ
ＷＰを順次記憶し、フィルタ処理に使用すべき波形デー
タをフィルタ演算処理部１５ｅへ順次引き渡す。

【００４５】チャンネル同期カウンタ１５ｃは、発音チ
ャネルの切換タイミングに同期した２００ＫＨｚ×１６
＝３．２ＭＨｚのクロックφ_syncをカウントし、このカ
ウント結果をアドレスデータＷＡとして出力する。

【００４６】セレクタ１５ｃは、第１入力端にチャネル
同期カウンタ１５ｃが出力するアドレスデータＷＡが与
えられ、第０入力端には制御部１５ｄが出力するアドレ
スＲＡが与えられ、選択端子には１２．８ＭＨｚのクロ
ックに同期した選択信号φ_{SE L}が与えられる。選択信号
φ_SELが“１”の場合、セレクタ１５ｃによってアドレ
スデータＷＡが選択され、リングバッファ１５ａにアド
レスとして与えられる。また、選択信号φ_SELが“１”
である期間、リングバッファ１５ａは書込みモードとさ
れ、このとき補間部１４から出力される波形データＷＰ
はリングバッファ１５ａにおけるアドレスデータＷＡに
対応したエリアに書込まれる。上述の通り、アドレスデ
ータＷＡは発音チャネルの切り換わり毎にインクリメン
トされるため、補間部１４から順次出力される波形デー
タＷＰ，ＷＰ，…は、リングバッファ１５ａ内の連続し
た各アドレスを順次書込まれてゆくこととなる。一方、
選択信号φ_SELが“０”の場合には、制御部１５ｄが出
力するアドレスデータＲＡがセレクタ１５ｃにより選択
され、リングバッファ１５ａへアドレスとして供給され
る。また、選択信号φ_SELが“０”である期間、リング
バッファ１５ａは読み出しモードとなり、リングバッフ
ァ１５ａにおけるアドレスデータＲＡに対応したエリア
から波形データＷＰが読み出される。

【００４７】選択信号φ_SELは補間部１４からの波形デ
ータの出力タイミングに合せて切り換えられる。すなわ
ち、上述した補間部１４は１演算周期（１／２００ｋＨ
ｚ）の間に１６チャネル分の波形データを出力し、これ
らの各チャネルの波形データは３．２ＭＨｚのクロック
に同期してダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５へ供
給される。このため、本実施例では、１２．８ＭＨｚの
クロックが４回発生される毎に１回の割合で上記選択信
号φ_SELを“１”とし、波形データのリングバッファ１
５ａへの書込みを行う。他の期間は選択信号φ_SELを
“０”とし、波形データのリングバッファ１５ａからの
読出しを行う。

【００４８】次にフィルタ演算部１５ｅについて説明す
る。このフィルタ演算部１５ｅにおいて、１５ｆはリン
グバッファ１５ａから読み出された波形データＷＰを遅
延させて出力するラッチ回路であり、この遅延処理の遅
延量は制御部１５ｄにより設定される。１５ｇはリング
バッファ１５ａから読み出された補間波形データＷＰと
ラッチ回路１５ｆの出力とを加算する加算器である。ま
た、１５ｈは乗算器であり、加算器１５ｇの出力と制御
部１５ｄから供給されるフィルタ係数とを乗算して出力
する。１５ｉは乗算器１５ｈの出力を累算する累算器で
ある。

【００４９】このフィルタ演算部１５ｅは、リングバッ
ッファ１５ａ内に蓄積された過去１１個分の波形データ
ＷＰを使用し、カットオフ周波数が２５ｋＨｚの高域除
去処理を波形データに対して施す。この高域除去処理
は、図６に示す周知のＦＩＲフィルタ演算である。図６
において、Ｄ，Ｄ，…は補間部１４によって発生された
波形データを各々１サンプリング周期（１／２００ｋＨ
ｚ）相当遅延させる遅延処理である。また、ＷＰ_i（ｉ
＝１〜１１）は、遅延処理により得られた過去１１個の
波形データであり、ＷＰ₁が最も古い波形データ、ＷＰ
₁₁が最も新しい波形データである。ａ_-5〜ａ₅は各波形
データＷＰ_i（ｉ＝１〜１１）に乗じられるフィルタ係
数であり、ＡＣＣはフィルタ係数の乗算結果を累算する
累算器である。フィルタ係数としては、図７に示すよう
に標本化関数ｓｉｎθ／θを一定間隔（この例ではπ／
４間隔）でサンプリングしたときの各瞬時値を使用す
る。

【００５０】さて、フィルタ係数ａ_-5〜ａ₅に着目する
と、ａ_-i＝ａ_i（ｉ＝１〜５）なる関係がある。従っ
て、図６に示すフィルタ処理は、図８に示すようにもの
に等価変形することができる。この図８に示すフィルタ
演算では、フィルタ係数ａ_-iおよびａ_iに対応した各波
形データを予め加算した上でフィルタ係数ａ_iを乗算す
ることにより乗算回数を図６に示すものの半分にしてい
る。

【００５１】本実施例におけるフィルタ演算部１５ｅ
は、制御部１５ｄによる制御の下、図８に示す手順に従
って波形データＷＰに対するフィルタ演算を行うもので
ある。すなわち、フィルタ演算部１５ｅは、加算器１５
ｇおよび乗算器１５ｈにより、波形データＷＰ₁₁および
ＷＰ₁を加算してフィルタ係数ａ₅を乗算する処理、波形
データＷＰ₁₀およびＷＰ₂を加算してフィルタ係数ａ₄を
乗算する処理、波形データＷ₉およびＷＰ₃を加算してフ
ィルタ係数ａ₃を乗算する処理、波形データＷＰ₈および
ＷＰ₄を加算してフィルタ係数ａ₂を乗算する処理、波形
データＷＰ₇およびＷＰ₅を加算してフィルタ係数ａ₁を
乗算する処理、波形データＷＰ₆にフィルタ係数ａ₀を乗
算する処理を順次実行し、それらの結果を累算器１５ｉ
によって累算する。累算器１５ｉの累算結果は周波数５
０ｋＨｚのサンプリングクロックに同期して読み出さ
れ、デジタルフィルタ６（図１参照）へ出力される。

【００５２】制御部１５ｄは、上記フィルタ演算を構成
する各処理に必要な波形データＷＰｉの読み出しアドレ
スＲＡを順次出力すると共に上記各処理に必要なフィル
タ係数をフィルタ演算部１５ｅへ順次出力する。また、
上記フィルタ演算は、リングバッファ１５ａに対する書
込みが行われないタイムスロットを利用して行われる。

【００５３】Ｂ．実施例の動作 図９は波形発生器５内部において行われるフィルタ処理
を示すものである。図１０は波形発生器５内の補間部１
４の動作を示すタイムチャートである。また、図１１は
波形発生器５内のダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１
５の動作を示すタイムチャートである。以下、既に参照
した図に加えてこれらの図を参照し、本実施例の動作を
説明する。

【００５４】鍵盤１におけるいずれかの鍵が押鍵される
と、そのキードードＫＣとキーオン信号ＫＯＮが押鍵検
出回路２により出力され、押鍵速度を表わすタッチ情報
ＩＴがタッチ検出回路３により出力される。そして、ア
サイナ回路４により、この押鍵操作に対応した楽音形成
処理を行うべき発音チャネルＣＨが選択される。

【００５５】そして、波形発生器５において、アサイナ
回路４によって選択された発音チャネルを利用すること
により、キーコードＫＣに対応した波形データを形成す
る処理が以下のようにして行われる。

【００５６】まず、アドレス生成部１３内の音高情報発
生部１３ａにより、１／２００ｋＨｚの演算サイクル周
期を１６分割した各タイムスロットのうち発音チャネル
ＣＨに対応したタイムスロットにおいて、キーコードＫ
Ｃに対応したＦ^*ナンバが発生される。また、音高情報
累算部１３ｂにおいては、キーオン信号ＫＯＮの立上が
りにより、当該発音チャネルＣＨに対応したアドレス信
号が「０」に初期化される。以後、演算サイクル周期が
切り換わり、当該発音チャネルＣＨに対応したタイムス
ロットとなる毎に、音高情報累算部１３ｂにより上記キ
ーコードＫＣに対応したＦ^*ナンバの累算が行われ、こ
の累算結果たるアドレス信号がキーコードＫＣに対応し
たレートで増加してゆく。

【００５７】このアドレス信号の整数部ＩＡＤは波形メ
モリ１２へ供給され、小数部ＦＡＤは補間部１４へ供給
される。また、アドレス信号の整数部ＩＡＤが増加する
場合には桁上げ信号ＩＮＣが補間部１４へ供給される。

【００５８】補間部１４では、図１０に示すように時分
割処理により各発音チャネルに対応した補間処理が行わ
れる。Ａブロック〜Ｄブロックの各ブロックは、８００
ｋＨｚのチャネルクロックφ_A〜φ_Dに各々同期し、当該
ブロックが分担する４チャネル分の補間処理を時分割処
理により実行する。

【００５９】以下、押鍵操作に応答して選択された発音
チャネルＣＨが第５チャネルである場合を例に、補間部
１４の動作を説明する。

【００６０】まず、各波形データ記憶ブロック１６ａ〜
１６ｄ内の各シフトレジスタには、各発音チャネルの補
間処理に必要な波形データが記憶される。本例における
第５チャネルに関しては、この第５チャネルのアドレス
信号の整数部ＩＡＤに対応した波形データＷＤを含む８
個の波形データが波形記憶ブロック１６ａ内の第５チャ
ネル用のシフトレジスタに記憶される。ここで、第５発
音チャネルに対応したアドレス信号の整数部ＩＡＤが増
加した場合、その発音チャネルに対応した補間処理に使
用する波形データを更新する必要があるが、この更新は
次のようにして行われる。

【００６１】すなわち、第５チャネルのアドレス信号の
整数部ＩＡＤが増加したことにより、この増加した整数
部ＩＡＤに対応した波形データが波形メモリ１２から読
み出される。また、第５チャネルに同期したタイミング
で桁上げ信号ＩＮＣが発生される。この結果、波形デー
タ記憶ブロック１６ａ内の第５チャネル用のシフトレジ
スタに波形メモリ１２から読み出された波形データが書
き込まれることとなる。この新たな波形データの書き込
みにより、シフトレジスタ内の既存の波形データは順次
後段へシフトされ、最後段のもの、すなわち、最も過去
にシフトレジスタに入力された波形データが廃棄され
る。

【００６２】また、第５チャネルに対応したアドレス信
号の小数部ＦＡＤは、演算サイクル周期を１６分割した
各タイムスロットのうち第５チャネルに対応したタイム
スロットにおいて、補間回路１７ａに引き渡されてラッ
チされる。そして、第５チャネルに対応したタイムスロ
ットの後の４個のタイムスロットを要して、波形データ
記憶ブロック１６ａ内の第５チャネル用シフトレジスタ
から８個の波形データが順次読み出されて補間回路１７
ａに供給される。この間、補間回路１７ａにおいては、
これらの波形データに対し、上記小数部ＦＡＤに対応し
た８個の補間係数が順次乗算されると共に乗算結果の累
算が行われ、この累算の結果、整数部ＩＡＤおよび小数
部ＦＡＤからなるアドレス信号に正確に対応した波形デ
ータＷＰが得られる。

【００６３】以上の補間処理が１／２００ｋＨｚの各演
算サイクル毎に実行され、キーコードＫＣに対応した２
００ｋＨｚのサンプリング周波数の波形データＷＰがダ
ウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５へ出力される。第
５チャネル以外の発音チャネルが楽音形成処理に割り当
てられている場合には、その発音チャネルに対応した構
成要素により上記と同様な処理が行われる。そして、最
大１６チャネル分の波形データＷＰが１／２００ｋＨｚ
の演算サイクルの間にダウンサンプリングＦＩＲフィル
タ１５へ出力される。

【００６４】ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５内
では各発音チャネルに対応したフィルタ処理が１／８０
０ｋＨｚの演算サイクル周期毎に行われる。また、フィ
ルタ演算を構成する各ステップは、図１１に示すよう
に、演算サイクル周期を１６分割したタイムスロットを
利用して行われる。上述した通り、最大１６チャネル分
の波形データＷＰが１／２００ｋＨｚの演算サイクルの
間に補間部１４から出力されるため、ダウンサンプリン
グＦＩＲフィルタ１５へは１／３．２ＭＨｚの周期で波
形データＷＰが供給される。これらの波形データＷＰ
は、図１１に示すように、１／８００ｋＨｚの演算サイ
クル周期を１６分割した各タイムスロットのうち第１、
第５、第９、第１３の各タイムスロットを利用してリン
グバッファ１５ａに順次書込まれる。

【００６５】そして、他のタイムスロットを利用し、図
８に示すフィルタ処理が行われる。すなわち、図１１に
示すように、第２タイムスロットおよび第３タイムスロ
ットにおいて、フィルタ処理に使用する波形データのう
ち最も古い波形データＷＰ₁と最も新しい波形データＷ
Ｐ₁₁がリングバッファ１５ａから順次読み出されてフィ
ルタ演算部１５ｅへ送られると共にこれらの波形データ
ＷＰ₁およびＷＰ₁₁に適用すべきフィルタ係数ａ₅（＝ａ
_-5）がフィルタ演算部１５ｅへ送られる。

【００６６】そして、フィルタ演算部１５ｅにおいては
次の処理が行われる。まず、第２タイムスロットにおい
て読み出された波形データＷＰ₁はラッチ１５ｆによっ
て保持される。そして、第３タイムスロットになると、
その時点においてリングバッファ１５ａから読み出され
た波形データＷＰ₁₁と、ラッチ１５ｆに保持された波形
データＷＰ₁とが加算器１５ｇによって加算される。そ
して、この加算結果に対するフィルタ係数ａ₅の乗算が
乗算器１５ｈによって行われ、この乗算結果が累算器１
５ｉへ送られる。

【００６７】同様に、第４および第６タイムスロットに
おいては波形データＷＰ₂およびＷＰ₁₀を加算してフィ
ルタ係数ａ₄を乗算する処理が、第７および第８タイム
スロットにおいては波形データＷＰ₃およびＷＰ₉を加算
してフィルタ係数ａ₃を乗算する処理が、第１０および
第１１タイムスロットにおいては波形データＷＰ₄およ
びＷＰ₈を加算してフィルタ係数ａ₂を乗算する処理が、
第１２および第１４タイムスロットにおいては波形デー
タＷＰ₅およびＷＰ₇を加算してフィルタ係数ａ₄を乗算
する処理が実行される。そして、第１５タイムスロット
においては波形データＷＰ₆にフィルタ係数ａ₀＝「１」
を乗算する処理が実行される。以上の各乗算の結果が累
算器１５ｉによって累算され、この累算結果が出力され
る。

【００６８】以上説明した１チャネル分のフィルタ処理
が１／８００ｋＨｚの演算サイクル周期を要して行わ
れ、２５ｋＨｚ以上のスペクトルが除去された波形デー
タが得られる。また、これに引き続き、他の１５チャネ
ルについてのフィルタ処理が実行される。従って、１チ
ャネル分の波形データは、８００ｋＨｚ／１６＝５０ｋ
Ｈｚの周波数に同期して出力されることとなる。

【００６９】このようにして、キーコードＫＣに対応し
た５０ｋＨｚのサンプリング周波数の波形データが得ら
れ、この波形データがデジタルフィルタ６を介した後、
乗算器８によってエンベロープが付与され、楽音信号が
形成される。そして、チャネル累算部９により全発音チ
ャネルについて楽音信号が累算され、Ｄ／Ａ変換器１
０、サウンドシステム１１を介して楽音として出力され
る。

【００７０】以上、波形データの波形メモリ１２からの
読み出し、補間処理、フィルタ処理といった一連の手順
を時系列的に説明したが、ここで、処理対象たる波形デ
ータのスペクトルの変化に着目して本実施例の作用効果
の説明を行う。

【００７１】補間部１４が行う補間処理は、欠落してい
る波形データを補う処理であるが、処理前後の波形デー
タのスペクトルの変化に着目すると、高域除去処理であ
ると言える。図９（ａ）は上記補間処理によって波形デ
ータＷＤに対して施された高域除去処理の通過帯域を示
すものである。この図に示す通り、高域除去処理の高域
遮断周波数は、Ｆ^*ナンバが高くなる程、高くなる。

【００７２】ここで、上述した従来の技術によれば、波
形メモリ内の波形データのスペクトル如何によってはＦ
ナンバが１より大きくなっただけで折り返し雑音が生じ
た。しかし、本実施例においては、補間処理を２００ｋ
Ｈｚの演算サイクル周波数に従って行うので、補間によ
り得られる波形データＷＰのスペクトル（イメージスペ
クトルを除く。）の上限周波数が１００ｋＨｚ以下であ
れば折り返し雑音は生じない。以下、詳述する。

【００７３】まず、従来技術の説明において参照した図
１４に示すスペクトル分布を有する波形データ（サンプ
リング周波数４８ｋＨｚ）が波形メモリ１２に記憶され
ていたとする。仮にＦ^*ナンバ＝０．２５（Ｆナンバ＝
１相当）とし、このＦ^*ナンバを累算してアドレス信号
を発生し、波形メモリ１２内の波形データを使用して、
このアドレス信号に対応した波形データを補間演算によ
り再生したとすると、この場合に再生される波形のスペ
クトル（イメージスペクトルを除く。）の上限周波数は
２５ｋＨｚとなる。

【００７４】そして、Ｆ^*ナンバ＝０．３（Ｆナンバ＝
１．２相当）の条件で波形データの再生を行った場合に
は、Ｆ^*ナンバ＝０．２５のときの再生波形を時間軸上
に沿って（１／１．２）倍に圧縮し、この圧縮した波形
を２００ｋＨｚのサンプリングクロックによりサンプリ
ングし直したものと同じ波形が再生される。

【００７５】従って、この場合の再生波形のスペクトル
分布は、次のようになる。まず、Ｆ^*ナンバ＝０．３と
したことにより、再生波形のスペクトルＳＡは、図１２
に示すように、Ｆナンバ＝０．２５のときの再生波形の
スペクトルを周波数軸上に沿って１．２倍（＝０．３／
０．２５倍）に伸張したものとなる。また、補間処理に
より破線によって示すイメージスペクトルは除去される
が、２００ｋＨｚのサンプリング周波数によってサンプ
リングしたことによるイメージスペクトルＳＢが新たに
再生波形のスペクトルとして加わる。このイメージスペ
クトルＳＢは、その周波数範囲がＦ^*ナンバ＝０．２５
の場合の１．２倍に広がるが、Ｆ^*ナンバ＝０．３に対
応した本来必要な波形のスペクトルＳＡと周波数軸上に
おいて充分に離れているので、相互に重複せず、折り返
し雑音が発生しない。

【００７６】本実施例において、波形メモリ１２内の波
形データＷＤのスペクトル（イメージスペクトルを除
く。）の上限周波数が２５ｋＨｚである場合には、この
波形データＷＤの音高の４倍以内の音高の波形データＷ
Ｐであれば折り返し雑音が生じさせることなく発生する
ことができる。

【００７７】ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５
は、図９（ｂ）に示すように高域遮断周波数２５ｋＨｚ
の帯域通過特性を有しているため、図９（ｃ）に示すよ
うに、いかなるキーコードＫＣに対応した波形データＷ
Ｐも２５ｋＨｚ以下の帯域にスペクトルが制限される。
従って、この波形データＷＰを５０ｋＨｚのサンプリン
グ周波数で出力した場合、折り返し雑音は全く生じな
い。

【００７８】なお、上記実施例では、キーコードＫＣに
対応した波形データＷＰを得るまでの演算サイクル周波
数を、波形発生器５から最終的に出力する波形データの
サンプリング周波数５０ｋＨｚの４倍にしたが、他の周
波数を使用してもよい。要は、最終的なサンプリング周
波数よりも高速な周波数により、キーコードＫＣに対応
した波形データＷＰを得るまでの演算処理を行うように
構成すればよく、このように構成することにより上記実
施例と同様の効果が得られる。また、演算サイクル周波
数と最終的なサンプリング周波数は整数比である必要も
ない。

【００７９】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１または２
に係る発明によれば、指定された音高に対応した波形デ
ータが得られるまでは、最終的なサンプリング周波数よ
りも高い演算サイクル周波数に同期して処理を行い、こ
の波形データに対して予め高域除去処理を施した上で最
終的なサンプリング周波数への変換し、楽音信号として
出力するようにしたので、指定された音高が高い場合に
おいても折り返し雑音を発生させることなく楽音信号を
発生することができるという効果がある。また、請求項
２に係る発明によれば、複数の時分割チャネルに対応し
た補間演算を高速実行することが可能であるため、楽音
信号発生装置内での補間波形データの生成のための処理
を折り返し雑音を発生させることなく実行することがで
きるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明による一実施例の全体構成を示すブ
ロック図である。

【図２】 波形発生器５の構成を示すブロック図であ
る。

【図３】 アドレス発生部１２の構成を示すブロック図
である。

【図４】 補間部１４の構成を示すブロック図である。

【図５】 ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５の構
成を示すブロック図である。

【図６】 ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５が行
うフィルタ処理の内容を説明する図である。

【図７】 ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５が行
うフィルタ処理の内容を説明する図である。

【図８】 ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５が行
うフィルタ処理の内容を説明する図である。

【図９】 波形発生器５のフィルタ特性を説明するため
の図である。

【図１０】 補間部１４の動作を示すタイムチャートで
ある。

【図１１】 ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ１５の
動作を示すタイムチャートである。

【図１２】 Ｆ^*ナンバ＝０．３における波形データＷ
Ｐのスペクトル分布を示す図である。

【図１３】 従来例を説明するための図である。

【図１４】 従来例を説明するための図である。

【図１５】 従来例を説明するための図である。

【図１６】 従来例を説明するための図である。

【図１７】 従来例を説明するための図である。

【図１８】 従来例を説明するための図である。

【図１９】 従来例を説明するための図である。

【図２０】 従来例を説明するための図である。

【符号の説明】

１２…アドレス発生部、１３…波形メモリ、１４…補間
部、１５…ダウンサンプリングＦＩＲフィルタ。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 楽音発生指示に応答し、該楽音発生指示
   によって指示された音高の楽音波形を表す所定のサンプ
   リング周波数のデジタル楽音信号を出力する楽音信号発
   生装置において、 楽音波形を一定時間間隔でサンプリングすることにより
   得られた波形データを記憶した波形メモリと、 前記指示された音高に対応したレートで変化するアドレ
   ス信号を前記サンプリング周波数よりも高い演算サイク
   ル周波数に従って出力するアドレス信号発生手段と、 前記波形メモリに記憶された波形データのうち前記アド
   レス信号の整数部に対応した所定個数の波形データと前
   記アドレス信号の小数部に対応した補間演算用係数とを
   用いた補間演算を前記演算サイクル周波数に従って実行
   することにより、前記指示された音高を有する波形デー
   タを出力する補間手段と、 前記補間手段によって出力された波形データに対し、所
   定の高域遮断周波数以上のスペクトルを除去する処理を
   施し、その結果を前記サンプリング周波数に従って出力
   するダウンサンプリング手段とを具備することを特徴と
   する楽音信号発生装置。
2. 【請求項２】 ｎ個（ｎは整数）の時分割チャネルを使
   用した時分割制御により、各時分割チャネル毎に、波形
   メモリから波形データを読み出し、読み出した波形デー
   タに基づいて補間波形データを生成する波形メモリ読出
   補間装置において、 前記ｎ個の時分割チャネルの各々に対応したアドレス信
   号を順次発生するアドレス発生手段と、 前記各アドレス信号の整数部に基づいて前記波形メモリ
   から波形データを読み出し、各アドレス信号の小数部に
   応じて前記各時分割チャネルに対応した補間波形データ
   を各々生成して時分割で出力する補間手段とを備え、 前記補間手段が、 前記ｎ個の時分割チャネルをｋ個（ｋはｎの約数）のグ
   ループに分けた各グループに対応した補間演算を実行す
   るｋ個の演算手段と、 前記各時分割チャネルのアドレス信号の整数部に対応し
   た波形データを、前記波形メモリから、前記ｋ個の演算
   手段のうち当該時分割チャネルに対応した補間演算を実
   行するものに引き渡すとともに、前記各時分割チャネル
   のアドレス信号の小数部を、前記ｋ個の演算手段のうち
   当該時分割チャネルに対応した補間演算を実行するもの
   に引き渡す供給手段と、 前記ｋ個の演算手段の補間演算結果であるｎ個の補間波
   形データを、時分割多重化して出力する出力手段とを具
   備することを特徴とする波形メモリ読出補間装置。
3. 【請求項３】 ｎ個（ｎは整数）の時分割チャネルを使
   用した時分割制御により、各時分割チャネル毎に、楽音
   発生指示に応答し、該楽音発生指示によって指示された
   音高の楽音波形を表す所定のサンプリング周波数のデジ
   タル楽音信号を出力する楽音信号発生装置において、 楽音波形を一定時間間隔でサンプリングすることにより
   得られた波形データを記憶した波形メモリと、 前記各時分割チャネル毎に、前記指示された音高に対応
   したレートで変化するアドレス信号を前記サンプリング
   周波数よりも高い演算サイクル周波数に従って出力する
   アドレス信号発生手段と、 前記各時分割チャネル毎に、前記波形メモリに記憶され
   た波形データのうち前記アドレス信号の整数部に対応し
   た所定個数の波形データと前記アドレス信号の小数部に
   対応した補間演算用係数とを用いた補間演算を前記演算
   サイクル周波数に従って実行することにより、前記指示
   された音高を有する波形データを出力する補間手段と、 前記各時分割チャネル毎に、前記補間手段によって出力
   された波形データに対し、所定の高域遮断周波数以上の
   スペクトルを除去する処理を施し、その結果を前記サン
   プリング周波数に従って出力するダウンサンプリング手
   段とを具備し、 前記補間手段が、 前記ｎ個の時分割チャネルをｋ個（ｋはｎの約数）のグ
   ループに分けた各グループに対応した補間演算を実行す
   るｋ個の演算手段と、 前記各時分割チャネルのアドレス信号の整数部に対応し
   た波形データを、前記波形メモリから、前記ｋ個の演算
   手段のうち当該時分割チャネルに対応した補間演算を実
   行するものに引き渡すとともに、前記各時分割チャネル
   のアドレス信号の小数部を、前記ｋ個の演算手段のうち
   当該時分割チャネルに対応した補間演算を実行するもの
   に引き渡す供給手段と、 前記ｋ個の演算手段の補間演算結果を時分割多重化して
   出力する出力手段とを具備することを特徴とする楽音信
   号発生装置。