JP3233005B2 - Ｐｗｍ制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ，コン
バータ等の電力変換器をＰＷＭ（パルス幅変調）制御す
る装置であって、特にインバータの運転周波数に対する
スイッチング周波数の比が低い場合において、電圧およ
び電流の低周波脈動を発生することなくインバータを運
転することができる電力変換器のＰＷＭ制御装置に関す
る。
バータ等の電力変換器をＰＷＭ（パルス幅変調）制御す
る装置であって、特にインバータの運転周波数に対する
スイッチング周波数の比が低い場合において、電圧およ
び電流の低周波脈動を発生することなくインバータを運
転することができる電力変換器のＰＷＭ制御装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来から使用されているＰＷＭ制御方式
としては、一定周期で連続する三角波のキャリア信号と
インバータ出力指令値とを比較し、インバータを駆動す
るためのＰＷＭパルスを作成する三角波比較方式があ
る。さらに、このＰＷＭ方式には、大きく分けて次の非
同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御が知られている。
としては、一定周期で連続する三角波のキャリア信号と
インバータ出力指令値とを比較し、インバータを駆動す
るためのＰＷＭパルスを作成する三角波比較方式があ
る。さらに、このＰＷＭ方式には、大きく分けて次の非
同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御が知られている。
【０００３】非同期ＰＷＭ制御は、三角波のキャリアの
周波数（キャリア周波数と呼ぶ）が指令値の周波数に比
べて十分に高い場合には、キャリア周波数を一定に固定
し、指令値の周波数のみを変化させるものである。
周波数（キャリア周波数と呼ぶ）が指令値の周波数に比
べて十分に高い場合には、キャリア周波数を一定に固定
し、指令値の周波数のみを変化させるものである。
【０００４】同期ＰＷＭ制御は、キャリア周波数と指令
値の周波数が比較的近接している場合には、キャリア周
波数を常に指令値の整数倍となるように設定するもので
ある。この場合、指令値の周波数の変化に従ってキャリ
ア周波数とそれらの比率を変化させている。
値の周波数が比較的近接している場合には、キャリア周
波数を常に指令値の整数倍となるように設定するもので
ある。この場合、指令値の周波数の変化に従ってキャリ
ア周波数とそれらの比率を変化させている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】非同期ＰＷＭ制御は、
キャリア周波数が指令値の周波数に対して、十分高い周
波数であることが必要で、通常、キャリア周波数と指令
値の周波数の比は１０数倍以上必要であるといわれてお
り、これ以下の比率では低次高調波の増加，分数次調波
が発生する。このため、電流リプルが大きくなり大容量
のスイッチング素子が必要となる。また、電動機を駆動
すると大きなトルク脈動が発生する。といった問題が発
生する。
キャリア周波数が指令値の周波数に対して、十分高い周
波数であることが必要で、通常、キャリア周波数と指令
値の周波数の比は１０数倍以上必要であるといわれてお
り、これ以下の比率では低次高調波の増加，分数次調波
が発生する。このため、電流リプルが大きくなり大容量
のスイッチング素子が必要となる。また、電動機を駆動
すると大きなトルク脈動が発生する。といった問題が発
生する。
【０００６】このような問題は、キャリア周波数を十分
に高く設定することで解決できるが、スイッチング損失
が増加し変換器の効率が低下するといった別の問題が生
じる。また、大容量の変換器では使用するスイッチング
素子に限界があり、物理的にキャリア周波数を高くする
ことはできない。
に高く設定することで解決できるが、スイッチング損失
が増加し変換器の効率が低下するといった別の問題が生
じる。また、大容量の変換器では使用するスイッチング
素子に限界があり、物理的にキャリア周波数を高くする
ことはできない。
【０００７】また、同期ＰＷＭ制御を用いた場合、低い
キャリア周波数であっても、高調波はある程度低下で
き、分数次調波の発生を防止することができる。しか
し、指令値の周波数に依存してキャリア周波数とパルス
数（キャリア周波数と指令値の周波数の比率によって決
定する）を切り換える必要があるため、制御が複雑にな
る、パルス数の切換に伴う脈動（切換ショック）が発生
するといった問題が生ずる。
キャリア周波数であっても、高調波はある程度低下で
き、分数次調波の発生を防止することができる。しか
し、指令値の周波数に依存してキャリア周波数とパルス
数（キャリア周波数と指令値の周波数の比率によって決
定する）を切り換える必要があるため、制御が複雑にな
る、パルス数の切換に伴う脈動（切換ショック）が発生
するといった問題が生ずる。
【０００８】また、電気車，エレベータ等に用いた場
合、磁気騒音の音色が急激に変化するため乗客に不快感
を与える。
合、磁気騒音の音色が急激に変化するため乗客に不快感
を与える。
【０００９】本発明の目的は、インバータの運転周波数
に対するスイッチング周波数の比が低い場合においても
低次高調波の増加および分数次調波発生を防止すること
ができる非同期のＰＷＭ制御装置を提供することにあ
る。
に対するスイッチング周波数の比が低い場合においても
低次高調波の増加および分数次調波発生を防止すること
ができる非同期のＰＷＭ制御装置を提供することにあ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、指令値発生手
段からの指令信号と一定周期で連続する三角波のキャリ
ア信号との比較によりＰＷＭパルスを演算し、該ＰＷＭ
パルスにより電力変換器を構成する半導体素子を駆動す
るＰＷＭ制御装置において、前記指令値発生手段からの
指令信号の指令値及び前記ＰＷＭパルスの時間積をそれ
ぞれ演算し、その両者時間積の差分値を算出する手段を
備え、前記差分値を前記指令値発生手段からの指令信号
に加えて前記ＰＷＭパルスが演算されることを特徴とす
る。
段からの指令信号と一定周期で連続する三角波のキャリ
ア信号との比較によりＰＷＭパルスを演算し、該ＰＷＭ
パルスにより電力変換器を構成する半導体素子を駆動す
るＰＷＭ制御装置において、前記指令値発生手段からの
指令信号の指令値及び前記ＰＷＭパルスの時間積をそれ
ぞれ演算し、その両者時間積の差分値を算出する手段を
備え、前記差分値を前記指令値発生手段からの指令信号
に加えて前記ＰＷＭパルスが演算されることを特徴とす
る。
【００１１】本発明によれば、指令値とＰＷＭパルスの
それぞれの時間積の差分を指令値に加えることにより、
キャリア信号と指令値の周波数比が小さい場合でも、出
力されるパルスの幅の和は、指令値の和と一致するの
で、正負でのパルス幅のアンバランスの発生を防ぐこと
ができ、低次高調波や分数次調波が発生を防止できる。
それぞれの時間積の差分を指令値に加えることにより、
キャリア信号と指令値の周波数比が小さい場合でも、出
力されるパルスの幅の和は、指令値の和と一致するの
で、正負でのパルス幅のアンバランスの発生を防ぐこと
ができ、低次高調波や分数次調波が発生を防止できる。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例について、図１
のインバータ制御システムを用いて説明する。指令値発
生装置１では、インバータ４の出力電圧指令値ｖr を発
生する。パルス補償装置６では、指令発生装置１の出力
ｖr を基に信号ｖref を出力する。ＰＷＭパルス発生装
置２では、パルス補償装置６の出力信号ｖref を入力
し、これに相当するＰＷＭパルスｖp を発生する。さら
に、ｖp のＰＷＭ信号に基づいて構成するスイッチング
素子を駆動させて直流から交流を出力するインバータ４
と、前記インバータ装置の交流出力側にはモータ等の負
荷５が接続される。
のインバータ制御システムを用いて説明する。指令値発
生装置１では、インバータ４の出力電圧指令値ｖr を発
生する。パルス補償装置６では、指令発生装置１の出力
ｖr を基に信号ｖref を出力する。ＰＷＭパルス発生装
置２では、パルス補償装置６の出力信号ｖref を入力
し、これに相当するＰＷＭパルスｖp を発生する。さら
に、ｖp のＰＷＭ信号に基づいて構成するスイッチング
素子を駆動させて直流から交流を出力するインバータ４
と、前記インバータ装置の交流出力側にはモータ等の負
荷５が接続される。
【００１３】また、ＰＷＭパルス発生装置２の出力信号
ｖp は６に帰還される。２は周知のＰＷＭパルス発生装
置で、三角波発生装置から出力される一定周期で連続す
る三角波のキャリア信号とｖref を比較器２２によって
比較しＰＷＭパルスｖp を発生する。
ｖp は６に帰還される。２は周知のＰＷＭパルス発生装
置で、三角波発生装置から出力される一定周期で連続す
る三角波のキャリア信号とｖref を比較器２２によって
比較しＰＷＭパルスｖp を発生する。
【００１４】ここで、パルス補償装置６は本発明の特徴
とするところであり、ＰＷＭパルス発生器に入力される
ｖref とＰＷＭパルスの出力であるｖp の差分を算出す
る減算器６３と減算器６３の出力の平均ｖe を三角波発
生装置の出力する三角波の半周期毎に演算する平均値演
算装置と、平均値演算装置の出力ｖe を指令値発生装置
１の出力する指令値ｖr に加えｖref を出力する加算器
６２によって構成される。
とするところであり、ＰＷＭパルス発生器に入力される
ｖref とＰＷＭパルスの出力であるｖp の差分を算出す
る減算器６３と減算器６３の出力の平均ｖe を三角波発
生装置の出力する三角波の半周期毎に演算する平均値演
算装置と、平均値演算装置の出力ｖe を指令値発生装置
１の出力する指令値ｖr に加えｖref を出力する加算器
６２によって構成される。
【００１５】以下、図２および図３を用いて本発明であ
るパルス補償方式の動作を説明する。なお、理解しやす
いように従来の三角波比較方式で説明する。図２（ａ）
にインバータの指令値ｖr および三角波ｖt ，（ｂ）に
ＰＷＭパルス発生装置の出力ｖp ，（ｃ）にｖp の三角
波の半周期での平均値（時間積），（ｄ）に指令値ｖr
の三角波の半周期での平均値（時間積），（ｅ）にｖr
の平均値とｖp の平均値の差分ｖe をそれぞれ示す。図
２中のΔｔは、三角波の半周期であり、三角波の周波数
をｆｃとすれば、Δｔ＝１／２ｆｃである。
るパルス補償方式の動作を説明する。なお、理解しやす
いように従来の三角波比較方式で説明する。図２（ａ）
にインバータの指令値ｖr および三角波ｖt ，（ｂ）に
ＰＷＭパルス発生装置の出力ｖp ，（ｃ）にｖp の三角
波の半周期での平均値（時間積），（ｄ）に指令値ｖr
の三角波の半周期での平均値（時間積），（ｅ）にｖr
の平均値とｖp の平均値の差分ｖe をそれぞれ示す。図
２中のΔｔは、三角波の半周期であり、三角波の周波数
をｆｃとすれば、Δｔ＝１／２ｆｃである。
【００１６】以下、非同期ＰＷＭにおいて低次高調波，
分数次調波の発生する原理とこれらを抑制するパルス補
償方式を図２を用いて説明する。
分数次調波の発生する原理とこれらを抑制するパルス補
償方式を図２を用いて説明する。
【００１７】Δｔでの変調波の平均値ｖa がＰＷＭの出
力パルスｖp に正確に反映されていれば、低周波脈動や
分数次調波が発生することはない。しかしながら、図２
に示すように変調波の平均値とＰＷＭパルスに反映され
る電圧ｖp は必ずしも一致しない。この結果、変調波の
平均値とＰＷＭパルスに反映される電圧の差分ｖe が発
生し、これが原因となって低次高調波や分数次調波が発
生し、低周波の脈動電流が流れる。
力パルスｖp に正確に反映されていれば、低周波脈動や
分数次調波が発生することはない。しかしながら、図２
に示すように変調波の平均値とＰＷＭパルスに反映され
る電圧ｖp は必ずしも一致しない。この結果、変調波の
平均値とＰＷＭパルスに反映される電圧の差分ｖe が発
生し、これが原因となって低次高調波や分数次調波が発
生し、低周波の脈動電流が流れる。
【００１８】本発明では、低次高調波，分数次調波の発
生を抑制するため、パルス補償装置６を導入する。パル
ス補償装置６ではｖp と指令値の差分を算出し、差分の
三角波の半周期Δｔでの時間平均ｖe を平均値演算装置
６１によって算出し、これを指令値ｖr に加える。この
結果、図３に示すように差分ｖe の発生したパルス演算
周期の次回の演算周期ではｖr＋ｖeを指令信号とする。
この結果、パルス演算装置２の出力ｖp にはｖe が反映
されたパルスが発生される。この結果、電圧の差分ｖe
はｖe の発生したパルス演算周期の次回の演算周期で確
実に出力される。仮に、ｖr＋ｖeによって発生すべきパ
ルスが出し得る最大パルス以上、もしくは、最小のパル
ス以下となって発生すべきパルスが得られなかった場合
には、不足分がさらに次回のパルスに反映されるので、
このような場合にもｖe は十分に補償される。
生を抑制するため、パルス補償装置６を導入する。パル
ス補償装置６ではｖp と指令値の差分を算出し、差分の
三角波の半周期Δｔでの時間平均ｖe を平均値演算装置
６１によって算出し、これを指令値ｖr に加える。この
結果、図３に示すように差分ｖe の発生したパルス演算
周期の次回の演算周期ではｖr＋ｖeを指令信号とする。
この結果、パルス演算装置２の出力ｖp にはｖe が反映
されたパルスが発生される。この結果、電圧の差分ｖe
はｖe の発生したパルス演算周期の次回の演算周期で確
実に出力される。仮に、ｖr＋ｖeによって発生すべきパ
ルスが出し得る最大パルス以上、もしくは、最小のパル
ス以下となって発生すべきパルスが得られなかった場合
には、不足分がさらに次回のパルスに反映されるので、
このような場合にもｖe は十分に補償される。
【００１９】このように、指令値と出力パルスの差分の
平均を算出し、次回のパルス演算周期において指令値ｖ
r に加えることを毎回繰り返すことで、指令値の平均電
圧と出力パルスの平均は数パルス演算周期で見れば一致
し零となる。すなわち、低周波脈動電流の原因となる周
期の長い低次高調波成分や分数次調波成分は零となる。
平均を算出し、次回のパルス演算周期において指令値ｖ
r に加えることを毎回繰り返すことで、指令値の平均電
圧と出力パルスの平均は数パルス演算周期で見れば一致
し零となる。すなわち、低周波脈動電流の原因となる周
期の長い低次高調波成分や分数次調波成分は零となる。
【００２０】これによって、低周波の脈動の発生を抑制
することができる。また、必要な場合には指令値と出力
パルスの差分の平均値ｖe にゲインを掛け、指令値ｖr
に加え指令信号としても良い。さらに、指令信号が正弦
波や三角波等の周期関数である場合には、あらかじめ指
令信号を積分した関数を用意しておき、この関数から指
令値の平均電圧を求めることで、指令値の平均電圧の算
出を容易に行うことができる。
することができる。また、必要な場合には指令値と出力
パルスの差分の平均値ｖe にゲインを掛け、指令値ｖr
に加え指令信号としても良い。さらに、指令信号が正弦
波や三角波等の周期関数である場合には、あらかじめ指
令信号を積分した関数を用意しておき、この関数から指
令値の平均電圧を求めることで、指令値の平均電圧の算
出を容易に行うことができる。
【００２１】ソフトウエアやデジタル回路のような離散
時間系によって、図１の実施例を実現した場合の動作を
図４を用いて説明する。図４中の信号および記号は一致
する図２の信号および記号と同様の記号を付けてある。
離散時間系の場合、指令値を連続的に見ることはできな
いし、更にソフトウエアでＰＷＭパルスｖp を演算する
場合には、図２のような指令値と三角波を直接に比較し
て求めるようなことはしていない。図４では指令値ｖr
と三角波を併記しているが、ここでの三角波は仮想的な
もので、この三角波の半周期に相当するタイミングΔｔ
で指令値をサンプリングする（図中白丸がサンプリング
ポイント）。そして、そのサンプリング値の大きさに応
じてＰＷＭパルスｖp を演算する。
時間系によって、図１の実施例を実現した場合の動作を
図４を用いて説明する。図４中の信号および記号は一致
する図２の信号および記号と同様の記号を付けてある。
離散時間系の場合、指令値を連続的に見ることはできな
いし、更にソフトウエアでＰＷＭパルスｖp を演算する
場合には、図２のような指令値と三角波を直接に比較し
て求めるようなことはしていない。図４では指令値ｖr
と三角波を併記しているが、ここでの三角波は仮想的な
もので、この三角波の半周期に相当するタイミングΔｔ
で指令値をサンプリングする（図中白丸がサンプリング
ポイント）。そして、そのサンプリング値の大きさに応
じてＰＷＭパルスｖp を演算する。
【００２２】これによると、指令値の周期に対してサン
プリングの数が少なくなると(指令値の周波数が大きく
なる）、指令値ｖr とｖp の平均値の差分ｖe は連続時
間系以上に大きくなる。このため離散時間系では、さら
に大きな低次高調波や分数次調波が発生し、電流の脈動
も大きくなる。ここで、指令値ｖr が正弦波のような周
期関数である場合に関しては、先に述べたようにあらか
じめ指令値を積分した関数を用意しておくことで、指令
値ｖr の平均値は離散時間系であっても容易かつ正確に
求めることができる。このようにして算出した指令値ｖ
r の平均からｖp の平均値を減じることでｖe を算出す
ることができ、連続時間系の場合と同様にパルスを補償
することが可能となる。これによって低次高調波や分数
次調波を防止することができる。先に述べたように離散
時間系での脈動は連続時間系で発生する脈動よりも大き
い。このため、離散時間系では本発明の効果はより顕著
に現れる。
プリングの数が少なくなると(指令値の周波数が大きく
なる）、指令値ｖr とｖp の平均値の差分ｖe は連続時
間系以上に大きくなる。このため離散時間系では、さら
に大きな低次高調波や分数次調波が発生し、電流の脈動
も大きくなる。ここで、指令値ｖr が正弦波のような周
期関数である場合に関しては、先に述べたようにあらか
じめ指令値を積分した関数を用意しておくことで、指令
値ｖr の平均値は離散時間系であっても容易かつ正確に
求めることができる。このようにして算出した指令値ｖ
r の平均からｖp の平均値を減じることでｖe を算出す
ることができ、連続時間系の場合と同様にパルスを補償
することが可能となる。これによって低次高調波や分数
次調波を防止することができる。先に述べたように離散
時間系での脈動は連続時間系で発生する脈動よりも大き
い。このため、離散時間系では本発明の効果はより顕著
に現れる。
【００２３】図５に誘導電動機を負荷とした電力変換器
を非同期ＰＷＭを用いて駆動した場合のシミュレーショ
ン結果を示す。従来技術に対する本発明の効果が顕著に
得られる事を示すのにキャリア周波数と指令値の周波数
の比ｎが１０以下となる7.8の場合を示す。同図（ａ）
はパルスの補償なしの場合であるが、指令値のパルス演
算周期での平均値とパルスに反映される電圧に差分があ
るため、低周波（分数次調波）の脈動が発生している。
一方、本発明の用いた場合（ｂ）に示すように低周波の
脈動のない電流となっており、本発明による効果が得ら
れていることを示している。
を非同期ＰＷＭを用いて駆動した場合のシミュレーショ
ン結果を示す。従来技術に対する本発明の効果が顕著に
得られる事を示すのにキャリア周波数と指令値の周波数
の比ｎが１０以下となる7.8の場合を示す。同図（ａ）
はパルスの補償なしの場合であるが、指令値のパルス演
算周期での平均値とパルスに反映される電圧に差分があ
るため、低周波（分数次調波）の脈動が発生している。
一方、本発明の用いた場合（ｂ）に示すように低周波の
脈動のない電流となっており、本発明による効果が得ら
れていることを示している。
【００２４】離散時間系の場合も連続時間系と同様に差
電圧の平均を用いてパルスの補償を行ったが、離散時間
系、特にソフトウエアでＰＷＭパルスの発生を実現する
場合には、ｖr からパルスをＯＮからＯＦＦまたはＯＦ
ＦからＯＮに変更する時間を算出し、この時間を基にパ
ルスの状態を変更する構成とすることが多く見られる。
この場合には、ｖr のみによって決定するパルスの変更
時間にｖe をパルス変更時間に換算した時間を加えパル
スの発生時間とし、ＰＷＭパルスを発生することによっ
ても差電圧の平均を用いてパルス補償を行う場合と同様
の効果が得られる。
電圧の平均を用いてパルスの補償を行ったが、離散時間
系、特にソフトウエアでＰＷＭパルスの発生を実現する
場合には、ｖr からパルスをＯＮからＯＦＦまたはＯＦ
ＦからＯＮに変更する時間を算出し、この時間を基にパ
ルスの状態を変更する構成とすることが多く見られる。
この場合には、ｖr のみによって決定するパルスの変更
時間にｖe をパルス変更時間に換算した時間を加えパル
スの発生時間とし、ＰＷＭパルスを発生することによっ
ても差電圧の平均を用いてパルス補償を行う場合と同様
の効果が得られる。
【００２５】実施例ではインバータを例にとって説明し
たが、本発明は交流を直流に変換するコンバータにも適
用可能であることは言うまでもない。
たが、本発明は交流を直流に変換するコンバータにも適
用可能であることは言うまでもない。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、低いキャリア周波数に
おいても、低次高調波や分数次調波が発生することのな
い非同期ＰＷＭ制御装置を提供できる。
おいても、低次高調波や分数次調波が発生することのな
い非同期ＰＷＭ制御装置を提供できる。
【００２７】また、本発明を用いることによって、変換
器のスイッチング周波数を低くすることができることか
ら変換器の効率を向上できるとともに装置の小型・軽量
化をはかることができる。
器のスイッチング周波数を低くすることができることか
ら変換器の効率を向上できるとともに装置の小型・軽量
化をはかることができる。
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明の課題の発生原因を説明する図である。
【図３】本発明の動作を説明する図である。
【図４】本発明を離散時間系に適用した場合の動作を説
明する図である。
明する図である。
【図５】従来技術および本発明によるＰＷＭ制御により
誘導電動機を駆動した場合のシミュレーション結果の一
例である。
誘導電動機を駆動した場合のシミュレーション結果の一
例である。
１…指令値発生装置、２…ＰＷＭパルス発生装置、４…
インバータ、５…負荷、６…パルス補償装置、２１…三
角波発生装置、２２…比較器、６１…平均値演算装置、
６２…加算器、６３…減算器。
インバータ、５…負荷、６…パルス補償装置、２１…三
角波発生装置、２２…比較器、６１…平均値演算装置、
６２…加算器、６３…減算器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 優人 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式 会社 日立製作所 水戸工場内 (72)発明者 三宅 亙 茨城県ひたちなか市市毛1070番地 株式 会社 日立製作所 水戸工場内 (56)参考文献 特開 昭58−15492（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−229676（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−181672（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−193570（ＪＰ，Ａ) 特許2946370（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/81
Claims (6)
- 【請求項１】指令値発生手段からの指令信号と一定周期
で連続する三角波のキャリア信号との比較によりＰＷＭ
パルスを演算し、該ＰＷＭパルスにより電力変換器を構
成する半導体素子を駆動するＰＷＭ制御装置において、 前記指令値発生手段からの指令信号の指令値及び前記Ｐ
ＷＭパルスの時間積をそれぞれ演算し、その両者時間積
の差分値を算出する手段を備え、前記差分値を前記指令
値発生手段からの指令信号に加えて前記ＰＷＭパルスが
演算されることを特徴とするＰＷＭ制御装置。 - 【請求項２】指令値発生手段からの指令信号を所定時間
毎に取込み、該指令信号の大きさに応じた幅のパルス
（ＰＷＭパルス）を演算し、該ＰＷＭパルスにより電力
変換器を構成する半導体素子を駆動するＰＷＭ制御装置
において、 前記指令値発生手段からの指令信号の指令値及び前記Ｐ
ＷＭパルスの時間積をそれぞれ演算し、その両者時間積
の差分値を算出する手段を備え、前記差分値を前記指令
値発生手段からの指令信号に加えて前記ＰＷＭパルスが
演算されることを特徴とするＰＷＭ制御装置。 - 【請求項３】請求項１において、前記三角波キャリア信
号の半周期を前記ＰＷＭパルスを演算する演算周期と
し、該演算周期毎の前記指令値の平均値と前記ＰＷＭパ
ルスの平均値との差分を算出し、前記差分を次回のパル
ス演算周期の前記指令値に加えて前記ＰＷＭパルスが演
算されることを特徴とするＰＷＭ制御装置。 - 【請求項４】請求項２において、前記ＰＷＭパルスを演
算する演算周期毎に前記指令値の平均値と前記ＰＷＭパ
ルスの平均値との差分を算出し、前記差分を次回のパル
ス演算周期の前記指令値に加えて前記ＰＷＭパルスが演
算されることを特徴とするＰＷＭ制御装置。 - 【請求項５】請求項３又は４において、前記指令値が周
期関数である場合には、周期関数をあらかじめ積分した
関数を用いて指令値の平均を求めることを特徴とするＰ
ＷＭ制御装置。 - 【請求項６】請求項１〜５のいずれかにおいて、前記指
令値の平均値と前記ＰＷＭパルスの平均値との差分にゲ
インを掛け、これを前記指令値に加えることを特徴とす
るＰＷＭ制御装置。
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