JP2776071B2 - 送信出力包絡線検波回路および線形送信回路 - Google Patents
送信出力包絡線検波回路および線形送信回路Info
- Publication number
- JP2776071B2 JP2776071B2 JP3179486A JP17948691A JP2776071B2 JP 2776071 B2 JP2776071 B2 JP 2776071B2 JP 3179486 A JP3179486 A JP 3179486A JP 17948691 A JP17948691 A JP 17948691A JP 2776071 B2 JP2776071 B2 JP 2776071B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- transmission
- signal
- circuit
- variable
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 137
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims description 100
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 13
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
- H03G3/3047—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers for intermittent signals, e.g. burst signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/08—Demodulation of amplitude-modulated oscillations by means of non-linear two-pole elements
- H03D1/10—Demodulation of amplitude-modulated oscillations by means of non-linear two-pole elements of diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
- H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/102—A non-specified detector of a signal envelope being used in an amplifying circuit
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、移動体通信機器などの
無線通信機器で用いられる送信回路に関するものであ
る。
無線通信機器で用いられる送信回路に関するものであ
る。
【0002】
【従来の技術】(図14)(図15)に従来の送信回路
の構成を示す。(図14)において、81は電力増幅
器、82は電力検出器、83は可変高周波アッテネー
タ、84は検波器、85は固定抵抗負荷、86は誤差増
幅器、87は基準電圧発生器、88は電源電圧制御器、
891は高周波信号入力端子、892は高周波信号出力
端子である。また、(図15)において、83は可変高
周波アッテネータ、152,156はアッテネータ切換
えスイッチ、153,154,155はアッテネータ、
157はアッテネータ切換えスイッチ制御器、82は電
力検出器、84は検波器である。
の構成を示す。(図14)において、81は電力増幅
器、82は電力検出器、83は可変高周波アッテネー
タ、84は検波器、85は固定抵抗負荷、86は誤差増
幅器、87は基準電圧発生器、88は電源電圧制御器、
891は高周波信号入力端子、892は高周波信号出力
端子である。また、(図15)において、83は可変高
周波アッテネータ、152,156はアッテネータ切換
えスイッチ、153,154,155はアッテネータ、
157はアッテネータ切換えスイッチ制御器、82は電
力検出器、84は検波器である。
【0003】以上のように構成された送信回路について
以下その動作について説明する。まず、高周波入力端子
891から入力された高周波信号は、電力増幅器81に
より増幅され、電力検出器82により分岐される。分岐
された信号は可変高周波アッテネータ83に入力され
る。可変高周波アッテネータ83に入力された信号は、
アッテネータ切換スイッチ152を通り、アッテネータ
切換えスイッチ制御器157によって設定されたアッテ
ネータ153,154,155に入力され、アッテネー
タ切換えスイッチ156を通って検波器84に入力され
る。高周波信号は検波器84で検波され、入力電力に比
例した検波電流が固定抵抗器により構成される固定抵抗
負荷85に流れ、検波電圧が発生する。この電圧出力は
基準電圧発生器87の出力とともに誤差増幅器86に供
給され、電源電圧制御器88を介して電力増幅器81の
利得を制御する。可変高周波アッテネータ83の減衰量
は、制御信号により送信信号レベルに応じてその減衰量
を変化させることにより送信器の出力レベルを規定する
(例えば特開昭63−16719号公報)。
以下その動作について説明する。まず、高周波入力端子
891から入力された高周波信号は、電力増幅器81に
より増幅され、電力検出器82により分岐される。分岐
された信号は可変高周波アッテネータ83に入力され
る。可変高周波アッテネータ83に入力された信号は、
アッテネータ切換スイッチ152を通り、アッテネータ
切換えスイッチ制御器157によって設定されたアッテ
ネータ153,154,155に入力され、アッテネー
タ切換えスイッチ156を通って検波器84に入力され
る。高周波信号は検波器84で検波され、入力電力に比
例した検波電流が固定抵抗器により構成される固定抵抗
負荷85に流れ、検波電圧が発生する。この電圧出力は
基準電圧発生器87の出力とともに誤差増幅器86に供
給され、電源電圧制御器88を介して電力増幅器81の
利得を制御する。可変高周波アッテネータ83の減衰量
は、制御信号により送信信号レベルに応じてその減衰量
を変化させることにより送信器の出力レベルを規定する
(例えば特開昭63−16719号公報)。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような構成では、ある決められた範囲の検波電圧に対す
る分配器分岐出力のダイナミックレンジを大きくとろう
とすれば、可変高周波アッテネータの可変範囲を大きく
しなければならない。しかし、可変高周波アッテネータ
の可変範囲を広くするためには可変高周波アッテネータ
を多段にしなければならなくなったり、あるいは1つの
可変高周波アッテネータで可変範囲を広くするために可
変高周波アッテネータそのものを大きくしなければなら
ないという可能性がでてきて、送信回路全体に対する可
変高周波アッテネータの占める割合が大きくなり、小型
化できないという点で不利であるという問題点があり、
ある決められた範囲の検波電圧に対する分配器分岐出力
電力のダイナミックレンジを大きくするために、可変高
周波アッテネータの可変範囲を広くするだけでは限界が
あるという問題点を有していた。
ような構成では、ある決められた範囲の検波電圧に対す
る分配器分岐出力のダイナミックレンジを大きくとろう
とすれば、可変高周波アッテネータの可変範囲を大きく
しなければならない。しかし、可変高周波アッテネータ
の可変範囲を広くするためには可変高周波アッテネータ
を多段にしなければならなくなったり、あるいは1つの
可変高周波アッテネータで可変範囲を広くするために可
変高周波アッテネータそのものを大きくしなければなら
ないという可能性がでてきて、送信回路全体に対する可
変高周波アッテネータの占める割合が大きくなり、小型
化できないという点で不利であるという問題点があり、
ある決められた範囲の検波電圧に対する分配器分岐出力
電力のダイナミックレンジを大きくするために、可変高
周波アッテネータの可変範囲を広くするだけでは限界が
あるという問題点を有していた。
【0005】本発明は上記問題点に鑑み、ある決められ
た範囲の検波電圧に対する分配器分岐出力電力のダイナ
ミックレンジを大きくとれる送信出力包絡線検波回路及
び線形送信回路を提供することを目的とする。
た範囲の検波電圧に対する分配器分岐出力電力のダイナ
ミックレンジを大きくとれる送信出力包絡線検波回路及
び線形送信回路を提供することを目的とする。
【0006】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明の送信出力包絡線検波回路及び線形送信回路
は、検波器の直前に減衰量が可変である可変高周波アッ
テネータを有し、且つ、検波器の負荷回路に可変抵抗負
荷を用いたものである。
めに本発明の送信出力包絡線検波回路及び線形送信回路
は、検波器の直前に減衰量が可変である可変高周波アッ
テネータを有し、且つ、検波器の負荷回路に可変抵抗負
荷を用いたものである。
【0007】
【作用】本発明は、検波器の直前にある可変高周波アッ
テネータの減衰量を変化させたり、検波器の負荷回路の
可変抵抗負荷の抵抗値を変化させることにより、分配器
分岐出力に対する検波電圧の範囲を変化させることが可
能となり、広範囲の分配器分岐出力に対し検波電圧の変
化量を小さくすることが可能となる。
テネータの減衰量を変化させたり、検波器の負荷回路の
可変抵抗負荷の抵抗値を変化させることにより、分配器
分岐出力に対する検波電圧の範囲を変化させることが可
能となり、広範囲の分配器分岐出力に対し検波電圧の変
化量を小さくすることが可能となる。
【0008】
【実施例】以下本発明の実施例の構成について、図面を
参照しながら説明する。
参照しながら説明する。
【0009】(図1)は本発明の第1の実施例における
送信出力包絡線検波回路のブロック図である。
送信出力包絡線検波回路のブロック図である。
【0010】(図1)において、11は送信装置、12
は分配器、13は送信出力包絡線検波回路、14は可変
高周波アッテネータ、15はダイオード検波器、16は
接続端子、17は可変負荷回路、141は可変高周波ア
ッテネータ制御端子、171は可変負荷回路制御端子、
18は送信出力端子、19は検波出力端子である。
は分配器、13は送信出力包絡線検波回路、14は可変
高周波アッテネータ、15はダイオード検波器、16は
接続端子、17は可変負荷回路、141は可変高周波ア
ッテネータ制御端子、171は可変負荷回路制御端子、
18は送信出力端子、19は検波出力端子である。
【0011】以上のように構成された第1の実施例の送
信出力包絡線検波回路において、その動作を(図1)を
用いて説明する。
信出力包絡線検波回路において、その動作を(図1)を
用いて説明する。
【0012】送信装置11より出力された高周波信号は
分配器12で分岐され、送信出力端子18から出力され
る。他方の分岐出力は、可変高周波アッテネータ14で
減衰され、ダイオード検波器15で検波され、分岐出力
に比例した検波電流Id が接続端子16に発生する。こ
の検波電流Id は可変負荷回路17に流れるが、検波電
流Id と、可変負荷回路17を構成する負荷抵抗値に従
った検波電圧が検波出力端子19に発生する。可変高周
波アッテネータ14の減衰量は、可変高周波アッテネー
タ制御端子141により入力された制御信号によって可
変であり、可変負荷回路17を構成する抵抗負荷の抵抗
値は、可変負荷回路制御端子171により入力された制
御信号により可変である。これにより、分岐出力と検波
電圧の関係は、可変高周波アッテネータ14の減衰量と
可変負荷回路17を構成する抵抗負荷の抵抗値の種類に
よって変化させることができる。この場合の特性を(図
2)に示す。
分配器12で分岐され、送信出力端子18から出力され
る。他方の分岐出力は、可変高周波アッテネータ14で
減衰され、ダイオード検波器15で検波され、分岐出力
に比例した検波電流Id が接続端子16に発生する。こ
の検波電流Id は可変負荷回路17に流れるが、検波電
流Id と、可変負荷回路17を構成する負荷抵抗値に従
った検波電圧が検波出力端子19に発生する。可変高周
波アッテネータ14の減衰量は、可変高周波アッテネー
タ制御端子141により入力された制御信号によって可
変であり、可変負荷回路17を構成する抵抗負荷の抵抗
値は、可変負荷回路制御端子171により入力された制
御信号により可変である。これにより、分岐出力と検波
電圧の関係は、可変高周波アッテネータ14の減衰量と
可変負荷回路17を構成する抵抗負荷の抵抗値の種類に
よって変化させることができる。この場合の特性を(図
2)に示す。
【0013】(図2)において、横軸は分配器12によ
って分岐され送信出力包絡線検波回路13に入力される
分岐出力、縦軸は検波電圧端子19に発生する検波電
圧、21,22,23は本実施例の包絡線検波回路の特
性であり、可変高周波アッテネータ14の減衰量の多い
時で、それぞれ可変負荷抵抗の抵抗値が大、中、小の場
合を示し、24,25,26は可変高周波アッテネータ
14の減衰量の少ない時で、それぞれ可変負荷抵抗の抵
抗値が大、中、小の場合を示している。(図2)より、
ある検波電圧範囲△Vに対して、可変高周波アッテネー
タ14の減衰量の多い時で、負荷抵抗値が大のとき△P
1、中のとき△P2、小のとき△P3となり、可変高周波
アッテネータ14の減衰量の少ない時で、負荷抵抗値が
大のとき△P4、中のとき△P5、小のとき△P6となる
ので、総合検波特性として、分配器分岐出力範囲△P7
が拡大されていることは明らかである。
って分岐され送信出力包絡線検波回路13に入力される
分岐出力、縦軸は検波電圧端子19に発生する検波電
圧、21,22,23は本実施例の包絡線検波回路の特
性であり、可変高周波アッテネータ14の減衰量の多い
時で、それぞれ可変負荷抵抗の抵抗値が大、中、小の場
合を示し、24,25,26は可変高周波アッテネータ
14の減衰量の少ない時で、それぞれ可変負荷抵抗の抵
抗値が大、中、小の場合を示している。(図2)より、
ある検波電圧範囲△Vに対して、可変高周波アッテネー
タ14の減衰量の多い時で、負荷抵抗値が大のとき△P
1、中のとき△P2、小のとき△P3となり、可変高周波
アッテネータ14の減衰量の少ない時で、負荷抵抗値が
大のとき△P4、中のとき△P5、小のとき△P6となる
ので、総合検波特性として、分配器分岐出力範囲△P7
が拡大されていることは明らかである。
【0014】次に本発明の第2の実施例について図面を
参照しながら説明する。(図3)は本発明の第2の実施
例における包絡線検波回路のブロック図である。(図
3)において、11は送信装置、12は分配器、13は
送信出力包絡線検波回路、14は可変高周波アッテネー
タ、20は高周波増幅器、15はダイオード検波器、1
6は接続端子、17は可変負荷回路、141は可変高周
波アッテネータ制御端子、171は可変負荷回路制御端
子、18は送信出力端子、19は検波出力端子である。
参照しながら説明する。(図3)は本発明の第2の実施
例における包絡線検波回路のブロック図である。(図
3)において、11は送信装置、12は分配器、13は
送信出力包絡線検波回路、14は可変高周波アッテネー
タ、20は高周波増幅器、15はダイオード検波器、1
6は接続端子、17は可変負荷回路、141は可変高周
波アッテネータ制御端子、171は可変負荷回路制御端
子、18は送信出力端子、19は検波出力端子である。
【0015】以上のように構成された第2の実施例の送
信出力包絡線検波回路において、その動作を(図3)を
用いて説明する。
信出力包絡線検波回路において、その動作を(図3)を
用いて説明する。
【0016】送信装置11より出力された高周波信号は
分配器12で分岐され、その送信出力は送信出力端子1
8から出力され、分岐出力は可変高周波アッテネータ1
4で減衰されて高周波増幅器20で増幅される。そし
て、ダイオード検波器15で検波され、分岐出力に比例
した検波電流Id が接続端子16に発生する。この検波
電流Id は可変負荷回路17に流れるが、検波電流Id
と、可変負荷回路17を構成する負荷抵抗値に従った検
波電圧が検波出力端子19に発生する。可変高周波アッ
テネータ14の減衰量は、可変高周波アッテネータ制御
端子141により入力された制御信号によって可変であ
り、可変負荷回路17を構成する抵抗負荷の抵抗値は可
変負荷回路制御端子171により入力された制御信号に
より可変である。これにより、分岐出力と検波電圧の関
係は可変高周波アッテネータ14の減衰量と可変負荷回
路17を構成する抵抗負荷の抵抗値の種類によって変化
させることができる。また、可変高周波アッテネータ1
4とダイオード検波器15の間に高周波増幅器20を接
続しているので、分配器12の分岐出力が小さい場合に
も対応できる様にしている。
分配器12で分岐され、その送信出力は送信出力端子1
8から出力され、分岐出力は可変高周波アッテネータ1
4で減衰されて高周波増幅器20で増幅される。そし
て、ダイオード検波器15で検波され、分岐出力に比例
した検波電流Id が接続端子16に発生する。この検波
電流Id は可変負荷回路17に流れるが、検波電流Id
と、可変負荷回路17を構成する負荷抵抗値に従った検
波電圧が検波出力端子19に発生する。可変高周波アッ
テネータ14の減衰量は、可変高周波アッテネータ制御
端子141により入力された制御信号によって可変であ
り、可変負荷回路17を構成する抵抗負荷の抵抗値は可
変負荷回路制御端子171により入力された制御信号に
より可変である。これにより、分岐出力と検波電圧の関
係は可変高周波アッテネータ14の減衰量と可変負荷回
路17を構成する抵抗負荷の抵抗値の種類によって変化
させることができる。また、可変高周波アッテネータ1
4とダイオード検波器15の間に高周波増幅器20を接
続しているので、分配器12の分岐出力が小さい場合に
も対応できる様にしている。
【0017】次に本発明の第3の実施例について図面を
参照しながら説明する。(図4)は本発明の第3の実施
例における送信出力包絡線検波回路のブロック図であ
る。なお、(図4)において(図1)(図3)における
機器、および回路素子などと同一ないし均等のものは、
前記と同一符号を用いて示し、重複した説明は省略す
る。本実施例において、第2の実施例と異なるのは、ダ
イオード検波器15にダイオード検波器バイアス入力端
子151が附加された点である。
参照しながら説明する。(図4)は本発明の第3の実施
例における送信出力包絡線検波回路のブロック図であ
る。なお、(図4)において(図1)(図3)における
機器、および回路素子などと同一ないし均等のものは、
前記と同一符号を用いて示し、重複した説明は省略す
る。本実施例において、第2の実施例と異なるのは、ダ
イオード検波器15にダイオード検波器バイアス入力端
子151が附加された点である。
【0018】以上のように構成された第3の実施例の送
信出力包絡線検波回路において、その動作を(図4)
(図5)を用いて説明する。
信出力包絡線検波回路において、その動作を(図4)
(図5)を用いて説明する。
【0019】ダイオード検波器15はダイオード検波器
バイアス入力端子151を有しており、このダイオード
検波器バイアス入力端子151に外部よりバイアス電圧
を加えることにより、ダイオード検波器15の検波用ダ
イオードにバイアス電流が流れる。このバイアス電流を
流すことにより、分配器分岐出力が小さい場合にもより
大きな検波電圧が発生するようになる。この特性を(図
5)に示す。
バイアス入力端子151を有しており、このダイオード
検波器バイアス入力端子151に外部よりバイアス電圧
を加えることにより、ダイオード検波器15の検波用ダ
イオードにバイアス電流が流れる。このバイアス電流を
流すことにより、分配器分岐出力が小さい場合にもより
大きな検波電圧が発生するようになる。この特性を(図
5)に示す。
【0020】(図5)において、横軸は分配器分岐出
力、縦軸は検波電圧端子19に発生する検波電圧であ
る。51,52,53は本実施例の包絡線検波回路の特
性で、可変高周波アッテネータ14の減衰量の多い時
で、それぞれ可変負荷抵抗の抵抗値が大、中、小の場合
を示し、54,55,56は、可変高周波アッテネータ
14の減衰量の少ない時で、それぞれ可変負荷抵抗の抵
抗値が大、中、小の場合を示している。(図5)より,
ある検波電圧範囲△Vに対して可変高周波アッテネータ
14の減衰量の多い時で、可変負荷回路17の抵抗負荷
の抵抗値が大のときの分配器分岐出力△P1、抵抗負荷
の抵抗値が中のときの分配器分岐出力△P2、抵抗負荷
の抵抗値が小のときの分配器分岐出力△P3、可変高周
波アッテネータ減衰量の少ない時で、可変負荷回路17
の抵抗負荷の抵抗値が大のときの分配器分岐出力△
P4、抵抗負荷の抵抗値が中のときの分配器分岐出力△
P5、抵抗負荷の抵抗値が小のときの分配器分岐出力△
P6が、ダイオードにバイアス電流を流すことにより拡
大されている。また、これにしたがって、ある検波電圧
範囲△Vに対して、分配器分岐出力△P1、△P2、△P
3、△P4、△P5、△P6のそれぞれが拡大されているこ
とにより、ダイオードにバイアス電流を流さない場合に
比べ総合検波特性として分配器分岐出力△P7が拡大さ
れていることは、明らかである。 次に本発明の第4の
実施例について図面を参照しながら説明する。
力、縦軸は検波電圧端子19に発生する検波電圧であ
る。51,52,53は本実施例の包絡線検波回路の特
性で、可変高周波アッテネータ14の減衰量の多い時
で、それぞれ可変負荷抵抗の抵抗値が大、中、小の場合
を示し、54,55,56は、可変高周波アッテネータ
14の減衰量の少ない時で、それぞれ可変負荷抵抗の抵
抗値が大、中、小の場合を示している。(図5)より,
ある検波電圧範囲△Vに対して可変高周波アッテネータ
14の減衰量の多い時で、可変負荷回路17の抵抗負荷
の抵抗値が大のときの分配器分岐出力△P1、抵抗負荷
の抵抗値が中のときの分配器分岐出力△P2、抵抗負荷
の抵抗値が小のときの分配器分岐出力△P3、可変高周
波アッテネータ減衰量の少ない時で、可変負荷回路17
の抵抗負荷の抵抗値が大のときの分配器分岐出力△
P4、抵抗負荷の抵抗値が中のときの分配器分岐出力△
P5、抵抗負荷の抵抗値が小のときの分配器分岐出力△
P6が、ダイオードにバイアス電流を流すことにより拡
大されている。また、これにしたがって、ある検波電圧
範囲△Vに対して、分配器分岐出力△P1、△P2、△P
3、△P4、△P5、△P6のそれぞれが拡大されているこ
とにより、ダイオードにバイアス電流を流さない場合に
比べ総合検波特性として分配器分岐出力△P7が拡大さ
れていることは、明らかである。 次に本発明の第4の
実施例について図面を参照しながら説明する。
【0021】(図6)は本発明の第4の実施例における
送信出力包絡線検波回路のブロック図を示したものであ
る。
送信出力包絡線検波回路のブロック図を示したものであ
る。
【0022】(図6)において、61は送信出力包絡線
検波回路のダイオード検波器と可変抵抗負荷、62はダ
イオード検波器入力端子、63は検波電圧出力端子、6
4は接続端子、65はダイオード検波器、66は可変抵
抗負荷、67はダイオード検波器バイアス入力端子、6
51,652は検波用ダイオード、653はDCブロッ
ク用コンデンサ、68,69は可変抵抗制御入力端子、
654,655,656,665,670は高周波接地
用コンデンサ、657はバイアス電圧調整抵抗、66
1,662,663,664,668,669,67
1,672は固定抵抗、666,667は可変抵抗オン
オフ制御用トランジスタである。
検波回路のダイオード検波器と可変抵抗負荷、62はダ
イオード検波器入力端子、63は検波電圧出力端子、6
4は接続端子、65はダイオード検波器、66は可変抵
抗負荷、67はダイオード検波器バイアス入力端子、6
51,652は検波用ダイオード、653はDCブロッ
ク用コンデンサ、68,69は可変抵抗制御入力端子、
654,655,656,665,670は高周波接地
用コンデンサ、657はバイアス電圧調整抵抗、66
1,662,663,664,668,669,67
1,672は固定抵抗、666,667は可変抵抗オン
オフ制御用トランジスタである。
【0023】以上のように構成された第4の実施例の送
信出力包絡線検波回路において、その動作を(図6)を
用いて説明する。
信出力包絡線検波回路において、その動作を(図6)を
用いて説明する。
【0024】ダイオード検波器入力端子62より入力し
た高周波信号はダイオード検波器65で検波され、入力
電力に比例した検波電流Id が接続端子64に発生す
る。ここでトランジスタ666,667が非導通状態の
とき、検波電流Id は可変抵抗負荷66に流れ、検波電
圧出力端子63には可変抵抗負荷66に流れ込む電流値
と固定抵抗661,662の抵抗値に従った検波電圧が
発生する。
た高周波信号はダイオード検波器65で検波され、入力
電力に比例した検波電流Id が接続端子64に発生す
る。ここでトランジスタ666,667が非導通状態の
とき、検波電流Id は可変抵抗負荷66に流れ、検波電
圧出力端子63には可変抵抗負荷66に流れ込む電流値
と固定抵抗661,662の抵抗値に従った検波電圧が
発生する。
【0025】また、可変抵抗制御端子68に電流を流す
ことにより、トランジスタ666を導通状態にさせて、
可変抵抗制御端子69に電流を流さないことにより、ト
ランジスタ667を非導通状態にさせた場合、検波電圧
出力端子63には可変抵抗負荷66に流れ込む電流値と
固定抵抗661,662,663の抵抗値に従った検波
電圧が発生する。
ことにより、トランジスタ666を導通状態にさせて、
可変抵抗制御端子69に電流を流さないことにより、ト
ランジスタ667を非導通状態にさせた場合、検波電圧
出力端子63には可変抵抗負荷66に流れ込む電流値と
固定抵抗661,662,663の抵抗値に従った検波
電圧が発生する。
【0026】また、可変抵抗制御端子69に電流を流す
ことにより、トランジスタ667を導通状態にさせか
つ、可変抵抗制御端子68に電流を流さないことによ
り、トランジスタ666を非導通状態にした場合、検波
電圧出力端子63には可変抵抗負荷66に流れ込む電流
値と固定抵抗661,662,664の抵抗値に従った
検波電圧が発生する。
ことにより、トランジスタ667を導通状態にさせか
つ、可変抵抗制御端子68に電流を流さないことによ
り、トランジスタ666を非導通状態にした場合、検波
電圧出力端子63には可変抵抗負荷66に流れ込む電流
値と固定抵抗661,662,664の抵抗値に従った
検波電圧が発生する。
【0027】また、可変抵抗制御端子68,69にとも
に電流を流して抵抗オンオフトランジスタ666,66
7をともに導通状態にさせた時、検波出力端子63には
可変抵抗負荷66に流れ込む電流値と固定抵抗661,
662,663,664の抵抗値に従った検波電圧が発
生する。すなわち、抵抗オンオフトランジスタ666,
667をオンオフさせることにより、可変抵抗負荷66
の中の固定抵抗を選択して、検波電圧出力端子63に発
生する電圧を任意に変化させることができるので、検波
器入力電力が変化しても検波電圧が大きく変化しない様
に抑えることができる。また、ダイオード検波器65は
ダイオード検波器バイアス入力端子67を有しており、
このダイオード検波器バイアス入力端子67に外部より
バイアス電圧を加えることにより、ダイオード検波器6
5の検波用ダイオード651,652にバイアス電流が
流れる。このバイアス電流を流すことにより高周波入力
端子62より入力される高周波電力が小さい場合にも、
より大きな検波電圧を発生させることができる様にな
る。
に電流を流して抵抗オンオフトランジスタ666,66
7をともに導通状態にさせた時、検波出力端子63には
可変抵抗負荷66に流れ込む電流値と固定抵抗661,
662,663,664の抵抗値に従った検波電圧が発
生する。すなわち、抵抗オンオフトランジスタ666,
667をオンオフさせることにより、可変抵抗負荷66
の中の固定抵抗を選択して、検波電圧出力端子63に発
生する電圧を任意に変化させることができるので、検波
器入力電力が変化しても検波電圧が大きく変化しない様
に抑えることができる。また、ダイオード検波器65は
ダイオード検波器バイアス入力端子67を有しており、
このダイオード検波器バイアス入力端子67に外部より
バイアス電圧を加えることにより、ダイオード検波器6
5の検波用ダイオード651,652にバイアス電流が
流れる。このバイアス電流を流すことにより高周波入力
端子62より入力される高周波電力が小さい場合にも、
より大きな検波電圧を発生させることができる様にな
る。
【0028】(図7)は本発明の線形送信回路の第1の
実施例におけるブロック図を示したものである。
実施例におけるブロック図を示したものである。
【0029】(図7)において71は線形送信回路、7
11は利得可変回路、712は電力増幅器、713は分
配器、714は可変高周波アッテネータ、715は高周
波増幅器、716はダイオード検波器、717は接続端
子、718は可変負荷回路、719は誤差増幅器、72
は高周波入力端子、73は送信出力端子、74は基準包
絡線信号入力端子、75はダイオード検波器バイアス入
力端子、720は可変高周波アッテネータ制御端子、7
21は可変負荷回路制御端子である。
11は利得可変回路、712は電力増幅器、713は分
配器、714は可変高周波アッテネータ、715は高周
波増幅器、716はダイオード検波器、717は接続端
子、718は可変負荷回路、719は誤差増幅器、72
は高周波入力端子、73は送信出力端子、74は基準包
絡線信号入力端子、75はダイオード検波器バイアス入
力端子、720は可変高周波アッテネータ制御端子、7
21は可変負荷回路制御端子である。
【0030】以上のように構成された第5の実施例の線
形送信回路において以下その動作を(図7)を用いて説
明する。
形送信回路において以下その動作を(図7)を用いて説
明する。
【0031】高周波入力端子から入力された高周波信号
は,利得可変回路711と電力増幅器712によって増
幅され、分配器713で送信出力と分岐出力に分けられ
る。分配器分岐出力は可変高周波アッテネータ714で
減衰され、高周波増幅器715で増幅され、ダイオード
検波器716に入力される。ダイオード検波器716の
検波電流は接続端子717を通って可変負荷回路718
に入力され、可変負荷回路718を構成する可変抵抗負
荷の抵抗値に従った包絡線検波電圧Vda が発生する。
この検波電圧Vda は、基準包絡線信号入力端子74に
入力された基準包絡線信号Vdb とともに誤差増幅器7
19に入力される。そして、検波電圧Vda と基準包絡
線信号Vdb との誤差電圧を検出増幅した信号を誤差信
号として、利得可変回路711を制御することができ
る。
は,利得可変回路711と電力増幅器712によって増
幅され、分配器713で送信出力と分岐出力に分けられ
る。分配器分岐出力は可変高周波アッテネータ714で
減衰され、高周波増幅器715で増幅され、ダイオード
検波器716に入力される。ダイオード検波器716の
検波電流は接続端子717を通って可変負荷回路718
に入力され、可変負荷回路718を構成する可変抵抗負
荷の抵抗値に従った包絡線検波電圧Vda が発生する。
この検波電圧Vda は、基準包絡線信号入力端子74に
入力された基準包絡線信号Vdb とともに誤差増幅器7
19に入力される。そして、検波電圧Vda と基準包絡
線信号Vdb との誤差電圧を検出増幅した信号を誤差信
号として、利得可変回路711を制御することができ
る。
【0032】また、可変高周波アッテネータ714の減
衰量は可変高周波アッテネータ制御端子720により入
力された制御信号によって可変であり、可変負荷回路7
18を構成する抵抗負荷の抵抗値は可変負荷回路制御端
子721により入力された制御信号により可変であるの
で、ある検波電圧範囲△Vに対する分配器分岐出力△P
を拡大させることができる。
衰量は可変高周波アッテネータ制御端子720により入
力された制御信号によって可変であり、可変負荷回路7
18を構成する抵抗負荷の抵抗値は可変負荷回路制御端
子721により入力された制御信号により可変であるの
で、ある検波電圧範囲△Vに対する分配器分岐出力△P
を拡大させることができる。
【0033】また、ダイオード検波器716はバイアス
端子75を有しており、このバイアス端子75に外部よ
りバイアス電圧を加えることにより、ダイオード検波器
716の検波用ダイオードにバイアス電流が流れる。こ
のバイアス電流を流すことにより分配器分岐出力が小さ
い場合にも、より大きな検波電圧が発生させることがで
きる様になる。
端子75を有しており、このバイアス端子75に外部よ
りバイアス電圧を加えることにより、ダイオード検波器
716の検波用ダイオードにバイアス電流が流れる。こ
のバイアス電流を流すことにより分配器分岐出力が小さ
い場合にも、より大きな検波電圧が発生させることがで
きる様になる。
【0034】以上のように本実施例によれば、検波電圧
範囲△Vに対して送信出力の分配器分岐出力△Pが、可
変高周波アッテネータ714の減衰量が可変であること
と、可変負荷回路718の抵抗値が可変であること、ダ
イオード検波器716の検波ダイオードにバイアス電流
を流すことができること、また、可変高周波アッテネー
タ714とダイオード検波器716の間に高周波増幅器
715を接続していることにより拡大されており、ま
た、無歪包絡線信号Vda と送信包絡線信号Vdbが一致
するようにフィードバックループ制御することにより、
包絡線に歪のない送信出力信号が出力端子73から出力
される。また、送信出力包絡線検波回路として非常に精
度の良い検波回路を用いているので、送信出力が変動し
ても非常に良い線形性を持ち非常に精度の良い線形送信
回路ができる。さらに、この方式では完全なフィードバ
ックループ制御を行なっているため、たとえ使用してい
る素子にばらつきがあっても安定な制御が構成される。
範囲△Vに対して送信出力の分配器分岐出力△Pが、可
変高周波アッテネータ714の減衰量が可変であること
と、可変負荷回路718の抵抗値が可変であること、ダ
イオード検波器716の検波ダイオードにバイアス電流
を流すことができること、また、可変高周波アッテネー
タ714とダイオード検波器716の間に高周波増幅器
715を接続していることにより拡大されており、ま
た、無歪包絡線信号Vda と送信包絡線信号Vdbが一致
するようにフィードバックループ制御することにより、
包絡線に歪のない送信出力信号が出力端子73から出力
される。また、送信出力包絡線検波回路として非常に精
度の良い検波回路を用いているので、送信出力が変動し
ても非常に良い線形性を持ち非常に精度の良い線形送信
回路ができる。さらに、この方式では完全なフィードバ
ックループ制御を行なっているため、たとえ使用してい
る素子にばらつきがあっても安定な制御が構成される。
【0035】(図8)(図9)は本発明の線形送信回路
の第2の実施例におけるブロック図とタイミングチャー
トを示したものである。
の第2の実施例におけるブロック図とタイミングチャー
トを示したものである。
【0036】なお、(図8)において、(図7)におけ
る機器および回路素子などと同一ないし均等のものは前
記と同一符号を用いて示し重複した説明は省略する。な
お、本実施例においては、送信バースト制御信号入力端
子741及び乗算器742が附加されている。(図9)
のタイミングチャートには送信バースト平均電力波形9
1、および送信バースト制御信号入力端子741に加え
られる送信バースト制御信号92、送信バーストの立ち
上がり区間93、送信バーストの立ち上がり区間94が
示されている。
る機器および回路素子などと同一ないし均等のものは前
記と同一符号を用いて示し重複した説明は省略する。な
お、本実施例においては、送信バースト制御信号入力端
子741及び乗算器742が附加されている。(図9)
のタイミングチャートには送信バースト平均電力波形9
1、および送信バースト制御信号入力端子741に加え
られる送信バースト制御信号92、送信バーストの立ち
上がり区間93、送信バーストの立ち上がり区間94が
示されている。
【0037】以上のように構成された本発明の線形送信
回路の第2の実施例において、以下その動作を(図8)
(図9)を用いて説明する。
回路の第2の実施例において、以下その動作を(図8)
(図9)を用いて説明する。
【0038】送信バースト制御信号92は、送信バース
トの立ち上がり区間93で滑らかなカーブ(たとえばレ
イズドコサインカーブ)で立ち上がり、送信バーストの
立ち上がり区間94で滑らかなカーブ(たとえばレイズ
ドコサインカーブ)で立ち下がるようにする。この、送
信バースト制御信号入力端子741から入力された送信
バースト制御信号92と基準包絡線信号入力端子74に
入力された基準包絡線信号Vdb とが乗算器742によ
って掛け合わされた信号Vdbb は誤差増幅器719の一
方の基準入力となり、フィードバックループが働いて送
信出力信号は、その信号バースト平均電力波形91の立
ち上がりと立ち下がりが滑らかなバースト状の波形とな
る。
トの立ち上がり区間93で滑らかなカーブ(たとえばレ
イズドコサインカーブ)で立ち上がり、送信バーストの
立ち上がり区間94で滑らかなカーブ(たとえばレイズ
ドコサインカーブ)で立ち下がるようにする。この、送
信バースト制御信号入力端子741から入力された送信
バースト制御信号92と基準包絡線信号入力端子74に
入力された基準包絡線信号Vdb とが乗算器742によ
って掛け合わされた信号Vdbb は誤差増幅器719の一
方の基準入力となり、フィードバックループが働いて送
信出力信号は、その信号バースト平均電力波形91の立
ち上がりと立ち下がりが滑らかなバースト状の波形とな
る。
【0039】以上のようにこの実施例によれば、上記の
構成により立ち上がり立ち下がりの滑らかなバースト状
の送信出力信号を得ることができ、バースト信号の立ち
上がり立ち下がりの影響による周波数領域での不要な広
がりを抑えるとができる。
構成により立ち上がり立ち下がりの滑らかなバースト状
の送信出力信号を得ることができ、バースト信号の立ち
上がり立ち下がりの影響による周波数領域での不要な広
がりを抑えるとができる。
【0040】(図10)(図11)は本発明の線形送信
回路の第3の実施例のブロック図とタイミングチャート
を示すものである。
回路の第3の実施例のブロック図とタイミングチャート
を示すものである。
【0041】なお、(図10)において前記(図7)、
(図8)における機器および回路素子などと同一ないし
均等のものは前記と同一符号を用いて示し重複した説明
を省略する。本実施例においては、前置利得可変回路7
6と前置利得可変回路制御電圧入力端子77が附加され
ている。(図11)のタイミングチャートには送信バー
スト平均電力波形91、送信バースト制御信号入力端子
741に加えられる送信バースト制御信号92、前置可
変利得増幅器制御電圧95、送信バーストの立ち上がり
区間93、送信バーストの立ち下がり区間94が示され
ている。
(図8)における機器および回路素子などと同一ないし
均等のものは前記と同一符号を用いて示し重複した説明
を省略する。本実施例においては、前置利得可変回路7
6と前置利得可変回路制御電圧入力端子77が附加され
ている。(図11)のタイミングチャートには送信バー
スト平均電力波形91、送信バースト制御信号入力端子
741に加えられる送信バースト制御信号92、前置可
変利得増幅器制御電圧95、送信バーストの立ち上がり
区間93、送信バーストの立ち下がり区間94が示され
ている。
【0042】以上のように構成された第3の実施例の線
形送信回路において以下にその動作を(図10)(図1
1)を用いて説明する。
形送信回路において以下にその動作を(図10)(図1
1)を用いて説明する。
【0043】高周波入力端子から入力された高周波信号
は、前置利得可変回路76と利得可変回路711と電力
増幅器712によって増幅され、分配器713で送信出
力と分岐出力に分けられる。分配器分岐出力は可変高周
波アッテネータ714で減衰され、高周波増幅器715
で増幅されてダイオード検波器716に入力される。ダ
イオード検波器716の検波電流は接続端子717を通
って可変負荷回路718に入力され、可変負荷抵抗の抵
抗値に従った包絡線検波電圧Vda が発生する。この検
波電圧Vda は、基準包絡線信号入力端子74に入力さ
れた基準包絡線信号Vdb と、送信バースト制御信号入
力端子741に入力された送信バースト制御信号92と
が乗算器742によって掛け合わされた信号Vdbb とと
もに誤差増幅器719に入力される。そして、検波電圧
Vda と乗算器出力信号Vdbb の誤差電圧を検出増幅し
た信号とを誤差信号として利得可変回路711を制御す
ることができる。
は、前置利得可変回路76と利得可変回路711と電力
増幅器712によって増幅され、分配器713で送信出
力と分岐出力に分けられる。分配器分岐出力は可変高周
波アッテネータ714で減衰され、高周波増幅器715
で増幅されてダイオード検波器716に入力される。ダ
イオード検波器716の検波電流は接続端子717を通
って可変負荷回路718に入力され、可変負荷抵抗の抵
抗値に従った包絡線検波電圧Vda が発生する。この検
波電圧Vda は、基準包絡線信号入力端子74に入力さ
れた基準包絡線信号Vdb と、送信バースト制御信号入
力端子741に入力された送信バースト制御信号92と
が乗算器742によって掛け合わされた信号Vdbb とと
もに誤差増幅器719に入力される。そして、検波電圧
Vda と乗算器出力信号Vdbb の誤差電圧を検出増幅し
た信号とを誤差信号として利得可変回路711を制御す
ることができる。
【0044】送信バースト制御信号92とバースト状前
置増幅器制御電圧95は、送信バーストの立ち上がり区
間93で滑らかなカーブ(たとえばレイズドコサインカ
ーブ)で立ち上がり、送信バーストの立ち上がり区間9
4で滑らかなカーブ(たとえばレイズドコサインカー
ブ)で立ち下がるようにする。この送信バースト制御信
号入力端子741から入力された送信バースト制御信号
92と基準包絡線信号入力端子74に入力された基準包
絡線信号Vdb とが乗算器742によって掛け合わされ
た信号Vdbb は、誤差増幅器719の一方の基準入力と
なり、フィードバックループが働く。そして前置増幅器
制御電圧入力端子77よりバースト状前置増幅器制御電
圧を入力すると、送信出力信号は、送信バーストの平均
電力波形91の立ち上がり、立ち下がりが滑らかなバー
スト状の波形となり、且つ、基準包絡線信号入力端子7
4に入力された基準包絡線信号Vdb と送信バースト制
御信号入力端子741に入力されたバースト制御信号9
2とが乗算器742によって掛け合わされた信号Vdbb
のみを誤差増幅器719に入力して、送信出力をバース
ト制御する場合と比べて、さらにダイナミックレンジが
広くなる。
置増幅器制御電圧95は、送信バーストの立ち上がり区
間93で滑らかなカーブ(たとえばレイズドコサインカ
ーブ)で立ち上がり、送信バーストの立ち上がり区間9
4で滑らかなカーブ(たとえばレイズドコサインカー
ブ)で立ち下がるようにする。この送信バースト制御信
号入力端子741から入力された送信バースト制御信号
92と基準包絡線信号入力端子74に入力された基準包
絡線信号Vdb とが乗算器742によって掛け合わされ
た信号Vdbb は、誤差増幅器719の一方の基準入力と
なり、フィードバックループが働く。そして前置増幅器
制御電圧入力端子77よりバースト状前置増幅器制御電
圧を入力すると、送信出力信号は、送信バーストの平均
電力波形91の立ち上がり、立ち下がりが滑らかなバー
スト状の波形となり、且つ、基準包絡線信号入力端子7
4に入力された基準包絡線信号Vdb と送信バースト制
御信号入力端子741に入力されたバースト制御信号9
2とが乗算器742によって掛け合わされた信号Vdbb
のみを誤差増幅器719に入力して、送信出力をバース
ト制御する場合と比べて、さらにダイナミックレンジが
広くなる。
【0045】以上のようにこの実施例によれば上記の構
成により、ダイナミックレンジが広く、且つ、立ち上が
り立ち下がりの滑らかなバースト状の送信出力信号を得
ることができる。
成により、ダイナミックレンジが広く、且つ、立ち上が
り立ち下がりの滑らかなバースト状の送信出力信号を得
ることができる。
【0046】(図12)(図13)は本発明の線形送信
回路の第4の実施例のブロック図とタイミングチャート
を示すものである。
回路の第4の実施例のブロック図とタイミングチャート
を示すものである。
【0047】なお、この実施例の構成は(図7)(図
8)(図10)と同様であるので詳細な説明はここでは
省略する。本実施例においては、電力増幅器712に電
力増幅器電源電圧入力端子78が付加されている。(図
13)のタイミングチャートは送信バースト平均電力波
形91、送信バースト制御信号入力端子741に加えら
れる送信バースト制御信号92、前置可変利得回路バー
スト状制御電圧95、電力増幅器制御バースト状電源電
圧波形96、送信バーストの立ち上がり区間93、送信
バーストの立ち下がり区間94が示されている。
8)(図10)と同様であるので詳細な説明はここでは
省略する。本実施例においては、電力増幅器712に電
力増幅器電源電圧入力端子78が付加されている。(図
13)のタイミングチャートは送信バースト平均電力波
形91、送信バースト制御信号入力端子741に加えら
れる送信バースト制御信号92、前置可変利得回路バー
スト状制御電圧95、電力増幅器制御バースト状電源電
圧波形96、送信バーストの立ち上がり区間93、送信
バーストの立ち下がり区間94が示されている。
【0048】以上のように構成された第4の実施例の線
形送信回路において以下にその動作を(図12)(図1
3)を用いて説明する。送信バースト制御信号92及び
前置利得可変回路バースト状制御電圧95を、送信バー
ストの立ち上がり区間93で滑らかなカーブ(たとえば
レイズドコサインカーブ)で立ち上がり、送信バースト
の立ち下がり区間94で滑らかなカーブ(たとえばレイ
ズドコサインカーブ)で立ち下がるようにし、電力増幅
器制御バースト状電源電圧波形96は送信バーストの立
ち上がり区間93で立ち上がり、送信バーストの立ち下
がり区間94で立ち下がるようにする。そして、送信バ
ースト制御信号92を送信バースト制御信号入力端子7
41から入力し、前置利得可変回路バースト状制御電圧
95を前置利得可変回路制御端子77に入力し、電力増
幅器制御バースト状電源電圧波96を電力増幅器制御電
源電圧入力端子78に入力すると、送信出力信号は立ち
上がり立ち下がりが滑らかなバースト状になり、且つ、
基準包絡線信号入力端子74に入力された基準包絡線信
号Vdb と送信バースト制御信号入力端子741に入力
されたバースト制御信号92とが乗算器742によって
掛け合わされた信号Vdbb と、前置可変利得回路バース
ト状制御電圧95とだけを入力して送信出力をバースト
制御する場合に比べて、さらにダイナミックレンジが広
がる。
形送信回路において以下にその動作を(図12)(図1
3)を用いて説明する。送信バースト制御信号92及び
前置利得可変回路バースト状制御電圧95を、送信バー
ストの立ち上がり区間93で滑らかなカーブ(たとえば
レイズドコサインカーブ)で立ち上がり、送信バースト
の立ち下がり区間94で滑らかなカーブ(たとえばレイ
ズドコサインカーブ)で立ち下がるようにし、電力増幅
器制御バースト状電源電圧波形96は送信バーストの立
ち上がり区間93で立ち上がり、送信バーストの立ち下
がり区間94で立ち下がるようにする。そして、送信バ
ースト制御信号92を送信バースト制御信号入力端子7
41から入力し、前置利得可変回路バースト状制御電圧
95を前置利得可変回路制御端子77に入力し、電力増
幅器制御バースト状電源電圧波96を電力増幅器制御電
源電圧入力端子78に入力すると、送信出力信号は立ち
上がり立ち下がりが滑らかなバースト状になり、且つ、
基準包絡線信号入力端子74に入力された基準包絡線信
号Vdb と送信バースト制御信号入力端子741に入力
されたバースト制御信号92とが乗算器742によって
掛け合わされた信号Vdbb と、前置可変利得回路バース
ト状制御電圧95とだけを入力して送信出力をバースト
制御する場合に比べて、さらにダイナミックレンジが広
がる。
【0049】また、電力増幅器712をバースト状電源
電圧波95で制御させることにより不要な電力消費も抑
えることができる。
電圧波95で制御させることにより不要な電力消費も抑
えることができる。
【0050】以上のようにこの実施例によれば上記の構
成により、立ち上がり立ち下がりが滑らかなバースト状
で、しかもダイナミックレンジの広い送信出力信号を得
ることができ、且つ、不要な電力消費も抑えるとができ
る。
成により、立ち上がり立ち下がりが滑らかなバースト状
で、しかもダイナミックレンジの広い送信出力信号を得
ることができ、且つ、不要な電力消費も抑えるとができ
る。
【0051】なお、第4の実施例において、利得可変回
路711の前段に前置利得可変回路76を接続したが、
利得可変回路711の直後に利得可変回路を接続しても
かまわない。
路711の前段に前置利得可変回路76を接続したが、
利得可変回路711の直後に利得可変回路を接続しても
かまわない。
【0052】
【発明の効果】以上のように本発明の送信出力包絡線検
波回路は、検波器の直前に減衰量が可変である可変高周
波アッテネータを用い、且つ、検波負荷抵抗として可変
抵抗負荷を用いて送信出力包絡線検波回路を構成するこ
とにより、検波器に入力する送信出力分配器分岐出力電
力のダイナミックレンジを大きくすることができる。
波回路は、検波器の直前に減衰量が可変である可変高周
波アッテネータを用い、且つ、検波負荷抵抗として可変
抵抗負荷を用いて送信出力包絡線検波回路を構成するこ
とにより、検波器に入力する送信出力分配器分岐出力電
力のダイナミックレンジを大きくすることができる。
【0053】また、本発明の線形送信回路は、送信出力
包絡線検波回路として非常に精度の良い検波回路を用い
ているので、送信出力が変動しても非常に良い線形性を
持ち非常に精度の良い線形送信回路が実現できる。さら
に、安定でバースト状の送信も可能となる。
包絡線検波回路として非常に精度の良い検波回路を用い
ているので、送信出力が変動しても非常に良い線形性を
持ち非常に精度の良い線形送信回路が実現できる。さら
に、安定でバースト状の送信も可能となる。
【図1】本発明の送信出力包絡線検波回路の第1の実施
例のブロック図である。
例のブロック図である。
【図2】本発明の送信出力包絡線検波回路の第1の実施
例の特性図である。
例の特性図である。
【図3】本発明の送信出力包絡線検波回路の第2の実施
例のブロック図である。
例のブロック図である。
【図4】本発明の送信出力包絡線検波回路の第3の実施
例のブロック図である。
例のブロック図である。
【図5】本発明の送信出力包絡線検波回路の第3の実施
例の特性図である。
例の特性図である。
【図6】本発明の送信出力包絡線検波回路の第4の実施
例のブロック図である。
例のブロック図である。
【図7】本発明の線形送信回路の第1の実施例のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図8】本発明の線形送信回路の第2の実施例のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図9】本発明の線形送信回路の第2の実施例のタイミ
ングチャートである。
ングチャートである。
【図10】本発明の線形送信回路の第3の実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図11】本発明の線形送信回路の第3の実施例のタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図12】本発明の線形送信回路の第4の実施例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図13】本発明の線形送信回路の第4の実施例のタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図14】従来の送信回路のブロック図である。
【図15】従来の送信回路の減衰量可変アッテネータの
ブロック図である。
ブロック図である。
11 送信装置 12 分配器 13 送信出力包絡線検波回路 14 可変高周波アッテネータ 15 ダイオード検波器 16 接続端子 17 可変負荷回路 18 送信出力端子 19 検波出力端子
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H04B 1/04 H04B 17/00
Claims (8)
- 【請求項1】 送信装置の出力を入力とし、送信出力端
子とモニター出力端子とをもつ分配器と前記分配器のモ
ニター出力を入力とし高周波信号を減衰させることがで
き、外部制御信号により減衰量を可変できる可変高周波
アッテネータと前記高周波アッテネータの出力を入力と
しこの入力された高周波信号に比例した検波電流を出力
し、ダイオードとコンデンサから成るダイオード検波器
と前記ダイオード検波器の出力を入力とし、外部制御信
号により抵抗値を可変できる可変負荷回路とから構成さ
れることを特徴とする送信出力包絡線検波回路。 - 【請求項2】 可変高周波アッテネータと、ダイオード
検波器との間に高周波を増幅することのできる高周波増
幅器を接続したことを特徴とする請求項1記載の送信出
力包絡線検波回路。 - 【請求項3】 ダイオード検波器はバイアス端子を持
ち、外部バイアス電圧によりダイオードにバイアス電流
を流すことを特徴とする請求項1または請求項2記載の
送信出力包絡線検波回路。 - 【請求項4】 可変負荷回路は、抵抗負荷の一端が出力
端に接続され他端はエミッタ端子が接地されているトラ
ンジスタのコレクタ端子に接続されており、トランジス
タのコレクタ端子は他端が接地されているコンデンサに
接続され、前記トランジスタのベース端子に制御信号を
加えることにより抵抗負荷のスイッチングを行う回路の
ユニットを少なくとも1つ有することを特徴とする請求
項1から請求項3のいずれかに記載の送信出力包絡線検
波回路。 - 【請求項5】 変調器から出力される変調信号を入力と
し、利得または減衰を可変することのできる利得可変回
路と前記利得可変回路の出力を電力増幅器で増幅し、そ
の増幅信号を分配器で送信出力と分岐出力に分け、前記
分配器の分岐出力を請求項1乃至請求項4記載の送信出
力包絡線検波回路で検波した検波信号と基準包絡線信号
とを誤差増幅器の入力とし前記誤差増幅器で前記検波信
号と前記基準包絡線信号の誤差電圧を検出増幅した信号
を誤差信号としこの誤差信号にて前記利得可変回路を制
御するようにフィードバックループを構成してなる線形
送信回路。 - 【請求項6】 基準包絡線信号として送信バースト信号
出力に対応した立ち上がりおよび立ち下がりの滑らかな
送信オンオフ信号を誤差増幅器の入力信号として加える
ことにより立ち上がりおよび立ち下がり特性の滑らかな
送信バースト信号を出力することを可能とした請求項5
記載の線形送信回路。 - 【請求項7】 利得または減衰を可変することのできる
第1の利得可変回路の入力側あるいは出力側に利得また
は減衰を可変することのできる第2の利得可変回路を接
続し、前記第2の利得可変回路の制御信号として送信バ
ースト信号出力に対応した立ち上がり、立ち下がりの滑
らかな送信オンオフ信号を加えることにより立ち上がり
および立ち下がり特性の滑らかな送信バースト信号を出
力することを可能とした請求項6記載の線形送信回路。 - 【請求項8】 電力増幅器の電源電圧のスイッチングを
送信バースト信号出力に対応した送信オンオフ信号で行
うことを特徴とする請求項7記載の線形送信回路。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3179486A JP2776071B2 (ja) | 1991-07-19 | 1991-07-19 | 送信出力包絡線検波回路および線形送信回路 |
EP92306557A EP0524008B1 (en) | 1991-07-19 | 1992-07-17 | Transmitter with nonlinearity correction circuits |
DE69216931T DE69216931T2 (de) | 1991-07-19 | 1992-07-17 | Übertrager mit Nichtlinearitätskorrekturkreisen |
CA002074124A CA2074124C (en) | 1991-07-19 | 1992-07-17 | Transmitter with nonlinearity correction circuits |
US07/915,553 US5319804A (en) | 1991-07-19 | 1992-07-20 | Transmitter with nonlinearity correction circuits |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3179486A JP2776071B2 (ja) | 1991-07-19 | 1991-07-19 | 送信出力包絡線検波回路および線形送信回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0529967A JPH0529967A (ja) | 1993-02-05 |
JP2776071B2 true JP2776071B2 (ja) | 1998-07-16 |
Family
ID=16066673
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3179486A Expired - Fee Related JP2776071B2 (ja) | 1991-07-19 | 1991-07-19 | 送信出力包絡線検波回路および線形送信回路 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5319804A (ja) |
EP (1) | EP0524008B1 (ja) |
JP (1) | JP2776071B2 (ja) |
CA (1) | CA2074124C (ja) |
DE (1) | DE69216931T2 (ja) |
Families Citing this family (26)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4324895A1 (de) * | 1993-07-24 | 1995-01-26 | Philips Patentverwaltung | Übertragungssystem für Zeitmultiplex-Signalübertragung |
CA2135816C (en) * | 1993-11-19 | 2000-02-15 | Takashi Enoki | Transmission circuit with improved gain control loop |
DE19506051C2 (de) * | 1995-02-22 | 1999-07-29 | Mikom Gmbh | Schaltungsanordnung zur Reduzierung der Amplitude von Intermodulationsprodukten |
US5673001A (en) * | 1995-06-07 | 1997-09-30 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for amplifying a signal |
US5995541A (en) * | 1995-10-13 | 1999-11-30 | Philips Electronics North America Corporation | Method and apparatus for self-calibration and testing of ZPSK transmitter/receiver IC's |
US5710521A (en) * | 1995-12-29 | 1998-01-20 | Qualcomm Incorporated | Out-of-band compensation for non-linear device |
JPH09199948A (ja) * | 1996-01-12 | 1997-07-31 | Fujitsu Ltd | 非線形補償回路 |
JPH09205333A (ja) * | 1996-01-24 | 1997-08-05 | Sony Corp | 電力増幅回路 |
GB2316560A (en) * | 1996-08-14 | 1998-02-25 | Motorola Ltd | Improving the linearity of a transmitter amplifier using a pilot tone and feedback |
US6091942A (en) * | 1996-12-02 | 2000-07-18 | Motorola, Inc. | Self gain aligning circuit and method |
JPH11177444A (ja) | 1997-12-15 | 1999-07-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信電力制御装置及び方法 |
JP3570898B2 (ja) | 1998-08-24 | 2004-09-29 | 日本電気株式会社 | プレディストーション回路 |
US6410209B1 (en) | 1998-09-15 | 2002-06-25 | Shipley Company, L.L.C. | Methods utilizing antireflective coating compositions with exposure under 200 nm |
DE19911437A1 (de) * | 1999-03-04 | 2000-09-07 | Deutsche Telekom Ag | Verfahren und Anordnung für digitale Übertragung mit amplitudenmodulierten Sendern mit Modulationstransformator |
US6717980B1 (en) * | 1999-05-24 | 2004-04-06 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Reduction of transmitter induced cross modulation in a receiver |
DE10029271C2 (de) * | 2000-06-14 | 2002-04-11 | Infineon Technologies Ag | Demodulationschaltung und Demodulationsverfahren |
US6670849B1 (en) * | 2000-08-30 | 2003-12-30 | Skyworks Solutions, Inc. | System for closed loop power control using a linear or a non-linear power amplifier |
DE10100151A1 (de) * | 2001-01-03 | 2002-07-04 | Siemens Ag | Verfahren und Schaltkreis zum Regeln der Ausgangsleistung eines Hochfrequenzverstärkers zur Erzeugung eines Hochfrequenzsignals mit variabler Hüllkurve |
US6677823B2 (en) | 2001-02-28 | 2004-01-13 | Andrew Corporation | Gain compensation circuit using a variable offset voltage |
US6759902B2 (en) * | 2002-03-25 | 2004-07-06 | Andrew Corporation | Single-detector automatic gain control circuit |
CN1717865B (zh) * | 2003-02-14 | 2010-05-12 | 模拟设备股份有限公司 | 减少对数rms至dc转换器的转移函数波纹的***和方法 |
EP2259640B1 (en) | 2004-12-23 | 2013-09-18 | Freescale Semiconductor, Inc. | Wireless communication unit and power control system thereof |
EP1831992A1 (en) | 2004-12-23 | 2007-09-12 | Freescale Semiconductor, Inc. | Power control system for a wireless communication unit |
US8019292B2 (en) * | 2007-07-11 | 2011-09-13 | Axiom Microdevices, Inc. | Power amplifier amplitude modulator system and method |
JP5744712B2 (ja) * | 2011-12-15 | 2015-07-08 | サムソン エレクトロ−メカニックス カンパニーリミテッド. | 電力検波回路 |
DE112018003553T5 (de) * | 2017-07-11 | 2020-03-26 | Mitsubishi Electric Corporation | Ausgangsleistungssteuereinrichtung |
Family Cites Families (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3486128A (en) * | 1968-02-07 | 1969-12-23 | Us Army | Power amplifier for amplitude modulated transmitter |
FR2532491A1 (fr) * | 1982-08-24 | 1984-03-02 | Thomson Csf | Dispositif de linearisation pour amplificateur haute frequence |
US4560949A (en) * | 1982-09-27 | 1985-12-24 | Rockwell International Corporation | High speed AGC circuit |
DE3505949A1 (de) * | 1985-02-21 | 1986-08-21 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Hochfrequenzverstaerker-regelschaltung sowie anwendung |
JPS61210728A (ja) * | 1985-03-14 | 1986-09-18 | Alps Electric Co Ltd | 送信機の出力電力制御装置 |
JPH0630031B2 (ja) * | 1986-09-25 | 1994-04-20 | 日本電気株式会社 | 自動電力制御回路 |
US4760347A (en) * | 1987-01-20 | 1988-07-26 | Novatel Communications Ltd. | Controlled-output amplifier and power detector therefor |
JPH01212925A (ja) * | 1988-02-20 | 1989-08-25 | Fujitsu General Ltd | 広帯域無線送信機のオートパワーコントロール回路 |
GB8826918D0 (en) * | 1988-11-17 | 1988-12-21 | Motorola Inc | Power amplifier for radio frequency signal |
US5023937A (en) * | 1989-05-09 | 1991-06-11 | Motorola, Inc. | Transmitter with improved linear amplifier control |
JP2743492B2 (ja) * | 1989-07-05 | 1998-04-22 | 松下電器産業株式会社 | 送信出力電力制御装置 |
US4933986A (en) * | 1989-08-25 | 1990-06-12 | Motorola, Inc. | Gain/phase compensation for linear amplifier feedback loop |
FI85202C (fi) * | 1990-03-09 | 1992-03-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Foerfarande foer foerbaettrande av precision i effektreglering i en radiotelefon. |
US5126688A (en) * | 1990-03-20 | 1992-06-30 | Oki Electric Co., Ltd. | Power amplifying apparatus for wireless transmitter |
US5214393A (en) * | 1990-08-20 | 1993-05-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transmission output control circuit |
KR960000775B1 (ko) * | 1990-10-19 | 1996-01-12 | 닛본덴기 가부시끼가이샤 | 고주파 전력 증폭기의 출력레벨 제어회로 |
JP2871889B2 (ja) * | 1991-04-16 | 1999-03-17 | 三菱電機株式会社 | 高周波電力増幅装置 |
-
1991
- 1991-07-19 JP JP3179486A patent/JP2776071B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-07-17 EP EP92306557A patent/EP0524008B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-07-17 CA CA002074124A patent/CA2074124C/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-07-17 DE DE69216931T patent/DE69216931T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-07-20 US US07/915,553 patent/US5319804A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5319804A (en) | 1994-06-07 |
EP0524008A1 (en) | 1993-01-20 |
EP0524008B1 (en) | 1997-01-22 |
DE69216931T2 (de) | 1997-08-07 |
CA2074124A1 (en) | 1993-01-20 |
CA2074124C (en) | 2000-09-26 |
DE69216931D1 (de) | 1997-03-06 |
JPH0529967A (ja) | 1993-02-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2776071B2 (ja) | 送信出力包絡線検波回路および線形送信回路 | |
JP3300836B2 (ja) | Rf増幅器バイアス制御方法および装置 | |
US4523155A (en) | Temperature compensated automatic output control circuitry for RF signal power amplifiers with wide dynamic range | |
US5481225A (en) | Variable gain differential amplifier circuit | |
JPH08181544A (ja) | マイクロ波予め歪を与えた線形化回路 | |
JPS60102028A (ja) | 無線周波数信号受信器用トランジスタ化された増幅器および混合器入力段 | |
JPH0993059A (ja) | Agc装置 | |
US4344043A (en) | Variable load impedance gain-controlled amplifier | |
US4547741A (en) | Noise reduction circuit with a main signal path and auxiliary signal path having a high pass filter characteristic | |
US4929908A (en) | Gain controllable amplifier circuit | |
KR900008761B1 (ko) | 정확한 가변이득 제어 기능을 갖고 있는 캐스케이드식 내부 임피던스 종속 증폭기 | |
CN107222174B (zh) | 一种低损耗自适应偏置电路及无线发射*** | |
JP2981953B2 (ja) | 線形送信回路 | |
US5302868A (en) | Method and apparatus for providing a representation of an input voltage at a disabled voltage multiplier's output | |
US4345214A (en) | Variable emitter degeneration gain-controlled amplifier | |
US3832645A (en) | Wide band gain control circuit | |
JPH08288772A (ja) | 送信電力増幅器のバイアス制御回路 | |
JP3146763B2 (ja) | 線形送信回路 | |
GB2178259A (en) | Amplifier with controllable amplification | |
JPH06152288A (ja) | 電力制御装置 | |
JP3107680B2 (ja) | 線形送信回路 | |
US5434867A (en) | Audio amplifier arrangement having a volume dependent tone control | |
JP3128289B2 (ja) | 超音波受信信号増幅回路 | |
JP3342345B2 (ja) | 利得制御回路 | |
US5467093A (en) | Logarithmic detector |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |