JP2770839B2 - 適応受信機 - Google Patents
適応受信機Info
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- JP2770839B2 JP2770839B2 JP4039767A JP3976792A JP2770839B2 JP 2770839 B2 JP2770839 B2 JP 2770839B2 JP 4039767 A JP4039767 A JP 4039767A JP 3976792 A JP3976792 A JP 3976792A JP 2770839 B2 JP2770839 B2 JP 2770839B2
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- Japan
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、適応受信機に関わり、
特に、マルチパス回線において発生するフェージングに
よる波形歪を除去し、キャリア再生の為の位相同期回路
を不要とする適応受信機に関する。
特に、マルチパス回線において発生するフェージングに
よる波形歪を除去し、キャリア再生の為の位相同期回路
を不要とする適応受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】マルチパス回線において生じる波形歪を
除去する適応受信機の従来技術として、ＭＭＳＥ法を用
いたものと、相関法を用いたものとがあり、図４はＭＭ
ＳＥ法を用いた適応受信機を示し、他方、図５は相関法
を用いた適応受信機を示している。
除去する適応受信機の従来技術として、ＭＭＳＥ法を用
いたものと、相関法を用いたものとがあり、図４はＭＭ
ＳＥ法を用いた適応受信機を示し、他方、図５は相関法
を用いた適応受信機を示している。
【０００３】まず、図４において、４０１は４個の遅延
時間τを有する遅延素子、４０２は５個の複素乗算器、
４０３は１個の合成器、４０４は１個の判定帰還形等化
器（ＤＦＥ）、４０５は４個の遅延時間τを有する遅延
素子、５個の４０６は複素ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａ
ｎ Ｓｑｕａｒｅ）演算器、４０７は５個の複素乗算
器、４０８は１個の合成器、４０９は１個の減算器、４
１０は１個の遅延時間ηの遅延素子である。
時間τを有する遅延素子、４０２は５個の複素乗算器、
４０３は１個の合成器、４０４は１個の判定帰還形等化
器（ＤＦＥ）、４０５は４個の遅延時間τを有する遅延
素子、５個の４０６は複素ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａ
ｎ Ｓｑｕａｒｅ）演算器、４０７は５個の複素乗算
器、４０８は１個の合成器、４０９は１個の減算器、４
１０は１個の遅延時間ηの遅延素子である。
【０００４】図４に示す適応受信機において、構成要素
４０１、４０２、４０３はトランスバーサルフィルタを
構成しており、整合フィルタとしての機能を有する。
４０１、４０２、４０３はトランスバーサルフィルタを
構成しており、整合フィルタとしての機能を有する。
【０００５】更に、構成要素４０５、４０６、４０７お
よび４０８もトランスバーサルフィルタを構成してお
り、このトランスバーサルフィルタは判定帰還形等化器
４０４の判定出力を入力とし、減算器４０９に対してフ
ィルタ出力信号を送出する。減算器４０９には、遅延素
子４１０によりηだけ遅延された受信機入力信号が与え
られており、減算器４０９はこの遅延された受信機入力
信号とフィルタ出力信号との差をとり、誤差信号として
出力する。この誤差信号の自乗平均を最小化することに
より、合成器４０８出力を受信信号に近づけることが出
来る。このことは、構成要素４０５から４０８からなる
トランスバーサルフィルタによって、伝送路の応答を推
定していることになる（ＭＭＳＥ法）。
よび４０８もトランスバーサルフィルタを構成してお
り、このトランスバーサルフィルタは判定帰還形等化器
４０４の判定出力を入力とし、減算器４０９に対してフ
ィルタ出力信号を送出する。減算器４０９には、遅延素
子４１０によりηだけ遅延された受信機入力信号が与え
られており、減算器４０９はこの遅延された受信機入力
信号とフィルタ出力信号との差をとり、誤差信号として
出力する。この誤差信号の自乗平均を最小化することに
より、合成器４０８出力を受信信号に近づけることが出
来る。このことは、構成要素４０５から４０８からなる
トランスバーサルフィルタによって、伝送路の応答を推
定していることになる（ＭＭＳＥ法）。
【０００６】従って、このフィルタはレプリカフィルタ
とも呼ばれる。このレプリカフィルタによって推定され
る伝送路応答は、５個の複素ＬＭＳ演算素子４０６の出
力として得られ、この値が整合フィルタの５個の複素乗
算器４０２の複素タップ係数として供給される。
とも呼ばれる。このレプリカフィルタによって推定され
る伝送路応答は、５個の複素ＬＭＳ演算素子４０６の出
力として得られ、この値が整合フィルタの５個の複素乗
算器４０２の複素タップ係数として供給される。
【０００７】この場合、乗算器４０２のタップ係数は伝
送路のインパルス応答の時間反転複素共役となってお
り、マルチパス回線で非対称となったインパルス応答を
対称化させ、結果として時間分散した信号電力をインパ
ルス応答の主応答に集束させてＳＮ比を最大とする。
送路のインパルス応答の時間反転複素共役となってお
り、マルチパス回線で非対称となったインパルス応答を
対称化させ、結果として時間分散した信号電力をインパ
ルス応答の主応答に集束させてＳＮ比を最大とする。
【０００８】この整合フィルタ動作は、変動する伝送路
応答に対して追随するようにＬＭＳアルゴリズムにより
行われる。
応答に対して追随するようにＬＭＳアルゴリズムにより
行われる。
【０００９】一方、図５に示された相関法による適応受
信機は４個の遅延時間τを有する遅延素子５０１、５個
の複素乗算器５０２、１個の合成器５０３、１個の判定
帰還形等化器（ＤＦＥ）５０４、４個の遅延時間τを有
する遅延素子５０５、５個の相関器５０６、１個の分配
器５０７、１個の複素共役演算器５０８、及び１個の遅
延時間ηの遅延素子５０９によって構成されている。図
５の構成要素５０１、５０２、及び５０３は整合フィル
タを構成している。整合フィルタにおいては、判定帰還
形等化器５０４の出力する判定信号と受信信号と相関を
取ることにより適応動作が実施されている。図５におい
て、遅延素子５０５から構成されたタップに分布する受
信信号は、相関器５０６により判定信号と相関が取られ
る。
信機は４個の遅延時間τを有する遅延素子５０１、５個
の複素乗算器５０２、１個の合成器５０３、１個の判定
帰還形等化器（ＤＦＥ）５０４、４個の遅延時間τを有
する遅延素子５０５、５個の相関器５０６、１個の分配
器５０７、１個の複素共役演算器５０８、及び１個の遅
延時間ηの遅延素子５０９によって構成されている。図
５の構成要素５０１、５０２、及び５０３は整合フィル
タを構成している。整合フィルタにおいては、判定帰還
形等化器５０４の出力する判定信号と受信信号と相関を
取ることにより適応動作が実施されている。図５におい
て、遅延素子５０５から構成されたタップに分布する受
信信号は、相関器５０６により判定信号と相関が取られ
る。
【００１０】ここで、受信信号側が遅延素子５０９でη
だけ遅延されているのは、判定信号が相関器５０６に帰
還されてくるのにηだけ時間が掛かる為である。この相
関処理により遅延素子５０５で構成された各タップに時
間分散した信号ベクトルが求められ、結果的にインパル
ス応答の時間反転複素共役を求めたことになる。
だけ遅延されているのは、判定信号が相関器５０６に帰
還されてくるのにηだけ時間が掛かる為である。この相
関処理により遅延素子５０５で構成された各タップに時
間分散した信号ベクトルが求められ、結果的にインパル
ス応答の時間反転複素共役を求めたことになる。
【００１１】従って、相関器５０６出力は整合フィルタ
の複素乗算器５０２にタップ係数として供給され、適応
整合フィルタとして動作する（相関法）。
の複素乗算器５０２にタップ係数として供給され、適応
整合フィルタとして動作する（相関法）。
【００１２】図４のＭＭＳＥ法および図５の相関法は回
路構成は異なるが、原理的には互いに等価なものであ
り、それらの適応処理によるタップ係数収束特性などは
同じになることが、アイ・イー・イー・イー、トランズ
アクション・オン・コミュニケーションズ・ヴォル−３
８、ナンバー１２、１９９０年１２月において「パフォ
ーマンス オブ アダプティブ マッチト フィルタ
レシーバーズ オーバーフェージング マルチパス チ
ャネルズ」として論文発表されている。
路構成は異なるが、原理的には互いに等価なものであ
り、それらの適応処理によるタップ係数収束特性などは
同じになることが、アイ・イー・イー・イー、トランズ
アクション・オン・コミュニケーションズ・ヴォル−３
８、ナンバー１２、１９９０年１２月において「パフォ
ーマンス オブ アダプティブ マッチト フィルタ
レシーバーズ オーバーフェージング マルチパス チ
ャネルズ」として論文発表されている。
【００１３】ＭＭＳＥ法において複素ＬＭＳアルゴリズ
ムによるタップ係数修正は、（１）式にしたがって受信
シンボル毎に行なわれる。
ムによるタップ係数修正は、（１）式にしたがって受信
シンボル毎に行なわれる。
【００１４】
【数１】
【００１５】ここでＷi n は複素ＬＭＳ演算器４０６が
出力する整合フィルタｉ番目タップ係数の時刻ｎにおけ
る値、μは修正係数（ステップサイズパラメータ）、ε
n は時刻ｎにおけるレプリカ誤差信号、ａi n はレプリ
カフィルタのｉ番目タップに分布する時刻ｎにおける判
定信号である。
出力する整合フィルタｉ番目タップ係数の時刻ｎにおけ
る値、μは修正係数（ステップサイズパラメータ）、ε
n は時刻ｎにおけるレプリカ誤差信号、ａi n はレプリ
カフィルタのｉ番目タップに分布する時刻ｎにおける判
定信号である。
【００１６】一方、相関法におけるタップ係数修正は、
（２）式にしたがって行なわれる。
（２）式にしたがって行なわれる。
【００１７】
【数２】
【００１８】ここで、ａn は時刻ｎでの判定信号、Ｕi
n*は遅延素子５０５で構成されたタップ付き遅延線のｉ
番目タップに分布する時刻ｎでの受信信号、Δは相関器
の帯域の３dB幅である。
n*は遅延素子５０５で構成されたタップ付き遅延線のｉ
番目タップに分布する時刻ｎでの受信信号、Δは相関器
の帯域の３dB幅である。
【００１９】ＭＭＳＥ法における修正係数μと相関法に
おける相関器帯域幅Δとの間には（３）式の関係が成立
する。
おける相関器帯域幅Δとの間には（３）式の関係が成立
する。
【００２０】
【数３】
【００２１】すなわち、相関器帯域を大きくすることは
修正係数を大にすることと等価であり適応収束は速くな
るが、シンボル毎のタップ係数修正量が大きくなり、タ
ップ係数が揺らぐ。逆に相関器帯域を小さくすること
は、修正係数を小さくすることと等価であり、適応収束
は遅くなるが、修正量が小さい為、タップ係数の揺らぎ
は小さくなる。
修正係数を大にすることと等価であり適応収束は速くな
るが、シンボル毎のタップ係数修正量が大きくなり、タ
ップ係数が揺らぐ。逆に相関器帯域を小さくすること
は、修正係数を小さくすることと等価であり、適応収束
は遅くなるが、修正量が小さい為、タップ係数の揺らぎ
は小さくなる。
【００２２】上記整合フィルタはＳＮ比を最大化する
が、ナイキストの無歪条件は満足しない。
が、ナイキストの無歪条件は満足しない。
【００２３】従って、整合フィルタリング後の波形歪は
図４および図５に示す判定帰還形等化器により除去され
る。特に適応整合フィルタ（ＡＭＦ）をダイバーシティ
合成に用い、判定帰還形等化器（ＤＦＥ）により歪を除
去する方式は、ＡＭＦ／ＤＦＥ受信機として電子通信学
会、通信方式研究会１９７９年２月（ＣＳ７８−２０
３）に“マルチパス伝送路における適応受信方式”とし
て提案されており、厳しいマルチパスフェージング回線
となる見通し外通信にすでに実用化されている。
図４および図５に示す判定帰還形等化器により除去され
る。特に適応整合フィルタ（ＡＭＦ）をダイバーシティ
合成に用い、判定帰還形等化器（ＤＦＥ）により歪を除
去する方式は、ＡＭＦ／ＤＦＥ受信機として電子通信学
会、通信方式研究会１９７９年２月（ＣＳ７８−２０
３）に“マルチパス伝送路における適応受信方式”とし
て提案されており、厳しいマルチパスフェージング回線
となる見通し外通信にすでに実用化されている。
【００２４】周波数ダイバーシティ合成においては、ル
ート毎に周波数差が存在する為、周波数を周波数位相制
御回路などにより一致させてからダイバーシティ合成す
る必要がある。適応整合フィルタを用いれば、その相関
器帯域（修正係数）を周波数制御できる程度に大きくす
ることにより、整合フィルタリングを行うと共に周波数
位相制御を行ってくれ、従来のようなダイバーシティ合
成用位相制御回路が不要となる。そればかりか、同期検
波の為のキャリア再生用ＰＬＬ回路すら不要となる。特
にＳＮが低く、厳しいマルチパスフェージングが発生す
る回線に対しては、通常の位相同期（ＰＬＬ）回路によ
るキャリア再生は位相スリップを頻繁に発生させ、疑似
同期などの問題が多発させる問題がある。
ート毎に周波数差が存在する為、周波数を周波数位相制
御回路などにより一致させてからダイバーシティ合成す
る必要がある。適応整合フィルタを用いれば、その相関
器帯域（修正係数）を周波数制御できる程度に大きくす
ることにより、整合フィルタリングを行うと共に周波数
位相制御を行ってくれ、従来のようなダイバーシティ合
成用位相制御回路が不要となる。そればかりか、同期検
波の為のキャリア再生用ＰＬＬ回路すら不要となる。特
にＳＮが低く、厳しいマルチパスフェージングが発生す
る回線に対しては、通常の位相同期（ＰＬＬ）回路によ
るキャリア再生は位相スリップを頻繁に発生させ、疑似
同期などの問題が多発させる問題がある。
【００２５】判定信号に対して長時間のバースト誤りが
発生しない限り、整合フィルタは従来より優れたキャリ
ア再生能力を発揮する。従って、見通し外通信などで用
いられているＡＭＦ／ＤＦＥ受信機では、適応整合フィ
ルタの相関器帯域（あるいは修正係数）を送受ローカル
ビート周波数を追随できる程度に大きくし、整合フィル
タリングとキャリア再生とを同時に実現する適応受信を
行っている。
発生しない限り、整合フィルタは従来より優れたキャリ
ア再生能力を発揮する。従って、見通し外通信などで用
いられているＡＭＦ／ＤＦＥ受信機では、適応整合フィ
ルタの相関器帯域（あるいは修正係数）を送受ローカル
ビート周波数を追随できる程度に大きくし、整合フィル
タリングとキャリア再生とを同時に実現する適応受信を
行っている。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＡＭＦ
／ＤＦＥ受信機においては、適応整合フィルタのタップ
修正係数μ（あるいは相関器帯域幅Δ）を送受ローカル
ビート周波数を追随できる程度に大きく設定されてい
る。
／ＤＦＥ受信機においては、適応整合フィルタのタップ
修正係数μ（あるいは相関器帯域幅Δ）を送受ローカル
ビート周波数を追随できる程度に大きく設定されてい
る。
【００２７】ところで（１）式のＬＭＳアルゴリズムが
示すように、タップ係数の１シンボル毎の変化量は修正
係数に比例する。従って修正係数が大きいことは、この
タップ係数の変化量が大きくなり、伝送路インパルス応
答変化を大きなステップサイズで追随することになり、
追随誤差が大きくなる。
示すように、タップ係数の１シンボル毎の変化量は修正
係数に比例する。従って修正係数が大きいことは、この
タップ係数の変化量が大きくなり、伝送路インパルス応
答変化を大きなステップサイズで追随することになり、
追随誤差が大きくなる。
【００２８】追随誤差の評価に関しては、ＬＭＳアルゴ
リズムの提唱者バーナード・ウィドロが「アダプティブ
・シグナル・プロセッシング」（プレンティス・ホール
社）にて詳細に記述している。
リズムの提唱者バーナード・ウィドロが「アダプティブ
・シグナル・プロセッシング」（プレンティス・ホール
社）にて詳細に記述している。
【００２９】適応フィルタにおいてウィーナー・ホップ
の正規方程式の解から求められる誤差信号の最小自乗平
均値まの理論値をξ0 、ＬＭＳアルゴリズムによりタッ
プ修正した後の誤差信号の最小自乗平均値をξmin とす
れば、ミスアジャストメント（ｍｉｓａｄｊｕｓｔｍｅ
ｎｔ）Ｍとして（４）式であらわされるパラメータが定
義されている。
の正規方程式の解から求められる誤差信号の最小自乗平
均値まの理論値をξ0 、ＬＭＳアルゴリズムによりタッ
プ修正した後の誤差信号の最小自乗平均値をξmin とす
れば、ミスアジャストメント（ｍｉｓａｄｊｕｓｔｍｅ
ｎｔ）Ｍとして（４）式であらわされるパラメータが定
義されている。
【００３０】
【数４】
【００３１】更に、ウィドロは解析により（５）式を示
している。
している。
【００３２】
【数５】
【００３３】（５）式において、ｎは適応フィルタのタ
ップ数が０からＬまでＬ＋１タップあることを、μは修
正係数を、λn はｎ番目タップの相関行列Ｒの固有値を
示し、ｔｒ［Ｒ］は相関行列Ｒのトレース（自己相関係
数の和）を示している。すなわち、ミスアジャストメン
トＭは修正係数μに比例し、修正係数μを大きくするこ
とは残留誤差電力が大となることを示している。
ップ数が０からＬまでＬ＋１タップあることを、μは修
正係数を、λn はｎ番目タップの相関行列Ｒの固有値を
示し、ｔｒ［Ｒ］は相関行列Ｒのトレース（自己相関係
数の和）を示している。すなわち、ミスアジャストメン
トＭは修正係数μに比例し、修正係数μを大きくするこ
とは残留誤差電力が大となることを示している。
【００３４】従って、図４および図５に示す整合フィル
タは、本来伝送路インパルス応答変化の速さ（ドップラ
ー速度）にのみ追随できる程度に修正係数μを小さくす
る方が、上記ミスアジャストメントＭを小さくするとい
う面では望ましい。その反面、修正係数μを小さくする
と、整合フィルタは送受ローカルビートに追随できなく
なり、整合フィルタのキャリア再生機能が生かされなく
なる。厳しい回線においてはＰＬＬより優れた整合フィ
ルタによるキャリア再生が不可欠となるので、その修正
係数を大きくするのがやむを得なくなる。
タは、本来伝送路インパルス応答変化の速さ（ドップラ
ー速度）にのみ追随できる程度に修正係数μを小さくす
る方が、上記ミスアジャストメントＭを小さくするとい
う面では望ましい。その反面、修正係数μを小さくする
と、整合フィルタは送受ローカルビートに追随できなく
なり、整合フィルタのキャリア再生機能が生かされなく
なる。厳しい回線においてはＰＬＬより優れた整合フィ
ルタによるキャリア再生が不可欠となるので、その修正
係数を大きくするのがやむを得なくなる。
【００３５】特に、伝送速度が低くなるに従い適応フィ
ルタ学習時間を長くする必要から、整合フィルタの修正
係数をより大きくする必要がある。したがって、このよ
うな場合にはミスアジャストメントＭによる影響が等価
的に大きくなるのを避けることができない。
ルタ学習時間を長くする必要から、整合フィルタの修正
係数をより大きくする必要がある。したがって、このよ
うな場合にはミスアジャストメントＭによる影響が等価
的に大きくなるのを避けることができない。
【００３６】この現象は、物理的にはタップ係数が修正
係数できまるステップで揺らぐことであり、雑音として
振る舞う。これは受信機雑音とは独立にビット誤り率特
性に対して固定劣化をもたらす。このタップ係数追随誤
差雑音は背景雑音と呼ばれている。
係数できまるステップで揺らぐことであり、雑音として
振る舞う。これは受信機雑音とは独立にビット誤り率特
性に対して固定劣化をもたらす。このタップ係数追随誤
差雑音は背景雑音と呼ばれている。
【００３７】以上の理由により、従来方式のＡＭＦ／Ｄ
ＦＥ受信機においては、伝送速度が低くなるに従い、適
応整合フィルタによる整合フィルタリング機能とキャリ
ア再生機能とは両立しなくなるという問題点がある。
ＦＥ受信機においては、伝送速度が低くなるに従い、適
応整合フィルタによる整合フィルタリング機能とキャリ
ア再生機能とは両立しなくなるという問題点がある。
【００３８】そこで本発明の技術的課題は上記欠点に鑑
み、低速伝送においても、従来方式より背景雑音を抑圧
し、整合フィルタリングとキャリア再生を両立させたＡ
ＭＦ／ＤＦＥ方式による適応受信機を提供することにあ
る。
み、低速伝送においても、従来方式より背景雑音を抑圧
し、整合フィルタリングとキャリア再生を両立させたＡ
ＭＦ／ＤＦＥ方式による適応受信機を提供することにあ
る。
【００３９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信信
号をトランスバーサルフィルタで構成されたフィルタ出
力信号を送出する整合フィルタ手段と、該フィルタ出力
を信号を受け、判定結果をあらわす判定信号を出力する
判定帰還形等化器と、複数のタップを備え前記判定信号
をタップ出力として各タップを通して内部的に発生する
と共に、前記受信信号のレプリカを表すレプリカ出力を
送出するレプリカフィルタと、前記受信信号を遅延させ
る遅延手段と、該遅延手段の出力と前記レプリカ出力と
の差を取り、誤差信号として出力する誤差信号出力手段
と、前記誤差信号と前記レプリカフィルタの各タップ出
力とを極座標変換する極座標変換手段と、該極座標変換
手段によって変換された誤差信号と前記レプリカフィル
タの各タップ出力とから複素ＬＭＳアルゴリズム演算を
極座標上にて行う演算手段と、該演算手段による出力を
直交座標変換する直交座標変換手段と、該直交座標変換
手段により得られる複素変数を前記レプリカフィルタお
よび前記整合フィルタのタップ係数とする手段とを備え
たことを特徴とする適応受信機が得られる。
号をトランスバーサルフィルタで構成されたフィルタ出
力信号を送出する整合フィルタ手段と、該フィルタ出力
を信号を受け、判定結果をあらわす判定信号を出力する
判定帰還形等化器と、複数のタップを備え前記判定信号
をタップ出力として各タップを通して内部的に発生する
と共に、前記受信信号のレプリカを表すレプリカ出力を
送出するレプリカフィルタと、前記受信信号を遅延させ
る遅延手段と、該遅延手段の出力と前記レプリカ出力と
の差を取り、誤差信号として出力する誤差信号出力手段
と、前記誤差信号と前記レプリカフィルタの各タップ出
力とを極座標変換する極座標変換手段と、該極座標変換
手段によって変換された誤差信号と前記レプリカフィル
タの各タップ出力とから複素ＬＭＳアルゴリズム演算を
極座標上にて行う演算手段と、該演算手段による出力を
直交座標変換する直交座標変換手段と、該直交座標変換
手段により得られる複素変数を前記レプリカフィルタお
よび前記整合フィルタのタップ係数とする手段とを備え
たことを特徴とする適応受信機が得られる。
【００４０】また、本発明によれば、受信信号をトラン
スバーサルフィルタで構成され、フィルタ出力信号を送
出する整合フィルタ手段と、該フィルタ出力信号を受
け、判定結果をあらわす判定信号を出力する判定帰還形
等化器と、前記受信信号の複素共役を取る複素共役手段
と、該複素共約手段の出力を遅延させる遅延手段と、該
遅延手段の出力を前記整合フィルタと同じタップ数のタ
ップを備え、各タップからタップ出力を送出するタップ
付き遅延手段と、該タップ付き遅延手段の各タップ出力
と前記判定信号とをそれぞれ極座標変換する極座標変換
手段と、該極座標変換手段により極座標化されたタップ
出力と判定信号から複素相関演算を極座標上にて行い、
相関値を算出する演算手段と、該演算手段による相関値
を直交座標変換とする直交座標変換手段と、該直交座標
変換手段による得られた複素変数を前記整合フィルタの
タップ係数とする手段とを備えたことを特徴とする適応
受信機が得られる。
スバーサルフィルタで構成され、フィルタ出力信号を送
出する整合フィルタ手段と、該フィルタ出力信号を受
け、判定結果をあらわす判定信号を出力する判定帰還形
等化器と、前記受信信号の複素共役を取る複素共役手段
と、該複素共約手段の出力を遅延させる遅延手段と、該
遅延手段の出力を前記整合フィルタと同じタップ数のタ
ップを備え、各タップからタップ出力を送出するタップ
付き遅延手段と、該タップ付き遅延手段の各タップ出力
と前記判定信号とをそれぞれ極座標変換する極座標変換
手段と、該極座標変換手段により極座標化されたタップ
出力と判定信号から複素相関演算を極座標上にて行い、
相関値を算出する演算手段と、該演算手段による相関値
を直交座標変換とする直交座標変換手段と、該直交座標
変換手段による得られた複素変数を前記整合フィルタの
タップ係数とする手段とを備えたことを特徴とする適応
受信機が得られる。
【００４１】即ち、本発明は、適応整合フィルタ（ＡＭ
Ｆ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）を用いるＡＭＦ／Ｄ
ＦＥ受信機において、従来の複素ＬＭＳアルゴリズムあ
るいは複素相関処理による適応整合フィルタのタップ修
正を極座標変換処理で行い、さらに振幅変数に対する修
正係数をフェージング変化に追随できる程度に小さく
し、位相変数に対する修正係数は準同期検波後のローカ
ルビート周波数を追随できる程度に大きくすることによ
り、低速伝送で問題となるタップ係数追随誤差雑音（背
景雑音）を従来方式より軽減でき、キャリア再生位相同
期回路を用いないで、同期検波とマルチパス歪の除去を
行う適応受信機を提供するものである。
Ｆ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）を用いるＡＭＦ／Ｄ
ＦＥ受信機において、従来の複素ＬＭＳアルゴリズムあ
るいは複素相関処理による適応整合フィルタのタップ修
正を極座標変換処理で行い、さらに振幅変数に対する修
正係数をフェージング変化に追随できる程度に小さく
し、位相変数に対する修正係数は準同期検波後のローカ
ルビート周波数を追随できる程度に大きくすることによ
り、低速伝送で問題となるタップ係数追随誤差雑音（背
景雑音）を従来方式より軽減でき、キャリア再生位相同
期回路を用いないで、同期検波とマルチパス歪の除去を
行う適応受信機を提供するものである。
【００４２】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００４３】図１は本発明の第１の実施例に係る適応受
信機のブロック図である。
信機のブロック図である。
【００４４】図１に示された適応受信機は図４の場合と
同様に、ＭＭＳＥ法を用いたものであり、１０１は４個
の遅延時間τを有する遅延素子、１０２は５個の複素乗
算器、１０３は１個の合成器、１０４は１個の判定帰還
形等化器、１０５は４個の遅延時間τを有する遅延素
子、１０６は５個の極座標変換器、１０７は５個の極座
標ＬＭＳ演算器、１０８は５個の直交座標変換器、１０
９は５個の複素乗算器、１１０は１個の合成器、１１１
は１個の減算器、１１２は１個の遅延時間ηを有する遅
延素子、１１３は１個の極座標変換器である。図１及び
図４とを比較しても明らかな通り、図１の実施例では、
極座標変換器１０６、極座標ＬＭＳ演算器１０７、直交
座標変換器１０８、及び極座標変換器１１３が備えられ
ている点で、図４に示された適応受信機と異なってい
る。
同様に、ＭＭＳＥ法を用いたものであり、１０１は４個
の遅延時間τを有する遅延素子、１０２は５個の複素乗
算器、１０３は１個の合成器、１０４は１個の判定帰還
形等化器、１０５は４個の遅延時間τを有する遅延素
子、１０６は５個の極座標変換器、１０７は５個の極座
標ＬＭＳ演算器、１０８は５個の直交座標変換器、１０
９は５個の複素乗算器、１１０は１個の合成器、１１１
は１個の減算器、１１２は１個の遅延時間ηを有する遅
延素子、１１３は１個の極座標変換器である。図１及び
図４とを比較しても明らかな通り、図１の実施例では、
極座標変換器１０６、極座標ＬＭＳ演算器１０７、直交
座標変換器１０８、及び極座標変換器１１３が備えられ
ている点で、図４に示された適応受信機と異なってい
る。
【００４５】図１では、構成要素１０１、及び１０５の
数がそれぞれ４個、構成要素１０２、１０６、１０７、
１０８、及び１０９の数がそれぞれ５個となっている
が、これは整合フィルタとして５タップに設定している
為である。一般に、Ｎタップの整合フィルタの場合に
は、構成要素１０１、及び１０５の数をそれぞれＮ−１
個、構成要素１０２、１０６、１０７、１０８、及び１
０９の数をそれぞれＮ個にすればよい。
数がそれぞれ４個、構成要素１０２、１０６、１０７、
１０８、及び１０９の数がそれぞれ５個となっている
が、これは整合フィルタとして５タップに設定している
為である。一般に、Ｎタップの整合フィルタの場合に
は、構成要素１０１、及び１０５の数をそれぞれＮ−１
個、構成要素１０２、１０６、１０７、１０８、及び１
０９の数をそれぞれＮ個にすればよい。
【００４６】図２は本発明の第２の実施例に係る適応受
信機を示すブロック図であり、ここでは、図５の場合と
同様に、相関法を用いている。図２に示された適応受信
機は遅延時間τを有する４個の遅延素子２０１と、５個
の複素乗算器２０２、及び単一の合成器２０３とにより
構成された整合フィルタを備えている。
信機を示すブロック図であり、ここでは、図５の場合と
同様に、相関法を用いている。図２に示された適応受信
機は遅延時間τを有する４個の遅延素子２０１と、５個
の複素乗算器２０２、及び単一の合成器２０３とにより
構成された整合フィルタを備えている。
【００４７】また、整合フィルタの出力は判定帰還形等
化器（ＤＦＥ）２０４を介して、判定出力ａｊ として出
力される一方、相関部に送出される。図示された相関部
は単一の複素共役演算器２０５、遅延時ηの単一の遅延
素子２０６、遅延時間τの４個の遅延素子２０７、５個
の極座標変換器２０８、５個の相関器２０９、５個の直
交座標変換器２１０、１個の分配器２１１、及び１個の
極座標変換器２１２斗を備えている。
化器（ＤＦＥ）２０４を介して、判定出力ａｊ として出
力される一方、相関部に送出される。図示された相関部
は単一の複素共役演算器２０５、遅延時ηの単一の遅延
素子２０６、遅延時間τの４個の遅延素子２０７、５個
の極座標変換器２０８、５個の相関器２０９、５個の直
交座標変換器２１０、１個の分配器２１１、及び１個の
極座標変換器２１２斗を備えている。
【００４８】図２では、極座標変換器２０８、２１２、
及び直交座標変換器２１０が図５に付加された形を取っ
ている。尚、図１に関連して説明下用に、Ｎタイプの整
合フィルタの場合、構成要素２０１、２０７の数はそれ
ぞれＮ−１個、他方、構成要素２０２、２０８、２０
９、及び２１０の数はそれぞれＮ個とすればよい。
及び直交座標変換器２１０が図５に付加された形を取っ
ている。尚、図１に関連して説明下用に、Ｎタイプの整
合フィルタの場合、構成要素２０１、２０７の数はそれ
ぞれＮ−１個、他方、構成要素２０２、２０８、２０
９、及び２１０の数はそれぞれＮ個とすればよい。
【００４９】図１及び図２に示された適応受信機の動作
は共通な部分を含んでいるが、以下ではまず、図１に示
された適応受信機を対象にして説明する。
は共通な部分を含んでいるが、以下ではまず、図１に示
された適応受信機を対象にして説明する。
【００５０】図３（Ａ）は上記した適応受信機含む伝送
路モデルを示し、３０１は変調器、３０２は周波数変換
器、３０３は送信ローカル発振器、３０４は伝送路、３
０５は周波数変換器、３０６は受信ローカル発振器、３
０７は適応整合フィルタ（ＡＭＦ）、３０８は判定帰還
形等化器（ＤＦＥ）である。ここで、本発明の各実施例
に係る適応受信機は適応整合フィルタ（ＡＭＦ）３０７
と判定帰還形等器（ＤＦＥ）３０８の組合せと認識され
てよい。図３（Ｂ）は伝送路３０４におけるインパルス
応答３０９を示しており、図３（Ｃ）は複素平面上にお
けるインパルス応答３０９のベクトル軌跡である。図３
（Ｃ）において、３１０は伝送路インパルス応答３０９
のｔ＝−Ｔ／２でのサンプル値を複素平面で示したベク
トル軌跡、３１１は伝送路インパルス応答３０９のｔ＝
０でのサンプル値を複素平面で示したベクトル軌跡、３
１２は伝送路インパルス応答３０９のｔ＝＋Ｔ／２での
サンプル値を複素平面で示したベクトル軌跡、３１３は
ベクトル軌跡３１０がある時間経過後の軌跡、３１４は
ベクトル軌跡３１１がある時間経過後の軌跡、３１５は
ベクトル軌跡３１２がある時間経過後の軌跡である。
路モデルを示し、３０１は変調器、３０２は周波数変換
器、３０３は送信ローカル発振器、３０４は伝送路、３
０５は周波数変換器、３０６は受信ローカル発振器、３
０７は適応整合フィルタ（ＡＭＦ）、３０８は判定帰還
形等化器（ＤＦＥ）である。ここで、本発明の各実施例
に係る適応受信機は適応整合フィルタ（ＡＭＦ）３０７
と判定帰還形等器（ＤＦＥ）３０８の組合せと認識され
てよい。図３（Ｂ）は伝送路３０４におけるインパルス
応答３０９を示しており、図３（Ｃ）は複素平面上にお
けるインパルス応答３０９のベクトル軌跡である。図３
（Ｃ）において、３１０は伝送路インパルス応答３０９
のｔ＝−Ｔ／２でのサンプル値を複素平面で示したベク
トル軌跡、３１１は伝送路インパルス応答３０９のｔ＝
０でのサンプル値を複素平面で示したベクトル軌跡、３
１２は伝送路インパルス応答３０９のｔ＝＋Ｔ／２での
サンプル値を複素平面で示したベクトル軌跡、３１３は
ベクトル軌跡３１０がある時間経過後の軌跡、３１４は
ベクトル軌跡３１１がある時間経過後の軌跡、３１５は
ベクトル軌跡３１２がある時間経過後の軌跡である。
【００５１】より具体的に説明すると、変調器３０１は
通常ＰＳＫあるいはＱＡＭ変調を行い、中間周波数（Ｉ
Ｆ）の変調波を出力する。周波数変換器３０２は送信ロ
ーカル発振器３０３からの搬送波（キャリア）により変
調器３０１からの変調波を周波数変換する。周波数変換
器３０５は受信ローカル発振器３０６からのローカル周
波数により伝送路３０４からの変調波を中間周波の変調
波に変換する。周波数変換器３０５の出力は適応整合フ
ィルタ（ＡＭＦ）３０７に入力され、インパルス応答の
推定が行われ、その時間反転複素共役とＡＭＦ３０７入
力と畳み込まれる。
通常ＰＳＫあるいはＱＡＭ変調を行い、中間周波数（Ｉ
Ｆ）の変調波を出力する。周波数変換器３０２は送信ロ
ーカル発振器３０３からの搬送波（キャリア）により変
調器３０１からの変調波を周波数変換する。周波数変換
器３０５は受信ローカル発振器３０６からのローカル周
波数により伝送路３０４からの変調波を中間周波の変調
波に変換する。周波数変換器３０５の出力は適応整合フ
ィルタ（ＡＭＦ）３０７に入力され、インパルス応答の
推定が行われ、その時間反転複素共役とＡＭＦ３０７入
力と畳み込まれる。
【００５２】この場合、推定されるインパルス応答は、
図３（Ｂ）の３０９のようになる。ここで実線部はイン
パルス応答の実数成分ｈR (t) 、破線部は虚数成分ｈ1
(t)である。インパルス応答３０９の時刻ｔ＝−Ｔ／２
におけるサンプル値は３１０のように複素平面上にてベ
クトル表示できる。同様にｔ＝０、ｔ＝＋Ｔ／２におけ
るインパルス応答サンプル値も３１１および３１２のよ
うに示される。インパルス応答３０９は伝送路３０４固
有のものである為、３１０におけるベクトルｈ-1、３１
１におけるベクトルｈ0 および３１２におけるベクトル
ｈ+1の振幅と位相の相対関係は伝送路３０４により決ま
る。
図３（Ｂ）の３０９のようになる。ここで実線部はイン
パルス応答の実数成分ｈR (t) 、破線部は虚数成分ｈ1
(t)である。インパルス応答３０９の時刻ｔ＝−Ｔ／２
におけるサンプル値は３１０のように複素平面上にてベ
クトル表示できる。同様にｔ＝０、ｔ＝＋Ｔ／２におけ
るインパルス応答サンプル値も３１１および３１２のよ
うに示される。インパルス応答３０９は伝送路３０４固
有のものである為、３１０におけるベクトルｈ-1、３１
１におけるベクトルｈ0 および３１２におけるベクトル
ｈ+1の振幅と位相の相対関係は伝送路３０４により決ま
る。
【００５３】一方、送信ローカル発振器３０３と受信ロ
ーカル発振器３０６との周波数差（ローカルビート）が
存在する為、伝送路インパルス応答を周波数変換器３０
５出力において定義した場合、それは伝送路３０４のイ
ンパルス応答自身にローカルビートを乗じたものとな
る。すなわち３１０、３１１および３１２に示すように
ベクトルｈ-1、ｈ0 およびｈ+1は同じ方向に同じ速さで
位相回転を行う。
ーカル発振器３０６との周波数差（ローカルビート）が
存在する為、伝送路インパルス応答を周波数変換器３０
５出力において定義した場合、それは伝送路３０４のイ
ンパルス応答自身にローカルビートを乗じたものとな
る。すなわち３１０、３１１および３１２に示すように
ベクトルｈ-1、ｈ0 およびｈ+1は同じ方向に同じ速さで
位相回転を行う。
【００５４】送信ローカル発振器３０３および受信ロー
カル発振器３０６が通常の周波数安定度を有していると
すると、ローカル周波数が約２GHz の場合、ローカルビ
ートが数１００Hz位になる。
カル発振器３０６が通常の周波数安定度を有していると
すると、ローカル周波数が約２GHz の場合、ローカルビ
ートが数１００Hz位になる。
【００５５】一方、２GHz 帯でのフェージング変化速度
（ドップラー速度）は数Hz程度になる。従ってローカル
ビートの方がドップラー速度より速い為、ある一定の時
間が経過した時、３１０のｈ-1は３１３に示すように、
３１１のｈ0 は３１４に示すように、３１２のｈ+1は３
１５に示すように、３１０、３１１および３１２におけ
るインパルス応答の相対関係を保ちながら位相回転す
る。
（ドップラー速度）は数Hz程度になる。従ってローカル
ビートの方がドップラー速度より速い為、ある一定の時
間が経過した時、３１０のｈ-1は３１３に示すように、
３１１のｈ0 は３１４に示すように、３１２のｈ+1は３
１５に示すように、３１０、３１１および３１２におけ
るインパルス応答の相対関係を保ちながら位相回転す
る。
【００５６】従って、従来の技術で述べたＭＭＳＥ法お
よび相関法によるインパルス応答推定では、修正係数μ
あるいは相関帯域幅Δをローカルビートに追随できる程
度に大きく設定している。
よび相関法によるインパルス応答推定では、修正係数μ
あるいは相関帯域幅Δをローカルビートに追随できる程
度に大きく設定している。
【００５７】更に、（１）式のＬＭＳアルゴリズムおよ
び（２）式の相関演算は共に直交座標系での複素演算と
なっており、（１）式のＬＭＳアルゴリズムを例に取れ
ば次式に示すように実数部および虚数部ごとに（６）及
び（７）式にしたがって、タップ修正が行われる。
び（２）式の相関演算は共に直交座標系での複素演算と
なっており、（１）式のＬＭＳアルゴリズムを例に取れ
ば次式に示すように実数部および虚数部ごとに（６）及
び（７）式にしたがって、タップ修正が行われる。
【００５８】
【数６】
【００５９】
【数７】
【００６０】ここで、ＷRi n+1 はｉ番目タップ係数の実
数部で時刻ｎ＋１における値、ＷIi n+1 はｉ番目タップ
係数の虚数部で時刻ｎ＋１における値、μi はｉ番目タ
ップ係数に対する修正係数、同様にεR 、εI は誤差信
号の実数部、虚数部、ａRi およびａIi はレプリカフィル
タのｉ番目タップに分布する判定信号の実数部および虚
数部である。上記（６）および（７）式に対して極座標
変換を行う。すなわち変数変換を行なうために、
（８）、（９）、及び（１０）式を（６）及び（７）式
に代入する。
数部で時刻ｎ＋１における値、ＷIi n+1 はｉ番目タップ
係数の虚数部で時刻ｎ＋１における値、μi はｉ番目タ
ップ係数に対する修正係数、同様にεR 、εI は誤差信
号の実数部、虚数部、ａRi およびａIi はレプリカフィル
タのｉ番目タップに分布する判定信号の実数部および虚
数部である。上記（６）および（７）式に対して極座標
変換を行う。すなわち変数変換を行なうために、
（８）、（９）、及び（１０）式を（６）及び（７）式
に代入する。
【００６１】
【数８】
【００６２】
【数９】
【００６３】
【数１０】
【００６４】次に、（１１）式により整理すると、（１
２）及び（１３）式の結果が得られる。
２）及び（１３）式の結果が得られる。
【００６５】
【数１１】
【００６６】
【数１２】
【００６７】
【数１３】
【００６８】更に、（１２）式と（１３）式の自乗の和
を取ると、（１４）式が得られる。
を取ると、（１４）式が得られる。
【００６９】
【数１４】
【００７０】ここで、μ1 は通常１より十分小さい値に
設定される為（１５）式の不等号が成立し、（１４）式
は（１６ａ）式のように、近似できる。
設定される為（１５）式の不等号が成立し、（１４）式
は（１６ａ）式のように、近似できる。
【００７１】
【数１５】
【００７２】
【数１６】
【００７３】ここで、（１６ｂ）式を用いて、（１６
ａ）式の左辺をｒi n によって偏微分すると、（１７）
式が得られる。
ａ）式の左辺をｒi n によって偏微分すると、（１７）
式が得られる。
【００７４】
【数１７】
【００７５】したがって、（１６ａ）式をｒi n により
偏微分すると、（１８）式が得られる。
偏微分すると、（１８）式が得られる。
【００７６】
【数１８】
【００７７】（１８）式はレプリカフィルタｉ番目タッ
プ係数の振幅値の修正式となっている。
プ係数の振幅値の修正式となっている。
【００７８】次に（１３）式と（１２）式との比を取る
と、（１９）式が得られる。
と、（１９）式が得られる。
【００７９】
【数１９】
【００８０】（１９）式において分母の第２項は１に比
べ十分小さいので、（１９）式はさらに、（２０）式の
ように近似できる。
べ十分小さいので、（１９）式はさらに、（２０）式の
ように近似できる。
【００８１】
【数２０】
【００８２】これはレプリカフィルタｉ番目タップ係数
の位相項の修正式となっている。すなわち直交座標での
複素ＬＭＳアルゴリズムは極座標における複素ＬＭＳア
ルゴリズムとして（２１）及び（２２）式のように示さ
れることになる。
の位相項の修正式となっている。すなわち直交座標での
複素ＬＭＳアルゴリズムは極座標における複素ＬＭＳア
ルゴリズムとして（２１）及び（２２）式のように示さ
れることになる。
【００８３】
【数２１】
【００８４】
【数２２】
【００８５】ここで、２１式におけるνi は振幅項に関
するタップ修正係数であり、（１８）式における位相項
に関する修正係数μi とそのステップサイズを区別す
る。
するタップ修正係数であり、（１８）式における位相項
に関する修正係数μi とそのステップサイズを区別す
る。
【００８６】この極座標ＬＭＳアルゴリズムによるタッ
プ修正を行った場合、ミスアジャストメントＭｐは、
（５）式と同様に（２３）式のように示される。
プ修正を行った場合、ミスアジャストメントＭｐは、
（５）式と同様に（２３）式のように示される。
【００８７】
【数２３】
【００８８】ここでは整合フィルタのタップ数をＮとし
ており、λa i はｉ番目タップの振幅変数に対する相関
行列の固有値、同様にλp i はｉ番目タップの位相変数
に対する相関行列の固有値である。
ており、λa i はｉ番目タップの振幅変数に対する相関
行列の固有値、同様にλp i はｉ番目タップの位相変数
に対する相関行列の固有値である。
【００８９】一方、（５）式に示したミスアジャストメ
ントＭを直交座標系による実数部および虚数部に分けて
表現すると、（２４）式が得られる。
ントＭを直交座標系による実数部および虚数部に分けて
表現すると、（２４）式が得られる。
【００９０】
【数２４】
【００９１】となる。ここで、λR i はｉ番目タップの
実数変数に対する相関行列の固有値、同様にλI i はｉ
番目タップの虚数変数に対する相関行列の固有値であ
る。
実数変数に対する相関行列の固有値、同様にλI i はｉ
番目タップの虚数変数に対する相関行列の固有値であ
る。
【００９２】極座標ＬＭＳアルゴリズムでのミスアジャ
ストメントＭｐを示す（２３）式において、（２５）式
が成立するように設定すると、（２３）及び（２５）式
から、（２６）式が成り立つ。
ストメントＭｐを示す（２３）式において、（２５）式
が成立するように設定すると、（２３）及び（２５）式
から、（２６）式が成り立つ。
【００９３】
【数２５】
【００９４】
【数２６】
【００９５】すなわち、直交座標系による複素ＬＭＳア
ルゴリズムでは実数軸と虚数軸において修正係数にステ
ップサイズの差を持たせることは不可能であるが、極座
標系によるＬＭＳアルゴリズムにおいて振幅軸と位相軸
との間に修正係数の差を持たせることは可能である。こ
の場合、位相軸に関しては直交座標系における修正係数
μとおなじサイズに設定し、ローカルビートの周波数制
御を可能とさせる。一方、振幅軸に関してはフェージン
グのドップラー速度を追随できる程度に修正係数νを小
さく設定できるので、振幅軸によるミスアジャストメン
トを軽減できることになる。
ルゴリズムでは実数軸と虚数軸において修正係数にステ
ップサイズの差を持たせることは不可能であるが、極座
標系によるＬＭＳアルゴリズムにおいて振幅軸と位相軸
との間に修正係数の差を持たせることは可能である。こ
の場合、位相軸に関しては直交座標系における修正係数
μとおなじサイズに設定し、ローカルビートの周波数制
御を可能とさせる。一方、振幅軸に関してはフェージン
グのドップラー速度を追随できる程度に修正係数νを小
さく設定できるので、振幅軸によるミスアジャストメン
トを軽減できることになる。
【００９６】図１に戻ると、構成要素１０１、１０２、
１０３、１０４、１０５、１０９、１１０、１１１およ
び１１２から構成される部分は、図４に示すＭＭＳＥ法
による適合整合フィルタを用いた従来技術と同じ動作を
行うことは前述した通りである。
１０３、１０４、１０５、１０９、１１０、１１１およ
び１１２から構成される部分は、図４に示すＭＭＳＥ法
による適合整合フィルタを用いた従来技術と同じ動作を
行うことは前述した通りである。
【００９７】図１では、本実施例の極座標ＬＭＳアルゴ
リズムを実施する為に、極座標変換器１０６、極座標Ｌ
ＭＳ演算器１０７、直交座標変換器１０８および極座標
変換器１１３を導入している。
リズムを実施する為に、極座標変換器１０６、極座標Ｌ
ＭＳ演算器１０７、直交座標変換器１０８および極座標
変換器１１３を導入している。
【００９８】この場合、遅延素子１０５で構成されたレ
プリカフィルタの各タップに分布する判定信号と減算器
１１１の出力であるレプリカ誤差信号とは、それぞれ極
座標変換器１０６と１１３により、（１０）式及び
（９）式にしたがって極座標変換される。極座標変換器
１０６と１１３は、ＲＯＭテーブル法などにより容易に
実現する事が出来るからここでは詳述しない。一方、極
座標ＬＭＳ演算器１０７は極座標変換された判定信号と
レプリカ誤差信号とから（２１）式及び（２２）式に示
す極座標ＬＭＳアルゴリズムに従いタップ係数修正を行
う。
プリカフィルタの各タップに分布する判定信号と減算器
１１１の出力であるレプリカ誤差信号とは、それぞれ極
座標変換器１０６と１１３により、（１０）式及び
（９）式にしたがって極座標変換される。極座標変換器
１０６と１１３は、ＲＯＭテーブル法などにより容易に
実現する事が出来るからここでは詳述しない。一方、極
座標ＬＭＳ演算器１０７は極座標変換された判定信号と
レプリカ誤差信号とから（２１）式及び（２２）式に示
す極座標ＬＭＳアルゴリズムに従いタップ係数修正を行
う。
【００９９】極座標ＬＭＳ演算器が出力するタップ係数
は、直交座標変換器１０８により再び直交座標系に戻さ
れ、直交座標系の複素乗算器１０９にタップ係数として
供給される。従って、図１に示すＭＭＳＥ法による整合
フィルタを用いた適応受信機においては整合フィルタの
タップ係数追随誤差雑音（背景雑音）を、図４に示す従
来方式より軽減できることになる。
は、直交座標変換器１０８により再び直交座標系に戻さ
れ、直交座標系の複素乗算器１０９にタップ係数として
供給される。従って、図１に示すＭＭＳＥ法による整合
フィルタを用いた適応受信機においては整合フィルタの
タップ係数追随誤差雑音（背景雑音）を、図４に示す従
来方式より軽減できることになる。
【０１００】以上、ＭＭＳＥ法による整合フィルタに対
して、極座標ＬＭＳアルゴリズムを実施する場合につい
て述べたが、次に、図２に示された相関法による整合フ
ィルタに適用する場合について述べる。
して、極座標ＬＭＳアルゴリズムを実施する場合につい
て述べたが、次に、図２に示された相関法による整合フ
ィルタに適用する場合について述べる。
【０１０１】従来の技術で述べた相関法においては
（２）式に示すように相関演算は積分演算すなわちアナ
ログ相関演算の場合を示している。ここでは極座標演算
を容易にする為にデジタル相関演算に適用する。（２）
式の相関演算を離散値処理に置換すると、（２７）式の
複素タップ係数修正式が得られる。
（２）式に示すように相関演算は積分演算すなわちアナ
ログ相関演算の場合を示している。ここでは極座標演算
を容易にする為にデジタル相関演算に適用する。（２）
式の相関演算を離散値処理に置換すると、（２７）式の
複素タップ係数修正式が得られる。
【０１０２】
【数２７】
【０１０３】ここで、ｕi n*は図２における遅延素子２
０７により構成されるタップ付き遅延線のｉ番目タップ
に分布する時刻ｎの受信信号の複素共約値である。前記
で述べたのと同様に、（２８）式を用いて、変数変換す
ると、（２７）式は、（２９）及び（３０）式のように
変換される。
０７により構成されるタップ付き遅延線のｉ番目タップ
に分布する時刻ｎの受信信号の複素共約値である。前記
で述べたのと同様に、（２８）式を用いて、変数変換す
ると、（２７）式は、（２９）及び（３０）式のように
変換される。
【０１０４】
【数２８】
【０１０５】
【数２９】
【０１０６】
【数３０】
【０１０７】（２９）及び（３０）式において（１−μ
i ）が乗ぜられているが、これは相関器の時間平均の為
の低域フィルタによるリーク効果に対応している。
i ）が乗ぜられているが、これは相関器の時間平均の為
の低域フィルタによるリーク効果に対応している。
【０１０８】（２９）および（３０）式よりさらに相関
法における極座標ＬＭＳアルゴリズムによるタップ修正
式として（３１）及び（３２）式が得られる。
法における極座標ＬＭＳアルゴリズムによるタップ修正
式として（３１）及び（３２）式が得られる。
【０１０９】
【数３１】
【０１１０】
【数３２】
【０１１１】従って図２において、遅延素子２０７の前
後の各タップに分布する受信信号は極座標変換器２０８
により座標変換され、判定帰還形等化器（ＤＦＥ）２０
４出力の判定信号は極座標変換器２１２により座標変換
され、相関器２０９により上記（３１）および（３２）
式のアルゴリズムに従いタップ修正が行われる。
後の各タップに分布する受信信号は極座標変換器２０８
により座標変換され、判定帰還形等化器（ＤＦＥ）２０
４出力の判定信号は極座標変換器２１２により座標変換
され、相関器２０９により上記（３１）および（３２）
式のアルゴリズムに従いタップ修正が行われる。
【０１１２】相関器２０９出力のタップ係数は直交座標
変換器２１０により変換され、整合フィルタタップ係数
として複素乗算器２０２に供給される。上記ＭＭＳＥ法
の場合と同様に、位相軸の修正係数を大きく、振幅軸に
関しては小さく設定することにより整合フィルタの背景
雑音を抑圧できる。
変換器２１０により変換され、整合フィルタタップ係数
として複素乗算器２０２に供給される。上記ＭＭＳＥ法
の場合と同様に、位相軸の修正係数を大きく、振幅軸に
関しては小さく設定することにより整合フィルタの背景
雑音を抑圧できる。
【０１１３】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、適応整合
フィルタ（ＡＭＦ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）を用
いるＡＭＦ／ＤＦＥ受信機において、従来の直交座標系
による複素ＬＭＳアルゴリズムあるいは複素相関処理に
よるタップ修正を極座標系に変換し、さらに振幅変数に
対する修正係数をフェージング変化に追随できる程度に
小さくし、位相変数に対する修正係数は受信周波数変換
後のローカルビートを追随できる程度に大きくすること
により、低速伝送で問題となるタップ係数追随誤差雑音
（背景雑音）を抑圧でき、キャリア再生位相同期回路を
用いないで、同期検波とマルチパス歪の除去を両立させ
る効果が得られる。
フィルタ（ＡＭＦ）と判定帰還形等化器（ＤＦＥ）を用
いるＡＭＦ／ＤＦＥ受信機において、従来の直交座標系
による複素ＬＭＳアルゴリズムあるいは複素相関処理に
よるタップ修正を極座標系に変換し、さらに振幅変数に
対する修正係数をフェージング変化に追随できる程度に
小さくし、位相変数に対する修正係数は受信周波数変換
後のローカルビートを追随できる程度に大きくすること
により、低速伝送で問題となるタップ係数追随誤差雑音
（背景雑音）を抑圧でき、キャリア再生位相同期回路を
用いないで、同期検波とマルチパス歪の除去を両立させ
る効果が得られる。
【図１】本発明による第１の実施例の構成図である。
【図２】本発明による第２の実施例の構成図である。
【図３】（Ａ）は図１および図２に示された適応受信機
を含む伝送路モデルを示すブロック図である。（Ｂ）は
Ａに示された伝送路モデルの周波数応答を示す図であ
る。（Ｃ）は各部の動作を説明するための図である。
を含む伝送路モデルを示すブロック図である。（Ｂ）は
Ａに示された伝送路モデルの周波数応答を示す図であ
る。（Ｃ）は各部の動作を説明するための図である。
【図４】従来の適応受信機の一構成図である。
【図５】従来の適応受信機の他の構成図である。
１０１ ４個の遅延時間τを有する遅延素子 １０２ ５個の複素乗算器 １０３ １個の合成器 １０４ １個の判定帰還形等化器 １０５ ４個の遅延時間τを有する遅延素子 １０６ ５個の極座標変換器 １０７ ５個の極座標ＬＭＳ演算器 １０８ ５個の直交座標変換器 １０９ ５個の複素乗算器 １１０ １個の合成器 １１１ １個の減算器 １１２ １個の遅延時間ηを有する遅延素子 １１３ １個の極座標変換器 ２０１ ４個の遅延時間τを有する遅延素子 ２０２ ５個の複素乗算器 ２０３ １個の合成器 ２０４ １個の判定帰還形等化器 ２０５ １個の複素共約演算器 ２０６ １個の遅延時間ηを有する遅延素子 ２０７ ４個の遅延時間τを有する遅延素子 ２０８ ５個の極座標変換器 ２０９ ５個の相関器 ２１０ ５個の直交座標変換器 ２１１ １個の分配器 ２１２ １個の極座標変換器
Claims (2)
- 【請求項１】 受信信号をトランスバーサルフィルタで
構成されたフィルタ出力信号を送出する整合フィルタ手
段と、 該フィルタ出力信号を受け、判定結果をあらわす判定信
号を出力する判定帰還形等化器と、 複数のタップを備え前記判定信号をタップ出力として各
タップを通して内部的に発生すると共に、前記受信信号
のレプリカを表すレプリカ出力を送出するレプリカフィ
ルタと、 前記受信信号を遅延させる遅延手段と、 該遅延手段の出力と前記レプリカ出力との差を取り、誤
差信号として出力する誤差信号出力手段と、 前記誤差信号と前記レプリカフィルタの各タップ出力と
を極座標変換する極座標変換手段と、 該極座標変換手段によって変換された誤差信号と前記レ
プリカフィルタの各タップ出力とから複素ＬＭＳアルゴ
リズム演算を極座標上にて行う演算手段と、 該演算手段による出力を直交座標変換する直交座標変換
手段と、 該直交座標変換手段により得られる複素変数を前記レプ
リカフィルタおよび前記整合フィルタのタップ係数とす
る手段とを備えたことを特徴とする適応受信機。 - 【請求項２】 受信信号をトランスバーサルフィルタで
構成され、フィルタ出力信号を送出する整合フィルタ手
段と、 該フィルタ出力信号を受け、判定結果をあらわす判定信
号を出力する判定帰還形等化器と、 前記受信信号の複素共役を取る複素共役手段と、 該複素共約手段の出力を遅延させる遅延手段と、 該遅延手段の出力を前記整合フィルタと同じタップ数の
タップを備え、各タップからタップ出力を送出するタッ
プ付き遅延手段と、 該タップ付き遅延手段の各タップ出力と前記判定信号と
をそれぞれ極座標変換する極座標変換手段と、 該極座標変換手段により極座標化されたタップ出力と判
定信号から複素相関演算を極座標上にて行い、相関値を
算出する演算手段と、 該演算手段による相関値を直交座標変換とする直交座標
変換手段と、 該直交座標変換手段により得られた複素変数を前記整合
フィルタのタップ係数とする手段とを備えたことを特徴
とする適応受信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4039767A JP2770839B2 (ja) | 1992-02-26 | 1992-02-26 | 適応受信機 |
| US08/022,137 US5313411A (en) | 1992-02-26 | 1993-02-25 | Adaptive receiver capable of achieving both of matched filtering function and carrier recovery function |
| EP93301458A EP0567211B1 (en) | 1992-02-26 | 1993-02-26 | Adaptive receiver for multipath fading channels |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4039767A JP2770839B2 (ja) | 1992-02-26 | 1992-02-26 | 適応受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05244026A JPH05244026A (ja) | 1993-09-21 |
| JP2770839B2 true JP2770839B2 (ja) | 1998-07-02 |
Family
ID=12562090
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4039767A Expired - Lifetime JP2770839B2 (ja) | 1992-02-26 | 1992-02-26 | 適応受信機 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5313411A (ja) |
| EP (1) | EP0567211B1 (ja) |
| JP (1) | JP2770839B2 (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0738560B2 (ja) * | 1993-02-23 | 1995-04-26 | 日本電気株式会社 | 自動等化器 |
| US5535150A (en) * | 1993-04-20 | 1996-07-09 | Massachusetts Institute Of Technology | Single chip adaptive filter utilizing updatable weighting techniques |
| KR100300954B1 (ko) * | 1994-09-27 | 2001-10-22 | 윤종용 | 고정각속도방식의디스크재생장치의적응형등화기 |
| EP0820173A3 (en) * | 1996-07-16 | 2001-01-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | QAM receiver with baseband compensation for phase and frequency errors |
| DE69933013T2 (de) * | 1999-05-14 | 2007-02-22 | Robert Bosch Gmbh | Adaptive Filterung für Mobilfunkübertragungssystem |
| US6834084B2 (en) * | 2002-05-06 | 2004-12-21 | Rf Micro Devices Inc | Direct digital polar modulator |
| US7991071B2 (en) * | 2002-05-16 | 2011-08-02 | Rf Micro Devices, Inc. | AM to PM correction system for polar modulator |
| US7801244B2 (en) * | 2002-05-16 | 2010-09-21 | Rf Micro Devices, Inc. | Am to AM correction system for polar modulator |
| JP2004147103A (ja) * | 2002-10-24 | 2004-05-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 演算処理装置 |
| US7551686B1 (en) | 2004-06-23 | 2009-06-23 | Rf Micro Devices, Inc. | Multiple polynomial digital predistortion |
| US7529523B1 (en) | 2004-08-23 | 2009-05-05 | Rf Micro Devices, Inc. | N-th order curve fit for power calibration in a mobile terminal |
| US8224265B1 (en) | 2005-06-13 | 2012-07-17 | Rf Micro Devices, Inc. | Method for optimizing AM/AM and AM/PM predistortion in a mobile terminal |
| JP2007143072A (ja) | 2005-11-22 | 2007-06-07 | Samsung Electronics Co Ltd | 複素係数フィルタ、周波数変換器及び通信システム |
| AU2007243937B2 (en) * | 2006-01-12 | 2011-03-17 | Agere Systems Inc. | Receiver employing non-pilot reference channels for equalizing a received signal |
| US7877060B1 (en) | 2006-02-06 | 2011-01-25 | Rf Micro Devices, Inc. | Fast calibration of AM/PM pre-distortion |
| US7962108B1 (en) | 2006-03-29 | 2011-06-14 | Rf Micro Devices, Inc. | Adaptive AM/PM compensation |
| US20080069197A1 (en) * | 2006-09-20 | 2008-03-20 | Agere Systems Inc. | Equalizer for equalizing multiple received versions of a signal |
| US20080075159A1 (en) * | 2006-09-21 | 2008-03-27 | Uwe Sontowski | Receiver having multiple stages of equalization with tap coefficient copying |
| US7689182B1 (en) | 2006-10-12 | 2010-03-30 | Rf Micro Devices, Inc. | Temperature compensated bias for AM/PM improvement |
| US7813422B2 (en) * | 2007-02-23 | 2010-10-12 | Agere Systems Inc. | Adaptive equalizer with tap coefficient averaging |
| US8009762B1 (en) | 2007-04-17 | 2011-08-30 | Rf Micro Devices, Inc. | Method for calibrating a phase distortion compensated polar modulated radio frequency transmitter |
| DE102008006428B4 (de) * | 2008-01-28 | 2015-02-26 | Entropic Communications, Inc. | Schaltungsanordnung zum Entzerren eines modulierten Signals |
| US8259828B2 (en) * | 2008-02-12 | 2012-09-04 | Mediatek Inc. | Sub-carrier alignment mechanism for OFDM multi-carrier systems |
| US8489042B1 (en) | 2009-10-08 | 2013-07-16 | Rf Micro Devices, Inc. | Polar feedback linearization |
| JP5505968B2 (ja) * | 2010-03-08 | 2014-05-28 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 適応受信機、並びにそれに用いる適応整合フィルタのタップ係数演算回路及びタップ係数演算方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4935862B1 (ja) * | 1969-03-26 | 1974-09-26 | ||
| US4021738A (en) * | 1976-03-01 | 1977-05-03 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive equalizer with fast convergence properties |
| US5247470A (en) * | 1987-07-29 | 1993-09-21 | E-Systems, Inc. | Method and apparatus for estimating signal components of a filter output |
| US5119401A (en) * | 1989-11-17 | 1992-06-02 | Nec Corporation | Decision feedback equalizer including forward part whose signal reference point is shiftable depending on channel response |
| JPH03280611A (ja) * | 1990-03-29 | 1991-12-11 | Japan Radio Co Ltd | 適応等化器 |
-
1992
- 1992-02-26 JP JP4039767A patent/JP2770839B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-02-25 US US08/022,137 patent/US5313411A/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-02-26 EP EP93301458A patent/EP0567211B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5313411A (en) | 1994-05-17 |
| EP0567211A2 (en) | 1993-10-27 |
| EP0567211A3 (en) | 1995-08-23 |
| JPH05244026A (ja) | 1993-09-21 |
| EP0567211B1 (en) | 2000-06-21 |
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