JP2704432B2 - スイッチング式電子安定器 - Google Patents
スイッチング式電子安定器Info
- Publication number
- JP2704432B2 JP2704432B2 JP16361489A JP16361489A JP2704432B2 JP 2704432 B2 JP2704432 B2 JP 2704432B2 JP 16361489 A JP16361489 A JP 16361489A JP 16361489 A JP16361489 A JP 16361489A JP 2704432 B2 JP2704432 B2 JP 2704432B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- voltage
- switching
- waveform
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- Y02B20/183—
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はスイッチング式電子安定器に関し、特に負荷
供給用出力波形の一部を検出しフィードバックさせて、
出力波形の形態及び電圧を整形波形態に固定させるよう
にパルス幅を任意に制限し得るように構成したスイッチ
ング式電子安定器に関する。
供給用出力波形の一部を検出しフィードバックさせて、
出力波形の形態及び電圧を整形波形態に固定させるよう
にパルス幅を任意に制限し得るように構成したスイッチ
ング式電子安定器に関する。
（従来の技術） 従来の一般的な蛍光ランプ用点灯方式は、チョークト
ランスフォマーを利用した磁気式陰極予熱放電灯装置で
あって、点灯時間が約５秒以上を要し、50〜60Hzの低周
波を用いることに依り、点滅現象に伴う視覚障害と低電
圧、低温においては使用不可能という問題点があった。
ランスフォマーを利用した磁気式陰極予熱放電灯装置で
あって、点灯時間が約５秒以上を要し、50〜60Hzの低周
波を用いることに依り、点滅現象に伴う視覚障害と低電
圧、低温においては使用不可能という問題点があった。
また、このような従来の点灯装置は他の電子製品の周
波数妨害を招き、過負荷による火災の危険や器具の寿命
短縮等の問題点があった。
波数妨害を招き、過負荷による火災の危険や器具の寿命
短縮等の問題点があった。
また、最近においては、チョークトランスフォマーを
利用した低周波発振方式の電子安定器が開発された。し
かしながら、このような方式は、瞬間点灯は可能である
が、チョークトランスフォマーで消費される電力の損失
が多く、低周波を利用して蛍光ランプを点灯するため、
従来の点滅現象による視覚障害を除去することは出来な
い。
利用した低周波発振方式の電子安定器が開発された。し
かしながら、このような方式は、瞬間点灯は可能である
が、チョークトランスフォマーで消費される電力の損失
が多く、低周波を利用して蛍光ランプを点灯するため、
従来の点滅現象による視覚障害を除去することは出来な
い。
（発明が解決しようとする課題） したがって本発明の１つの目的は、一定の波形と一定
の電圧とを有する正弦波を負荷に供給することである。
本発明の別の目的は、従来の磁気式陰極予熱方式と低周
波発振を利用した電子式陰極予熱方式の欠点を解消する
ために、消費電力が少ないばかりでなく、高周波を利用
することに依り、視覚障害をなくし、低電圧、低温時に
おいても瞬間点灯が可能なスイッチング式電子安定器を
提供するにある。
の電圧とを有する正弦波を負荷に供給することである。
本発明の別の目的は、従来の磁気式陰極予熱方式と低周
波発振を利用した電子式陰極予熱方式の欠点を解消する
ために、消費電力が少ないばかりでなく、高周波を利用
することに依り、視覚障害をなくし、低電圧、低温時に
おいても瞬間点灯が可能なスイッチング式電子安定器を
提供するにある。
本発明の他の目的は、負荷供給用出力波形の一部を検
出しフィードバックさせて出力波形の形態及び電圧を整
形波形態に固定させるようにパルス幅を任意に制御し得
るように構成したスイッチング式電子安定器を提供する
にある。
出しフィードバックさせて出力波形の形態及び電圧を整
形波形態に固定させるようにパルス幅を任意に制御し得
るように構成したスイッチング式電子安定器を提供する
にある。
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、整流回路及び定電圧回路
を備えたスイッチング式電子安定器は、 矩形波を発生させる矩形波発生回路と、 波形整形回路からフィードバックされた一部の出力電
圧を一定電圧と比較して全波整流させる出力電圧比較及
び位相判別回路と、 前記矩形波発生回路からの矩形波と、前記出力電圧比
較及び位相判別回路からの全波整流された波形を合成し
て、パルス幅を任意に制限して出力するスイッチング時
間微分回路と、 上記スイッチング時間微分回路よりパルス幅が制限さ
れた波形を入手するように分岐接続された駆動回路Ａ及
びＢと、 上記各々の駆動回路Ａ及びＢの出力に対し、交互に対
応動作する出力回路Ａ及びＢと、 上記出力回路Ａ及びＢからの出力を整形波で整形する
波形整形回路と、 を備えている。
を備えたスイッチング式電子安定器は、 矩形波を発生させる矩形波発生回路と、 波形整形回路からフィードバックされた一部の出力電
圧を一定電圧と比較して全波整流させる出力電圧比較及
び位相判別回路と、 前記矩形波発生回路からの矩形波と、前記出力電圧比
較及び位相判別回路からの全波整流された波形を合成し
て、パルス幅を任意に制限して出力するスイッチング時
間微分回路と、 上記スイッチング時間微分回路よりパルス幅が制限さ
れた波形を入手するように分岐接続された駆動回路Ａ及
びＢと、 上記各々の駆動回路Ａ及びＢの出力に対し、交互に対
応動作する出力回路Ａ及びＢと、 上記出力回路Ａ及びＢからの出力を整形波で整形する
波形整形回路と、 を備えている。
（実施例） 以下添付図面を参照して本発明を詳細に説明する。
第１図は本発明に依るスイッチング式電子安定器のブ
ロック図であって、ブリッジ整流回路（１）に交流電圧
が印加されると、この回路で正弦波を整流し、定電圧回
路（２）で一定の直流電圧を生成する。
ロック図であって、ブリッジ整流回路（１）に交流電圧
が印加されると、この回路で正弦波を整流し、定電圧回
路（２）で一定の直流電圧を生成する。
この直流電圧はスイッチング時間微分回路（５）、矩
形波発生回路（４）及び出力電圧比較及び位相判別回路
（６）に供給され、抵抗R2及びR3を介して、駆動回路Ａ
（７）及び駆動回路Ｂ（８）に供給される。
形波発生回路（４）及び出力電圧比較及び位相判別回路
（６）に供給され、抵抗R2及びR3を介して、駆動回路Ａ
（７）及び駆動回路Ｂ（８）に供給される。
一方、ブリッジ整流回路（１）より整流された電圧
は、逆電流防止用ダイオードD2を通じて平滑回路（３）
で平滑された後、次の出力回路Ａ（９）と出力回路Ｂ
（10）に直流電源が供給され、これら回路の出力は波形
整形回路（11）に印加される。
は、逆電流防止用ダイオードD2を通じて平滑回路（３）
で平滑された後、次の出力回路Ａ（９）と出力回路Ｂ
（10）に直流電源が供給され、これら回路の出力は波形
整形回路（11）に印加される。
波形整形回路（11）でつくられた正弦波電圧は、従っ
て負荷に供給されるが、この際、その一部は出力電圧比
較及び位相判別回路（６）にフィードバックされる。出
力電圧比較及び位相判別回路（６）では、上記フィード
バックされた正弦波電圧を基準電圧と比較して全波整流
するが、この全波整流された電圧はスイッチング時間微
分回路（５）に印加される。さらに、矩形波発生回路
（４）で生成された矩形波電圧も、スイッチング時間微
分回路（５）に印加される。従って、スイッチング時間
微分回路（５）では、出力電圧比較及び位相判別回路
（６）より全波整流された電圧と、矩形波発生回路
（４）より生成された矩形波を合成して、一定の周期に
同期させて微分する。スイッチング時間微分回路（５）
では、180゜の位相差を有する２つの出力電圧をバッフ
ァ（Buffer）で作用する駆動回路Ａ（７）、駆動回路Ｂ
（８）にそれぞれ供給し、それぞれ出力回路Ａ（９）及
び出力回路Ｂ（10）を経て波形整形回路（11）から20乃
至50KHz程度の一定電力の正弦波を発生させる。従っ
て、この正弦波が負荷（12）に供給される。
て負荷に供給されるが、この際、その一部は出力電圧比
較及び位相判別回路（６）にフィードバックされる。出
力電圧比較及び位相判別回路（６）では、上記フィード
バックされた正弦波電圧を基準電圧と比較して全波整流
するが、この全波整流された電圧はスイッチング時間微
分回路（５）に印加される。さらに、矩形波発生回路
（４）で生成された矩形波電圧も、スイッチング時間微
分回路（５）に印加される。従って、スイッチング時間
微分回路（５）では、出力電圧比較及び位相判別回路
（６）より全波整流された電圧と、矩形波発生回路
（４）より生成された矩形波を合成して、一定の周期に
同期させて微分する。スイッチング時間微分回路（５）
では、180゜の位相差を有する２つの出力電圧をバッフ
ァ（Buffer）で作用する駆動回路Ａ（７）、駆動回路Ｂ
（８）にそれぞれ供給し、それぞれ出力回路Ａ（９）及
び出力回路Ｂ（10）を経て波形整形回路（11）から20乃
至50KHz程度の一定電力の正弦波を発生させる。従っ
て、この正弦波が負荷（12）に供給される。
第２図は、本発明の詳細な回路図であるが、動作原理
をさらに詳しく説明すると、次の通りである。
をさらに詳しく説明すると、次の通りである。
入力端子に交流電圧が印加されると、ブリッジ整流回
路（１）で正弦波が整流される。この整流された電圧は
安全な直流電圧ではないので、ツェナーダイオードD1・
D3及び抵抗R1により20V程度の電圧に固定されて、平滑
コンデンサC2より完全な直流電圧を得る。この直流電圧
は矩形波発生回路（４）、スイッチング時間微分回路
（５）と出力電圧比較及び位相判別回路（６）に直流供
給され、駆動回路Ａ（７）及び駆動回路Ｂ（８）には抵
抗R2及びR3により電流が制限されて夫々供給される。更
にブリッジ電流回路（１）から整流された電圧は、逆電
流防止用ダイオードD2を経て、平滑コンデンサC10によ
り平滑されTC接点に連結される。駆動回路Ａ（７）と駆
動回路Ｂ（８）の出力電圧は180゜の位相差を有し、こ
の電圧波形図は、第3A図と第3B図に示されたものと同様
である。
路（１）で正弦波が整流される。この整流された電圧は
安全な直流電圧ではないので、ツェナーダイオードD1・
D3及び抵抗R1により20V程度の電圧に固定されて、平滑
コンデンサC2より完全な直流電圧を得る。この直流電圧
は矩形波発生回路（４）、スイッチング時間微分回路
（５）と出力電圧比較及び位相判別回路（６）に直流供
給され、駆動回路Ａ（７）及び駆動回路Ｂ（８）には抵
抗R2及びR3により電流が制限されて夫々供給される。更
にブリッジ電流回路（１）から整流された電圧は、逆電
流防止用ダイオードD2を経て、平滑コンデンサC10によ
り平滑されTC接点に連結される。駆動回路Ａ（７）と駆
動回路Ｂ（８）の出力電圧は180゜の位相差を有し、こ
の電圧波形図は、第3A図と第3B図に示されたものと同様
である。
しかして、上記２つの出力電圧は、結合トランスフォ
マーT1とT2に夫々加えられ、T1とT2より誘導された電圧
は検波ダイオードD4とD5により＋電圧成分だけがトラン
ジスターQ1とQ2のベース端子に夫々加えられる。トラン
ジスターQ1のベース端子に第3A図に示されたようなパル
ス波形WP1が入力されると、トランジスターQ1はオンさ
れ、トランジスターQ2はオフになる。一定時間（Dt）経
過誤、第3B図に示されたパルス波形WP2がトランジスタ
ーQ2のベース端子に入力されると、トランジスターQ2は
オンされ、Q1はオフになる。このようにトランジスター
Q1とQ2は、交互にオン，オフされ、第3C図のような出力
波形を第２図に示されたＣ点から得ることができる。第
２図のＣ点から出力される波形はコンデンサC3,C4及び
トランスフォマーT3により共振されて、完全な正弦波
（例えば20KHz乃至50KHz）が第２図のＤ点において生成
される。この正弦波電圧は第3D図に示されている。
マーT1とT2に夫々加えられ、T1とT2より誘導された電圧
は検波ダイオードD4とD5により＋電圧成分だけがトラン
ジスターQ1とQ2のベース端子に夫々加えられる。トラン
ジスターQ1のベース端子に第3A図に示されたようなパル
ス波形WP1が入力されると、トランジスターQ1はオンさ
れ、トランジスターQ2はオフになる。一定時間（Dt）経
過誤、第3B図に示されたパルス波形WP2がトランジスタ
ーQ2のベース端子に入力されると、トランジスターQ2は
オンされ、Q1はオフになる。このようにトランジスター
Q1とQ2は、交互にオン，オフされ、第3C図のような出力
波形を第２図に示されたＣ点から得ることができる。第
２図のＣ点から出力される波形はコンデンサC3,C4及び
トランスフォマーT3により共振されて、完全な正弦波
（例えば20KHz乃至50KHz）が第２図のＤ点において生成
される。この正弦波電圧は第3D図に示されている。
一方、Ｄ点において形成された正弦波電圧の一部は更
にトランスフォマーT3により導かれて抵抗R5を介して出
力電圧比較及び位相判別回路（６）にフィードバックさ
れる。このようにフィードバックされた電圧によって出
力電圧比較及び位相判別回路（６）においては、第3E図
に示すような波形が出力され、この波形は矩形波発生回
路（４）で生成される矩形波（例えば40KHz乃至100HK
z）と共にスイッチング時間微分回路（５）に印加され
る。この際、矩形波発生回路（４）で生成された電圧波
形は第3F図に示されている。スイッチング時間微分回路
（５）では第3E図の波形と第3F図の波形を合成した後、
一定の周期に同期，微分させて180゜の位相差を有する
２つの出力電圧波形を形成し、バッファの役割を駆動回
路Ａ（７）及び駆動回路Ｂ（８）に各々伝達する。
にトランスフォマーT3により導かれて抵抗R5を介して出
力電圧比較及び位相判別回路（６）にフィードバックさ
れる。このようにフィードバックされた電圧によって出
力電圧比較及び位相判別回路（６）においては、第3E図
に示すような波形が出力され、この波形は矩形波発生回
路（４）で生成される矩形波（例えば40KHz乃至100HK
z）と共にスイッチング時間微分回路（５）に印加され
る。この際、矩形波発生回路（４）で生成された電圧波
形は第3F図に示されている。スイッチング時間微分回路
（５）では第3E図の波形と第3F図の波形を合成した後、
一定の周期に同期，微分させて180゜の位相差を有する
２つの出力電圧波形を形成し、バッファの役割を駆動回
路Ａ（７）及び駆動回路Ｂ（８）に各々伝達する。
以下、矩形波発生回路（４）、スイッチング時間微分
回路５、出力電圧比較及び位相判別回路６の３つの回路
の動作について詳述する。スイッチング時間微分回路５
は矩形波発生回路４からの第3F図に示す矩形波の出力信
号と出力電圧比較及び位相判別回路６からの第3E図に示
す全波整流波形の出力信号とを受け取り、これらの出力
信号を加算する。加算の結果の信号はスイッチング時間
微分回路５において一定の周期に同期させて微分され
る。この微分された信号は駆動信号Ａと駆動回路Ｂとに
供給され、波形整形回路11から出力される実際の正弦波
電圧と負荷に供給すべき基準の正弦波電圧との差を補償
するために、時間Dtとの関係で使用される。
回路５、出力電圧比較及び位相判別回路６の３つの回路
の動作について詳述する。スイッチング時間微分回路５
は矩形波発生回路４からの第3F図に示す矩形波の出力信
号と出力電圧比較及び位相判別回路６からの第3E図に示
す全波整流波形の出力信号とを受け取り、これらの出力
信号を加算する。加算の結果の信号はスイッチング時間
微分回路５において一定の周期に同期させて微分され
る。この微分された信号は駆動信号Ａと駆動回路Ｂとに
供給され、波形整形回路11から出力される実際の正弦波
電圧と負荷に供給すべき基準の正弦波電圧との差を補償
するために、時間Dtとの関係で使用される。
第3A図及び第3B図に示すとおり、時間Dtは駆動回路Ａ
から出力されるパルスWP1の立ち上がり時点と駆動回路
Ｂから出力されるパルスWP2の立ち上がり時点との時間
差である。前記のように、スイッチング時間微分回路５
は矩形波発生回路４からの第3F図に示す矩形波の出力信
号と出力電圧比較及び位相判別回路６からの第3E図に示
す全波整流波形の出力信号と加算した結果の信号を微分
する。この場合、波形整形回路11からの実際の正弦波の
方が基準の正弦波よりも大きいとき、出力電圧比較及び
位相判別回路６から出力される整流された電圧は基準の
正弦波の電圧よりも大きい。したがって、スイッチング
時間微分回路５に与えられる信号は、実際の正弦波電圧
と基準の正弦波電圧との大きさの差がゼロの場合にスイ
ッチング時間微分回路５に与えられる信号よりも鋭いピ
ークを有することになる。その結果、スイッチング時間
微分回路５から出力されるパルスの幅は、実際の正弦波
電圧と基準の正弦波電圧との大きさの差がゼロの場合に
スイッチング時間微分回路５から出力されるパルスの幅
よりも狭くなるので、時間差Dtは大きくなる。したがっ
て、波形整形回路11から出力される実際の出力電圧は低
下し、最終的には実際の正弦波と基準の正弦波との差が
補償される。
から出力されるパルスWP1の立ち上がり時点と駆動回路
Ｂから出力されるパルスWP2の立ち上がり時点との時間
差である。前記のように、スイッチング時間微分回路５
は矩形波発生回路４からの第3F図に示す矩形波の出力信
号と出力電圧比較及び位相判別回路６からの第3E図に示
す全波整流波形の出力信号と加算した結果の信号を微分
する。この場合、波形整形回路11からの実際の正弦波の
方が基準の正弦波よりも大きいとき、出力電圧比較及び
位相判別回路６から出力される整流された電圧は基準の
正弦波の電圧よりも大きい。したがって、スイッチング
時間微分回路５に与えられる信号は、実際の正弦波電圧
と基準の正弦波電圧との大きさの差がゼロの場合にスイ
ッチング時間微分回路５に与えられる信号よりも鋭いピ
ークを有することになる。その結果、スイッチング時間
微分回路５から出力されるパルスの幅は、実際の正弦波
電圧と基準の正弦波電圧との大きさの差がゼロの場合に
スイッチング時間微分回路５から出力されるパルスの幅
よりも狭くなるので、時間差Dtは大きくなる。したがっ
て、波形整形回路11から出力される実際の出力電圧は低
下し、最終的には実際の正弦波と基準の正弦波との差が
補償される。
逆に、波形整形回路11からの実際の正弦波の方が基準
の正弦波よりも小さいときには、時間差Dtも小さくなる
ので、波形整形回路11から出力される実際の出力電圧は
大きくなり、最終的には実際の正弦波と基準の正弦波と
の差が補償される。このように、時間差Dtは実際の出力
電圧と基準の正弦波との差から定められるので、矩形波
発生回路４、スイッチング時間微分回路５、出力電圧比
較及び位相判別回路６の共同動作によって時間差Dtの値
は固定されず、実際の出力電圧に応じて変動するもので
ある。
の正弦波よりも小さいときには、時間差Dtも小さくなる
ので、波形整形回路11から出力される実際の出力電圧は
大きくなり、最終的には実際の正弦波と基準の正弦波と
の差が補償される。このように、時間差Dtは実際の出力
電圧と基準の正弦波との差から定められるので、矩形波
発生回路４、スイッチング時間微分回路５、出力電圧比
較及び位相判別回路６の共同動作によって時間差Dtの値
は固定されず、実際の出力電圧に応じて変動するもので
ある。
したがって、前述したようにコンデンサC3,C4、トラ
ンスフォマーT3に依って共振された電圧であるＤ点の電
圧は、コンデンサC7,C8及びC9と抵抗R8及びR9を通じて
蛍光ランプの陰極を予熱，点灯する。
ンスフォマーT3に依って共振された電圧であるＤ点の電
圧は、コンデンサC7,C8及びC9と抵抗R8及びR9を通じて
蛍光ランプの陰極を予熱，点灯する。
［発明の効果］ 以上のような回路を採用することにより、本発明によ
るスイッチング式電子安定器は従来のスタートランプと
チョークトランスフォマーが全く要らないので、20〜40
％の電力節減効果を得ることができる。また本発明によ
ると、20KHz乃至40KHzの高周波を使用するため、視力が
保護され、低温状態（−30℃）でも放電が可能であり、
蛍光ランプの両端においての黒化現象が全く生じない。
そして、本発明によるスイッチングトランジスターQ1と
Q2のスイッチング損失を減少することができ、温度上昇
を抑えて、安定した周波数を保ち得る長所がある。
るスイッチング式電子安定器は従来のスタートランプと
チョークトランスフォマーが全く要らないので、20〜40
％の電力節減効果を得ることができる。また本発明によ
ると、20KHz乃至40KHzの高周波を使用するため、視力が
保護され、低温状態（−30℃）でも放電が可能であり、
蛍光ランプの両端においての黒化現象が全く生じない。
そして、本発明によるスイッチングトランジスターQ1と
Q2のスイッチング損失を減少することができ、温度上昇
を抑えて、安定した周波数を保ち得る長所がある。
第１図は、本発明によるスイッチング式電子安定器の一
実施例を示すブロック図である。 第２図は、第１図に示されたスイッチング式電子安定器
の詳細な回路図を例示的に示す。 第3A図乃至第3F図は、第２図に示された主要部分におけ
る電圧波形図である。 １……ブリッジ整流回路、２……定電圧回路 ３……平滑回路、４……矩形波発生回路 ５……スイッチング時間微分回路 ６……出力電圧比較及び位相判別回路 ７……駆動回路Ａ、８……駆動回路Ｂ ９……出力回路Ａ、10……出力回路Ｂ 11……波形整形回路、12……負荷
実施例を示すブロック図である。 第２図は、第１図に示されたスイッチング式電子安定器
の詳細な回路図を例示的に示す。 第3A図乃至第3F図は、第２図に示された主要部分におけ
る電圧波形図である。 １……ブリッジ整流回路、２……定電圧回路 ３……平滑回路、４……矩形波発生回路 ５……スイッチング時間微分回路 ６……出力電圧比較及び位相判別回路 ７……駆動回路Ａ、８……駆動回路Ｂ ９……出力回路Ａ、10……出力回路Ｂ 11……波形整形回路、12……負荷
Claims (3)
- 【請求項１】整流回路及び定電圧回路を備えたスイッチ
ング式電子安定器において、矩形波を発生させる矩形波
発生回路と、 波形整形回路からフィードバックされた一部の出力電圧
を一定電圧と比較して全波整流させる出力電圧比較及び
位相判別回路と、 前記矩形波発生回路からの矩形波と、前記出力電圧比較
及び位相判別回路からの全波整流された波形とを合成し
て、パルス幅を任意に制限して出力するスイッチング時
間微分回路と、 上記スイッチング時間微分回路よりパルス幅が制限され
た波形を入手するように分岐接続された駆動回路Ａ及び
Ｂと、 上記各々の駆動回路Ａ及びＢの出力に対し、交互に対応
動作する出力回路Ａ及びＢと、 上記出力回路Ａ及びＢからの出力を整形波で整形する波
形整形回路と、 を備えたことを特徴とするスイッチング式電子安定器。 - 【請求項２】上記スイッチング時間微分回路は、パルス
幅を任意に制限し得るように構成したことを特徴とする
請求項１記載のスイッチング式電子安定器。 - 【請求項３】上記波形整形回路より導かれる出力電圧を
出力電圧比較及び位相判別回路にフィードバックされる
ように構成したことを特徴とする請求項１記載のスイッ
チング式電子安定器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16361489A JP2704432B2 (ja) | 1989-06-26 | 1989-06-26 | スイッチング式電子安定器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16361489A JP2704432B2 (ja) | 1989-06-26 | 1989-06-26 | スイッチング式電子安定器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0334298A JPH0334298A (ja) | 1991-02-14 |
| JP2704432B2 true JP2704432B2 (ja) | 1998-01-26 |
Family
ID=15777274
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16361489A Expired - Lifetime JP2704432B2 (ja) | 1989-06-26 | 1989-06-26 | スイッチング式電子安定器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2704432B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4892207B2 (ja) * | 2005-07-25 | 2012-03-07 | 鹿島建設株式会社 | 透光性電磁波シールド板の接合構造及び接合具 |
| TW201338615A (zh) * | 2012-03-03 | 2013-09-16 | Avid Electronics Corp | 透過串聯開關修剪電源波形進行編解碼之照明調光裝置 |
-
1989
- 1989-06-26 JP JP16361489A patent/JP2704432B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0334298A (ja) | 1991-02-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3741727B2 (ja) | 高圧放電灯点灯方法および装置 | |
| EP2066013A2 (en) | Electric power converter and control method for the same | |
| WO1997034446A1 (fr) | Onduleur a haute frequence et dispositif de cuisson l'utilisant | |
| JP2003323994A5 (ja) | ||
| JP6161998B2 (ja) | 電源装置及びアーク加工用電源装置 | |
| US6621236B1 (en) | Discharge lamp lighting device and illumination device | |
| JP2704432B2 (ja) | スイッチング式電子安定器 | |
| EP0403667B1 (en) | Electronic switching ballast for a fluorescent lamp | |
| JP2008500799A (ja) | 交流波形を用いる低電圧制御方法及びそれを実施するシステム | |
| JP2020108246A (ja) | 制御回路、および、ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 | |
| JPH07131984A (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2704519B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JP2001211658A (ja) | 相補形スイッチを有するハロゲン電力変換器 | |
| KR900007387B1 (ko) | 스윗칭식 전자 안정기 | |
| US7307384B2 (en) | Circuit having a second ac/dc converter | |
| JPH1174057A (ja) | 無声放電用電源装置 | |
| JP2000077174A (ja) | 誘導加熱用インバータ電源を並列運転する場合の同期運転方法 | |
| JPS62148091A (ja) | 抵抗溶接機の制御装置 | |
| JP4159312B2 (ja) | 零電圧スイッチング電源回路 | |
| JP4304487B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPH0435006Y2 (ja) | ||
| JP2562986B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| US3628087A (en) | Circuit arrangement for energizing discharge devices | |
| KR20050033733A (ko) | 마이콤용 레귤레이터 | |
| JPH0564439A (ja) | 高電圧電源制御回路 |