JP2704432B2 - Switching electronic ballast - Google Patents
Switching electronic ballastInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はスイッチング式電子安定器に関し、特に負荷
供給用出力波形の一部を検出しフィードバックさせて、
出力波形の形態及び電圧を整形波形態に固定させるよう
にパルス幅を任意に制限し得るように構成したスイッチ
ング式電子安定器に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a switching type electronic ballast, and in particular, detects a part of an output waveform for load supply and feeds it back.
The present invention relates to a switching type electronic ballast configured to be able to arbitrarily limit a pulse width so as to fix an output waveform and a voltage to a shaped waveform.
（従来の技術） 従来の一般的な蛍光ランプ用点灯方式は、チョークト
ランスフォマーを利用した磁気式陰極予熱放電灯装置で
あって、点灯時間が約５秒以上を要し、50〜60Hzの低周
波を用いることに依り、点滅現象に伴う視覚障害と低電
圧、低温においては使用不可能という問題点があった。(Prior Art) A conventional general lighting method for a fluorescent lamp is a magnetic cathode preheating discharge lamp device using a choke transformer, which requires a lighting time of about 5 seconds or more and a 50-60 Hz frequency. Due to the use of low frequency, there is a problem that visual impairment due to the blinking phenomenon and that it cannot be used at low voltage and low temperature.
また、このような従来の点灯装置は他の電子製品の周
波数妨害を招き、過負荷による火災の危険や器具の寿命
短縮等の問題点があった。Further, such a conventional lighting device causes frequency interference of other electronic products, and has problems such as a danger of fire due to overload and shortening of the life of the appliance.
また、最近においては、チョークトランスフォマーを
利用した低周波発振方式の電子安定器が開発された。し
かしながら、このような方式は、瞬間点灯は可能である
が、チョークトランスフォマーで消費される電力の損失
が多く、低周波を利用して蛍光ランプを点灯するため、
従来の点滅現象による視覚障害を除去することは出来な
い。Recently, an electronic ballast of a low frequency oscillation type using a choke transformer has been developed. However, such a system can be turned on instantaneously, but has a large loss of power consumed by the choke transformer, and turns on the fluorescent lamp using a low frequency.
The visual impairment caused by the conventional blinking phenomenon cannot be eliminated.
（発明が解決しようとする課題） したがって本発明の１つの目的は、一定の波形と一定
の電圧とを有する正弦波を負荷に供給することである。
本発明の別の目的は、従来の磁気式陰極予熱方式と低周
波発振を利用した電子式陰極予熱方式の欠点を解消する
ために、消費電力が少ないばかりでなく、高周波を利用
することに依り、視覚障害をなくし、低電圧、低温時に
おいても瞬間点灯が可能なスイッチング式電子安定器を
提供するにある。SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, one object of the present invention is to supply a load with a sine wave having a constant waveform and a constant voltage.
Another object of the present invention is to solve the drawbacks of the conventional magnetic cathode preheating method and the electronic cathode preheating method using low-frequency oscillation, in which not only low power consumption but also high-frequency use is used. Another object of the present invention is to provide a switching type electronic ballast which can eliminate visual disturbance and can be turned on instantaneously even at low voltage and low temperature.
本発明の他の目的は、負荷供給用出力波形の一部を検
出しフィードバックさせて出力波形の形態及び電圧を整
形波形態に固定させるようにパルス幅を任意に制御し得
るように構成したスイッチング式電子安定器を提供する
にある。Another object of the present invention is to provide a switching device configured to be able to arbitrarily control a pulse width so that a part of a load supply output waveform is detected and fed back to fix an output waveform form and a voltage to a shaped wave form. An electronic ballast is provided.
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、整流回路及び定電圧回路
を備えたスイッチング式電子安定器は、 矩形波を発生させる矩形波発生回路と、 波形整形回路からフィードバックされた一部の出力電
圧を一定電圧と比較して全波整流させる出力電圧比較及
び位相判別回路と、 前記矩形波発生回路からの矩形波と、前記出力電圧比
較及び位相判別回路からの全波整流された波形を合成し
て、パルス幅を任意に制限して出力するスイッチング時
間微分回路と、 上記スイッチング時間微分回路よりパルス幅が制限さ
れた波形を入手するように分岐接続された駆動回路Ａ及
びＢと、 上記各々の駆動回路Ａ及びＢの出力に対し、交互に対
応動作する出力回路Ａ及びＢと、 上記出力回路Ａ及びＢからの出力を整形波で整形する
波形整形回路と、 を備えている。(Means for Solving the Problems) In order to achieve the above object, a switching type electronic ballast provided with a rectifier circuit and a constant voltage circuit is provided with a rectangular wave generating circuit for generating a rectangular wave, and a feedback from a waveform shaping circuit. An output voltage comparison and phase determination circuit that performs full-wave rectification by comparing a part of the output voltage with a constant voltage; a rectangular wave from the rectangular wave generation circuit; and a full-wave rectification from the output voltage comparison and phase determination circuit. A switching time differentiating circuit that synthesizes the obtained waveforms and arbitrarily limits and outputs a pulse width; and a driving circuit A and a branch circuit that are branched and connected so as to obtain a waveform with a limited pulse width from the switching time differentiating circuit. B, output circuits A and B that operate alternately with respect to the outputs of the respective drive circuits A and B, and waveforms for shaping the outputs from the output circuits A and B with a shaped wave And a shaping circuit.
（実施例） 以下添付図面を参照して本発明を詳細に説明する。(Example) Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
第１図は本発明に依るスイッチング式電子安定器のブ
ロック図であって、ブリッジ整流回路（１）に交流電圧
が印加されると、この回路で正弦波を整流し、定電圧回
路（２）で一定の直流電圧を生成する。FIG. 1 is a block diagram of a switching electronic ballast according to the present invention. When an AC voltage is applied to a bridge rectifier circuit (1), a sine wave is rectified by the circuit and a constant voltage circuit (2). Generates a constant DC voltage.
この直流電圧はスイッチング時間微分回路（５）、矩
形波発生回路（４）及び出力電圧比較及び位相判別回路
（６）に供給され、抵抗R2及びR3を介して、駆動回路Ａ
（７）及び駆動回路Ｂ（８）に供給される。This DC voltage is the switching time differentiating circuit (5) is supplied to the rectangular wave generating circuit (4) and the output voltage comparator and phase discrimination circuit (6), via a resistor R 2 and R 3, the drive circuit A
(7) and the driving circuit B (8).
一方、ブリッジ整流回路（１）より整流された電圧
は、逆電流防止用ダイオードD2を通じて平滑回路（３）
で平滑された後、次の出力回路Ａ（９）と出力回路Ｂ
（10）に直流電源が供給され、これら回路の出力は波形
整形回路（11）に印加される。On the other hand, the bridge rectifier circuit voltage rectified from (1), the smoothing circuit through the reverse current preventing diode D 2 (3)
, And then the next output circuit A (9) and output circuit B
DC power is supplied to (10), and the outputs of these circuits are applied to a waveform shaping circuit (11).
波形整形回路（11）でつくられた正弦波電圧は、従っ
て負荷に供給されるが、この際、その一部は出力電圧比
較及び位相判別回路（６）にフィードバックされる。出
力電圧比較及び位相判別回路（６）では、上記フィード
バックされた正弦波電圧を基準電圧と比較して全波整流
するが、この全波整流された電圧はスイッチング時間微
分回路（５）に印加される。さらに、矩形波発生回路
（４）で生成された矩形波電圧も、スイッチング時間微
分回路（５）に印加される。従って、スイッチング時間
微分回路（５）では、出力電圧比較及び位相判別回路
（６）より全波整流された電圧と、矩形波発生回路
（４）より生成された矩形波を合成して、一定の周期に
同期させて微分する。スイッチング時間微分回路（５）
では、180゜の位相差を有する２つの出力電圧をバッフ
ァ（Buffer）で作用する駆動回路Ａ（７）、駆動回路Ｂ
（８）にそれぞれ供給し、それぞれ出力回路Ａ（９）及
び出力回路Ｂ（10）を経て波形整形回路（11）から20乃
至50KHz程度の一定電力の正弦波を発生させる。従っ
て、この正弦波が負荷（12）に供給される。The sinusoidal voltage generated by the waveform shaping circuit (11) is supplied to the load, and a part of the voltage is fed back to the output voltage comparison and phase determination circuit (6). The output voltage comparison and phase discrimination circuit (6) performs full-wave rectification by comparing the fed-back sine wave voltage with a reference voltage, and the full-wave rectified voltage is applied to the switching time differentiating circuit (5). You. Further, the rectangular wave voltage generated by the rectangular wave generating circuit (4) is also applied to the switching time differentiating circuit (5). Therefore, in the switching time differentiating circuit (5), the voltage that has been full-wave rectified by the output voltage comparing and phase discriminating circuit (6) and the rectangular wave generated by the rectangular wave generating circuit (4) are combined to generate a constant value. Differentiate in synchronization with the cycle. Switching time differentiation circuit (5)
Then, two output voltages having a phase difference of 180 ° are driven by a buffer (Buffer).
(8), and a sine wave having a constant power of about 20 to 50 KHz is generated from the waveform shaping circuit (11) via the output circuit A (9) and the output circuit B (10). Therefore, this sine wave is supplied to the load (12).
第２図は、本発明の詳細な回路図であるが、動作原理
をさらに詳しく説明すると、次の通りである。FIG. 2 is a detailed circuit diagram of the present invention. The principle of operation will be described in more detail as follows.
入力端子に交流電圧が印加されると、ブリッジ整流回
路（１）で正弦波が整流される。この整流された電圧は
安全な直流電圧ではないので、ツェナーダイオードD1・
D3及び抵抗R1により20V程度の電圧に固定されて、平滑
コンデンサC2より完全な直流電圧を得る。この直流電圧
は矩形波発生回路（４）、スイッチング時間微分回路
（５）と出力電圧比較及び位相判別回路（６）に直流供
給され、駆動回路Ａ（７）及び駆動回路Ｂ（８）には抵
抗R2及びR3により電流が制限されて夫々供給される。更
にブリッジ電流回路（１）から整流された電圧は、逆電
流防止用ダイオードD2を経て、平滑コンデンサC10によ
り平滑されTC接点に連結される。駆動回路Ａ（７）と駆
動回路Ｂ（８）の出力電圧は180゜の位相差を有し、こ
の電圧波形図は、第3A図と第3B図に示されたものと同様
である。When an AC voltage is applied to the input terminal, a sine wave is rectified by the bridge rectifier circuit (1). Since this rectified voltage is not a safe DC voltage, the Zener diode D 1
D 3 and is fixed to a voltage of about 20V by the resistor R 1, to obtain a complete DC voltage from the smoothing capacitor C 2. This DC voltage is supplied to a rectangular wave generating circuit (4), a switching time differentiating circuit (5) and an output voltage comparing and phase discriminating circuit (6), and is supplied to a driving circuit A (7) and a driving circuit B (8). current by the resistor R 2 and R 3 are limited respectively supply. Further voltage rectified from the bridge current circuit (1) passes through a reverse current prevention diode D 2, is connected to the TC contact is smoothed by the smoothing capacitor C 10. The output voltages of the driving circuits A (7) and B (8) have a phase difference of 180 °, and the voltage waveforms are the same as those shown in FIGS. 3A and 3B.
しかして、上記２つの出力電圧は、結合トランスフォ
マーT1とT2に夫々加えられ、T1とT2より誘導された電圧
は検波ダイオードD4とD5により＋電圧成分だけがトラン
ジスターQ1とQ2のベース端子に夫々加えられる。トラン
ジスターQ1のベース端子に第3A図に示されたようなパル
ス波形WP1が入力されると、トランジスターQ1はオンさ
れ、トランジスターQ2はオフになる。一定時間（Dt）経
過誤、第3B図に示されたパルス波形WP2がトランジスタ
ーQ2のベース端子に入力されると、トランジスターQ2は
オンされ、Q1はオフになる。このようにトランジスター
Q1とQ2は、交互にオン，オフされ、第3C図のような出力
波形を第２図に示されたＣ点から得ることができる。第
２図のＣ点から出力される波形はコンデンサC3,C4及び
トランスフォマーT3により共振されて、完全な正弦波
（例えば20KHz乃至50KHz）が第２図のＤ点において生成
される。この正弦波電圧は第3D図に示されている。Thus, the two output voltages are applied to the coupling transformers T 1 and T 2, respectively , and the voltage induced from T 1 and T 2 is only the positive voltage component of the transistor Q 4 by the detection diodes D 4 and D 5. respectively applied to the base terminal of the 1 and Q 2. When the pulse waveform WP 1 as shown in FIGURE 3A to the base terminal of the transistor Q 1 is inputted, the transistor Q 1 is turned on, the transistor Q 2 is turned off. Predetermined time (Dt) mis elapsed, the pulse waveform WP 2 shown in Figure 3B is input to the base terminal of the transistor Q 2, the transistor Q 2 is turned on, Q 1 is turned off. Like this transistor
Q 1 and Q 2 are alternately turned on, is turned off, it is possible to output waveform shown in Figure 3C obtained from point C shown in Figure 2. The waveform output from the point C in FIG. 2 is resonated by the capacitors C 3 and C 4 and the transformer T 3 , and a complete sine wave (for example, 20 KHz to 50 KHz) is generated at the point D in FIG. . This sinusoidal voltage is shown in FIG. 3D.
一方、Ｄ点において形成された正弦波電圧の一部は更
にトランスフォマーT3により導かれて抵抗R5を介して出
力電圧比較及び位相判別回路（６）にフィードバックさ
れる。このようにフィードバックされた電圧によって出
力電圧比較及び位相判別回路（６）においては、第3E図
に示すような波形が出力され、この波形は矩形波発生回
路（４）で生成される矩形波（例えば40KHz乃至100HK
z）と共にスイッチング時間微分回路（５）に印加され
る。この際、矩形波発生回路（４）で生成された電圧波
形は第3F図に示されている。スイッチング時間微分回路
（５）では第3E図の波形と第3F図の波形を合成した後、
一定の周期に同期，微分させて180゜の位相差を有する
２つの出力電圧波形を形成し、バッファの役割を駆動回
路Ａ（７）及び駆動回路Ｂ（８）に各々伝達する。On the other hand, a part of the sine wave voltage formed at the point D is further trans follower feedback to the output voltage comparator and the phase discrimination circuit through the resistor R 5 is guided by mer T 3 (6). The output voltage comparison and phase discrimination circuit (6) outputs a waveform as shown in FIG. 3E based on the voltage thus fed back, and this waveform is generated by the square wave (4) generated by the square wave generation circuit (4). For example, 40KHz to 100HK
z) is applied to the switching time differentiating circuit (5). At this time, the voltage waveform generated by the rectangular wave generation circuit (4) is shown in FIG. 3F. The switching time differentiating circuit (5) combines the waveform of FIG. 3E and the waveform of FIG. 3F,
Two output voltage waveforms having a phase difference of 180 ° are formed by synchronizing and differentiating with a fixed period, and the role of a buffer is transmitted to the driving circuit A (7) and the driving circuit B (8), respectively.
以下、矩形波発生回路（４）、スイッチング時間微分
回路５、出力電圧比較及び位相判別回路６の３つの回路
の動作について詳述する。スイッチング時間微分回路５
は矩形波発生回路４からの第3F図に示す矩形波の出力信
号と出力電圧比較及び位相判別回路６からの第3E図に示
す全波整流波形の出力信号とを受け取り、これらの出力
信号を加算する。加算の結果の信号はスイッチング時間
微分回路５において一定の周期に同期させて微分され
る。この微分された信号は駆動信号Ａと駆動回路Ｂとに
供給され、波形整形回路11から出力される実際の正弦波
電圧と負荷に供給すべき基準の正弦波電圧との差を補償
するために、時間Dtとの関係で使用される。Hereinafter, the operation of the three circuits of the rectangular wave generating circuit (4), the switching time differentiating circuit 5, and the output voltage comparing and phase determining circuit 6 will be described in detail. Switching time differentiation circuit 5
Receives the output signal of the square wave shown in FIG. 3F from the square wave generation circuit 4 and the output signal of the full-wave rectified waveform shown in FIG. 3E from the output voltage comparison and phase discrimination circuit 6 and converts these output signals. to add. The signal resulting from the addition is differentiated in the switching time differentiating circuit 5 in synchronization with a certain cycle. The differentiated signal is supplied to the drive signal A and the drive circuit B, and compensates for the difference between the actual sine wave voltage output from the waveform shaping circuit 11 and the reference sine wave voltage to be supplied to the load. , Used in relation to time Dt.
第3A図及び第3B図に示すとおり、時間Dtは駆動回路Ａ
から出力されるパルスWP1の立ち上がり時点と駆動回路
Ｂから出力されるパルスWP2の立ち上がり時点との時間
差である。前記のように、スイッチング時間微分回路５
は矩形波発生回路４からの第3F図に示す矩形波の出力信
号と出力電圧比較及び位相判別回路６からの第3E図に示
す全波整流波形の出力信号と加算した結果の信号を微分
する。この場合、波形整形回路11からの実際の正弦波の
方が基準の正弦波よりも大きいとき、出力電圧比較及び
位相判別回路６から出力される整流された電圧は基準の
正弦波の電圧よりも大きい。したがって、スイッチング
時間微分回路５に与えられる信号は、実際の正弦波電圧
と基準の正弦波電圧との大きさの差がゼロの場合にスイ
ッチング時間微分回路５に与えられる信号よりも鋭いピ
ークを有することになる。その結果、スイッチング時間
微分回路５から出力されるパルスの幅は、実際の正弦波
電圧と基準の正弦波電圧との大きさの差がゼロの場合に
スイッチング時間微分回路５から出力されるパルスの幅
よりも狭くなるので、時間差Dtは大きくなる。したがっ
て、波形整形回路11から出力される実際の出力電圧は低
下し、最終的には実際の正弦波と基準の正弦波との差が
補償される。As shown in FIGS. 3A and 3B, time Dt is equal to drive circuit A.
Is the time difference between the rising point of the pulse WP1 output from the controller and the rising point of the pulse WP2 output from the driving circuit B. As described above, the switching time differentiating circuit 5
Is differentiated from the output signal of the square wave shown in FIG. 3F from the square wave generating circuit 4 and the output voltage comparison and the output signal of the full-wave rectified waveform shown in FIG. . In this case, when the actual sine wave from the waveform shaping circuit 11 is larger than the reference sine wave, the rectified voltage output from the output voltage comparison and phase determination circuit 6 is higher than the reference sine wave voltage. large. Therefore, the signal given to the switching time differentiating circuit 5 has a sharper peak than the signal given to the switching time differentiating circuit 5 when the difference between the magnitude of the actual sine wave voltage and the reference sine wave voltage is zero. Will be. As a result, the width of the pulse output from the switching time differentiating circuit 5 is equal to the width of the pulse output from the switching time differentiating circuit 5 when the difference between the actual sine wave voltage and the reference sine wave voltage is zero. Since it is smaller than the width, the time difference Dt increases. Therefore, the actual output voltage output from the waveform shaping circuit 11 decreases, and finally, the difference between the actual sine wave and the reference sine wave is compensated.
逆に、波形整形回路11からの実際の正弦波の方が基準
の正弦波よりも小さいときには、時間差Dtも小さくなる
ので、波形整形回路11から出力される実際の出力電圧は
大きくなり、最終的には実際の正弦波と基準の正弦波と
の差が補償される。このように、時間差Dtは実際の出力
電圧と基準の正弦波との差から定められるので、矩形波
発生回路４、スイッチング時間微分回路５、出力電圧比
較及び位相判別回路６の共同動作によって時間差Dtの値
は固定されず、実際の出力電圧に応じて変動するもので
ある。Conversely, when the actual sine wave from the waveform shaping circuit 11 is smaller than the reference sine wave, the time difference Dt also becomes smaller, so that the actual output voltage output from the waveform shaping circuit 11 increases, Is compensated for the difference between the actual sine wave and the reference sine wave. As described above, since the time difference Dt is determined from the difference between the actual output voltage and the reference sine wave, the time difference Dt is obtained by the joint operation of the rectangular wave generation circuit 4, the switching time differentiation circuit 5, the output voltage comparison and the phase determination circuit 6. Is not fixed, but fluctuates according to the actual output voltage.
したがって、前述したようにコンデンサC3,C4、トラ
ンスフォマーT3に依って共振された電圧であるＤ点の電
圧は、コンデンサC7,C8及びC9と抵抗R8及びR9を通じて
蛍光ランプの陰極を予熱，点灯する。Therefore, as described above, the voltage at the point D, which is the voltage resonated by the capacitors C 3 and C 4 and the transformer T 3 , passes through the capacitors C 7 , C 8 and C 9 and the resistors R 8 and R 9 . Preheats and turns on the cathode of the fluorescent lamp.
［発明の効果］ 以上のような回路を採用することにより、本発明によ
るスイッチング式電子安定器は従来のスタートランプと
チョークトランスフォマーが全く要らないので、20〜40
％の電力節減効果を得ることができる。また本発明によ
ると、20KHz乃至40KHzの高周波を使用するため、視力が
保護され、低温状態（−30℃）でも放電が可能であり、
蛍光ランプの両端においての黒化現象が全く生じない。
そして、本発明によるスイッチングトランジスターQ1と
Q2のスイッチング損失を減少することができ、温度上昇
を抑えて、安定した周波数を保ち得る長所がある。[Effects of the Invention] By employing the circuit as described above, the switching type electronic ballast according to the present invention does not require any conventional start lamp and choke transformer, so that the ballast is 20 to 40.
% Power saving effect. According to the present invention, since a high frequency of 20 KHz to 40 KHz is used, visual acuity is protected, and discharge is possible even in a low temperature state (−30 ° C.)
No blackening occurs at both ends of the fluorescent lamp.
Then, the switching transistor Q 1 according to the present invention
Can reduce the switching loss of Q 2, to suppress the temperature rise, there is an advantage that can maintain a stable frequency.
第１図は、本発明によるスイッチング式電子安定器の一
実施例を示すブロック図である。 第２図は、第１図に示されたスイッチング式電子安定器
の詳細な回路図を例示的に示す。 第3A図乃至第3F図は、第２図に示された主要部分におけ
る電圧波形図である。 １……ブリッジ整流回路、２……定電圧回路 ３……平滑回路、４……矩形波発生回路 ５……スイッチング時間微分回路 ６……出力電圧比較及び位相判別回路 ７……駆動回路Ａ、８……駆動回路Ｂ ９……出力回路Ａ、10……出力回路Ｂ 11……波形整形回路、12……負荷FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a switching electronic ballast according to the present invention. FIG. 2 exemplarily shows a detailed circuit diagram of the switching electronic ballast shown in FIG. FIGS. 3A to 3F are voltage waveform diagrams of the main part shown in FIG. 1 bridge rectifier circuit 2 constant voltage circuit 3 smoothing circuit 4 rectangular wave generating circuit 5 switching time differentiating circuit 6 output voltage comparison and phase determination circuit 7 drive circuit A 8 ... Drive circuit B 9 ... Output circuit A, 10 ... Output circuit B 11 ... Waveform shaping circuit, 12 ... Load
Claims (3)
ング式電子安定器において、矩形波を発生させる矩形波
発生回路と、 波形整形回路からフィードバックされた一部の出力電圧
を一定電圧と比較して全波整流させる出力電圧比較及び
位相判別回路と、 前記矩形波発生回路からの矩形波と、前記出力電圧比較
及び位相判別回路からの全波整流された波形とを合成し
て、パルス幅を任意に制限して出力するスイッチング時
間微分回路と、 上記スイッチング時間微分回路よりパルス幅が制限され
た波形を入手するように分岐接続された駆動回路Ａ及び
Ｂと、 上記各々の駆動回路Ａ及びＢの出力に対し、交互に対応
動作する出力回路Ａ及びＢと、 上記出力回路Ａ及びＢからの出力を整形波で整形する波
形整形回路と、 を備えたことを特徴とするスイッチング式電子安定器。In a switching electronic ballast provided with a rectifier circuit and a constant voltage circuit, a rectangular wave generating circuit for generating a rectangular wave and a part of output voltage fed back from a waveform shaping circuit are compared with a constant voltage. An output voltage comparison and phase determination circuit for performing full-wave rectification, and a rectangular wave from the rectangular wave generation circuit and a full-wave rectified waveform from the output voltage comparison and phase determination circuit are combined to form a pulse width. A switching time differentiating circuit for arbitrarily limiting and outputting; driving circuits A and B branch-connected so as to obtain a waveform with a limited pulse width from the switching time differentiating circuit; Output circuits A and B that alternately operate with respect to the output of the above, and a waveform shaping circuit that shapes the outputs from the output circuits A and B with a shaped wave. Switching type electronic ballast.
幅を任意に制限し得るように構成したことを特徴とする
請求項１記載のスイッチング式電子安定器。2. The switching electronic ballast according to claim 1, wherein said switching time differentiating circuit is configured to be able to arbitrarily limit a pulse width.
出力電圧比較及び位相判別回路にフィードバックされる
ように構成したことを特徴とする請求項１記載のスイッ
チング式電子安定器。3. The switching type electronic ballast according to claim 1, wherein an output voltage derived from said waveform shaping circuit is fed back to an output voltage comparing and phase discriminating circuit.
Priority Applications (1)
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| JP16361489A JP2704432B2 (en) | 1989-06-26 | 1989-06-26 | Switching electronic ballast |
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1989
- 1989-06-26 JP JP16361489A patent/JP2704432B2/en not_active Expired - Lifetime
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