JP2698580B2 - 電圧／パルス幅変換回路 - Google Patents
電圧／パルス幅変換回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、蛍光表示管等の電子表示装置の輝度調整等
のために用いられる電圧／パルス幅変換回路に関するも
のである。 （従来の技術） 例えば、自動車内にはオーディオ装置用の電子表示装
置が設けられているが、自動車の夜間の走行時において
その電子表示装置の輝度を運転者が任意に設定する方法
として、電子表示装置の表示器の各セグメントに接続さ
れている駆動出力のパルス幅を制御して輝度を設定する
方法がある。このパルス幅制御方法において輝度制御用
電圧入力を所定のパルス幅に変換するために種々の電圧
／パルス幅変換回路が提案されている。 従来、この種の電圧／パルス幅変換回路としては、ア
ナログ方式のものと、ディジタル方式のものとがあっ
た。以下、その構成を図を用いて説明する。 第２図は従来のアナログ方式の電圧／パルス幅変換回
路の一構成例を示す回路図である。 この電圧／パルス幅変換回路は、電圧パルス幅変調制
御電圧入力信号（以下、PWM制御電圧入力信号という）S
1を入力する入力端子１、パルス幅変調出力信号（以
下、PWM出力信号という）S2を出力する出力端子２、CR
発振回路10、及び電圧比較器20を有し、入力端子１が電
圧比較器20の（＋）側入力端子に、CR発振回路10の出力
側が電圧比較器20の（−）側入力端子にそれぞれ接続さ
れ、その電圧比較器20の出力端子が出力端子２に接続さ
れている。 CR発振回路10は、のこぎり波状の発振信号S10を出力
する回路であり、NPNトランジスタのコレクタ側がオー
プン状態になったNPNオープンコレクタ出力型の電圧比
較器11、コンデンサ12、及び５個の抵抗13〜17を有して
いる。図示しない電子表示装置の（＋）側電源端子から
供給される電圧V10は、各電圧比較器11,20の電源端子に
それぞれ印加されると共に、分圧用の抵抗13,14を介し
て信号S11aの形で電圧比較器11の（＋）側入力端子に与
えられる。電圧比較器11の（−）側入力端子には、コン
デンサ12を通して信号S11bが入力される。 入力端子１にはそれにPWM制御電圧入力信号S1を供給
するための入力回路が接続されている。この入力回路は
自動車内の夜間照明用スイッチ30を有し、そのスイッチ
30の一方が自動車のバッッリの（＋）側端子に接続さ
れ、通常13.8V程度のバッテリ電圧V30が印加される。ス
イッチ30の他方は可変抵抗31を介して分圧抵抗32,33に
接続され、その分圧抵抗32,33の接続点が入力端子１に
接続されている。 第３図は第２図の信号波形図、第４図は第２図の入出
力特性図であり、これらの図を参照しつつ第２図の動作
を説明する。 第２図において、CR発振回路10及び電圧比較器20に電
圧V10が供給されると、CR発振回路10は発振し、通常128
HZ程度の発振周波数の発振信号S10を出力して電圧比較
器20の（−）側入力端子へ供給する。発振信号S10の周
波数と波形はコンデンサ12と抵抗13〜17とで決定され
る。すなわち、抵抗13〜17によってコンデンサ12が充電
されていくと、電圧比較器11の（−）側の入力信号S11b
が上昇していく。この時、電圧比較器11の（＋）側の入
力信号S11aも、抵抗13,14による分圧電位を基準として
フィードバック用抵抗15の作用により少しづつ上昇して
いく。フィードバック用の抵抗17は他の抵抗13〜16の抵
抗値に比較して非常に小さい値である。電圧比較器11の
（−）側入力信号S11bが（＋）側入力信号S11aより大き
くなると、この電圧比較器11の出力信号S10は低レベル
（以下、“L"という）となるので、コンデンサ12の充電
電圧は抵抗17を通して大地側へ急激に放電され接地電位
（＝OV）となる。同時に（＋）側の入力信号S11aも急激
に電位が低下する。この電位の変化量は抵抗13〜17の各
抵抗値によって決定される。そして（−）側入力信号S1
1bが（＋）側入力信号S11aよりも電位が下がると、電圧
比較器11の出力信号S10はオフ状態となり、（−）側入
力信号S11bが（＋）側入力信号S11aの電位よりも高くな
るまで、抵抗13〜17によりコンデンサ12が充電されてい
く。このような動作により、CR発振回路10は発振動作を
継続して行う。 自動車の夜間走行において、夜間照明用スイッチ30が
オン状態となり、可変抵抗31にバッテリ電圧V30が供給
されると、その可変抵抗31の設定位置に対応した電圧が
分圧抵抗32,33を介してPWM制御電圧入力信号S1の形で入
力端子１に入力され、電圧比較器20の（＋）側入力端子
に供給される。可変抵抗31を調節すると、PWM制御電圧
入力信号S1は第３図の信号S1−1,S1−２のようにそのレ
ベルが変化する。電圧比較器20はCR発振回路10の出力信
号S10とPWM制御電圧入力信号S1とのレベル比較を行い、
電圧／パルス幅変換を行ってPWM出力信号S2を出力端子
２へ送出する。PWM出力信号S2は、S10≦S1の区間高レベ
ル（以下、“H"という）、S10≧S1の区間“L"となる。 第４図に示すように、PWM制御電圧入力信号S1に対す
るPWM出力信号S2の入出力特性曲線は、CR発振回路10の
出力波形によって決定されるため、抵抗13〜17とコンデ
ンサ12の値を選択して理想的な特性曲線に近似させる必
要があるが、それにも限界がある。 第５図は従来のディジタル方式の電圧／パルス幅変換
回路の一構成例を示す回路図である。 この電圧／パルス幅変換回路はアナログ／ディジタル
変換器（以下、A/D変換器という）を用いたもので、PWM
制御電圧入力信号S1を入力する入力端子40、基準周波数
信号S0を入力する入力端子41、及びPWM出力信号S2を出
力する出力端子42を有している。入力端子40と出力端子
42との間には10ビット程度のA/D変換器43、1024ワード
×10ビット程度の読出し専用メモリ（以下、ROMとい
う）44、及び10ビット程度のPWM発生回路45が縦続接続
されている。また入力端子41にはタイミング発生回路46
の入力端子が接続され、その回路46の出力端子がA/D変
換器43、ROM44及びPWM発生回路45に接続されている。 次に動作を説明する。 基準周波数信号S0が入力端子41に供給されると、タイ
ミング発生回路46は基準周波数信号S0に基づきタイミン
グ信号を生成し、そのタイミング信号をA/D変換器43、R
OM44及びPWM発生回路45に供給してそれらの回路を動作
させる。すると、入力端子40に供給されたPWM制御電圧
入力信号S1はA/D変換器43でディジタル信号に変換さ
れ、ROM44に入力される。ROM44は入力されたディジタル
信号に対応した所定のデータを読み出し、PWM発生回路4
5に与える。PWM発生回路45では入力されたデータに対応
したPWM出力信号S2を生成し、その信号S2を出力端子42
へ出力する。 （発明が解決しようとする問題点） しかしながら、上記構成の回路では、次のような問題
点があった。 （ｉ） 第２図のアナログ方式の電圧／パルス幅変換回
路では、回路規模は小さいが、CR発振回路の発振周波数
が128HZ程度と低いため、このCR発振回路10を構成する
抵抗13〜17の値が数100KΩと大きくなる。そのため、CR
発振回路10を集積回路（以下、ICという）に内蔵する
と、チップサイズが増大するばかりか、抵抗13〜17の値
の絶対値の製造ばらつきが発振出力波形に影響して結果
としてPWM出力信号S2の精度を低下させるので、IC内蔵
には不向きである。抵抗13〜17を外付けとしたIC化も考
えられるが、端子数が増大する問題がある。IC化の代り
に回路構成素子をディスクリート部品（個別部品）で組
みあげて回路を形成することも考えられるが、回路が大
型化するため、カーラジオ（チューナ）等における表示
器の裏面の取付場所は狭く、実装面で不利となる。 また、PWM制御電圧入力信号S1に対するPWM出力信号S2
の特性は、CR発振回路10の発振信号S10によって決定さ
れるため、PWM出力信号S2の波形設定に制約をうけ、任
意に設定できない。発振信号S10の波形を決定するコン
デンサ12に容量ばらつきがあると、精度が低下する。 （ii） 第５図のディジタル方式の電圧／パルス幅変換
回路では、特性及び精度上は問題ないが、回路規模が大
きくなってチップサイズの大型化とそれによるコスト高
のために、駆動回路等の他の回路部との１チップIC化の
実現が困難である。 本発明は、前記従来技術が持っていた問題点を解決
し、簡単な回路構成、実装時のチップサイズの小型化が
可能、高精度、かつPWM出力信号の持つデュティ比の制
御が容易な電圧／パルス幅変換回路を提供するものであ
る。 （問題点を解決するための手段） 本発明は、前記問題点を解決するために、入力された
アナログ入力信号に応じたデュティ比を持つPWM出力信
号を出力する電圧／パルス幅変換回路において、基準周
波数信号を順次計数し、該順次計数した計数値に応じた
複数ビットのディジタル信号を出力する計数手段と、前
記ディジタル信号をアナログ信号に変換するディジタル
／アナログ変換手段（以下、D/A変換手段という）と、
前記A/D変換手段によって出力される前記アナログ信号
と前記入力されたアナログ入力信号とを比較し、該アナ
ログ入力信号に応じたデュティ比を持つPWM出力信号を
出力する比較手段とを、備えている。 前記D/A変換手段は、前記ディジタル信号が示す前記
計数値が所定の数値の範囲内であれば、該範囲内におい
て該計数値の直前の計数値に対応するアナログ信号から
の変化量が任意なアナログ信号を出力し、前記ディジタ
ル信号が示す前記計数値が所定の数値の範囲外の時は、
所定の一定値のアナログ信号を出力するものである。 （作 用） 本発明によれば、以上のように電圧／パルス幅変換回
路を構成したので、基準周波数信号が計数手段で順次計
数され、その計数値に応じた複数ビットのディジタル信
号が該計数手段から出力される。計数手段から出力され
たディジタル信号は、D/A変換手段でアナログ信号に変
換される。D/A変換手段では、ディジタル信号が示す計
数値が所定の数値の範囲内（例えば、カウント値２〜6
3）であれば、その範囲内において該計数値の直前の計
数値に対応するアナログ信号からの変化量が任意なアナ
ログ信号を出力し、所定の数値の範囲外（例えば、カウ
ント値０〜１、64〜255）の時は、所定の一定値のアナ
ログ信号を出力する。このアナログ信号と、入力された
アナログ入力信号とが、比較手段で比較され、該アナロ
グ入力信号に応じたデュティ比を有するPWM出力信号が
該比較手段から出力される。 （実施例） 第１図は本発明の第１の実施例を示す電圧／パルス幅
変換回路の回路図である。 この電圧／パルス幅変換回路は、従来の第２図のアナ
ログ方式電圧／パルス幅変換回路のCR発振回路10を、複
数ビットのカウントと複数ビットのD/A変換器とで構成
したものである。 すなわち、この電圧／パルス幅変換回路は、アナログ
入力信号であるPWM制御電圧入力信号S50を入力する入力
端子50、基準周波数信号S51を入力する入力端子51、及
び周波数が例えば128HZのPWM出力信号S52を出力する出
力端子52を有している。入力端子50は、比較手段である
電圧比較器53の（＋）側入力端子に接続され、その電圧
比較器53の出力端子が出力端子52に接続されている。ま
た、入力端子51には、計数手段である例えば８ビットの
バイナリカウンタからなるカウンタ54の入力端子が接続
され、そのカウンタ54の出力端子が、D/A変換手段であ
る例えば６ビットのD/A変換器55の入力端子55aに接続さ
れている。D/A変換器55は入力端子55aに供給されるカウ
ンタ出力をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号S5
5を出力端子55bから出力する回路であり、その出力端子
55bが電圧比較器53の（−）側入力端子に接続されてい
る。 入力端子50にはそれにPWM制御電圧入力信号S50を供給
するための入力回路が接続されている。この入力回路は
自動車内における運転席の計器類の夜間照明用スイッチ
60を有し、そのスイッチ60の一方が（＋）側バッテリ電
圧V60（通常13.8V程度）に接続され、そのスイッチ60の
他方が可変抵抗61を介して大地に接続されている。可変
抵抗61の出力端子は分圧抵抗62,63を介して大地に接続
され、その分圧抵抗62と63の接続点が入力端子50に接続
されている。 入力端子51には、それに周波数が例えば32.768KHZの
基準周波数信号S51を供給するための基準周波数信号発
生手段である発振回路64が接続されている。また、夜間
照明用スイッチ60の他方には検出回路65の入力端子が接
続され、その検出回路65の出力端子と出力端子52とが、
出力手段である２入力の論理和ゲート（以下、ORゲート
という）66の入力端子に接続され、そのORゲート66の出
力端子からPWM出力信号S66が出力される。ここで、検出
回路65はスイッチ60のオフ状態を検出して“H"の信号を
出力する回路である。 第６図は第１図の６ビットD/A変換器55の構成例を示
す回路図である。 このD/A変換器55は、抵抗分圧形のD/A変換器であり、
デコーダ70、アナログスイッチ71−１〜71−64、及び分
圧抵抗72−１〜72−64を有している。デコーダ70は８ビ
ット入力20〜27の入力端子55a、及び出力端子OUT0〜1,O
UT2〜OUT63,OUT64〜255を有し、入力信号を解読してそ
の解読結果を出力する回路である。デコーダ70の各出力
端子OUT0〜1,OUT2〜OUT63,OUT64〜255は、アナログスイ
ッチ71−１〜71−64の制御入力端子にそれぞれ接続さ
れ、その各アナログスイッチ71−１〜71−64の一方が出
力端子55bに共通接続され、その各アナログスイッチ71
−１〜71−64の他方が分圧抵抗72−１〜72−64の接続点
にそれぞれ接続されている。アナログスイッチ71−１の
他方及び分圧抵抗72−１は大地に、アナログスイッチ71
−64の他方及び分圧抵抗72−64は基準電圧V0にそれぞれ
接続されている。なお、デコーダ70の出力端子OUT0〜１
からは信号S70−１が、その出力端子OUT64〜255からは
信号S70−２がそれぞれ出力される。 第７図は第１図及び第６図の信号波形図、第８図は第
１図の入出力特性図であり、これらの第７図及び第８図
を参照しつつ第１図及び第６図の動作を説明する。 先ず、自動車のイグニッションキーをオン状態とし、
次いで電子表示装置の電源をオン状態にすると、第１図
の回路に電源が供給され、発振回路64が発振を行って周
波数32.768KHZの基準周波数信号S51を出力し、それを入
力端子51を通して８ビットカウンタ54へ供給する。８ビ
ットカウンタ54はカウント値０〜255までのカウント動
作を連続的に行い、その出力を６ビットD/A変換器55の
入力端子55aへ与える。 D/A変換器55では第６図のデコーダ70によってカウン
ト値に対応した出力端子OUT0〜1,OUT2〜OUT63,OUT64〜2
55を順次選択し、その選択した出力端子OUT0〜1,OUT2〜
OUT63,OUT64〜255を通してアナログスイッチ71−１〜71
−64を順次オン状態にし、分圧抵抗72−１〜72−64で設
定された電圧の信号S55を出力端子55bに出力する。すな
わち、６ビットD/A変換器55において、デコーダ70の入
力端子55aに入力される８ビットカウンタ54のカウント
値が０〜１の区間、デコーダ70の出力端子OUT0〜１を通
してアナログスイッチ71−１がオン状態となり、他のア
ナログスイッチ71−２〜71−64がオフ状態であるので、
0Vの信号S55が出力端子55bに出力される。カウント値が
２の区間、デコーダ70の出力端子OUT2を通してアナログ
スイッチ71−２がオン状態となり、他のアナログスイッ
チ71−1,71−３〜71−64がオフ状態であるので、アナロ
グスイッチ71−２がオン状態となり、分圧抵抗72−１と
72−２の接続点の電圧が信号S55として出力される。同
様な動作がアナログスイッチ71−64まで行われる。８ビ
ットカウンタ54は連続カウント動作を行っているので、
D/A変換器55もアナログスイッチ71−１〜71−64の選択
動作を連続的に行い、第７図のような波形の信号S55を
出力し、電圧比較器53の（−）側入力端子に供給する。
なお、第７図の信号S55はカウント値２〜63の区間、リ
ニアに表現されているが、実際は階段波である。 次に、自動車の夜間走行において夜間照明用スイッチ
60がオン状態となると、約13.8Vのバッテリ電圧V60が可
変抵抗61に供給され、その可変抵抗61の抵抗値に対応し
て０〜13.8Vの電圧が出力され、分圧抵抗62,63に印加さ
れる。この分圧抵抗62,63の抵抗値は、電圧比較器53の
動作入力電圧範囲とD/A変換器55の出力信号S55の出力電
圧範囲とから決定されている。分圧抵抗62と63の接続点
の電圧はPWM制御電圧入力信号S50の形で入力端子50を通
して電圧比較器53の（＋）側入力端子に供給される。PW
M制御電圧入力信号S50は、可変抵抗61の調節により、第
１図の信号S50−1,S50−２のようにそのレベルが変化す
る。 電圧比較器53はD/A変換器55の出力信号S55とPWM制御
電圧入力信号S50（S50−1,S50−２）との大小比較を行
い、それに応じたPWM出力信号S52を生成して出力端子52
へ出力する。PWM出力信号S52はS50≧S55の区間“H"とな
り、S50≦S55の区間“L"となる。そして第７図から明ら
かなように、可変抵抗61を調節することにより、PWM制
御電圧入力信号S50−1,S50−２に応じたデュティ比を有
するPWM出力信号S52を得ることができる。 本実施例の入出力特性例が第８図に示されているが、
この図から明らかなように、夜間のPWM制御範囲はPWM出
力信号S52のデュティ比で１〜25％までとなっており、
しかもPWM出力信号S52の曲線が１％から25％まで直線で
なく、１％付近において細かなPWM制御が実施でき、25
％付近において大まかな制御をする特性になっている
が、これは自動車運転者の意向によるものである。この
ようなPWM特性はD/A変換器55の出力信号S55の波形によ
って決定されるが、第６図から明らかなように、D/A変
換器55の出力信号S55は分圧抵抗72−１〜72−64の抵抗
比で決定されるため、任意の出力信号S55の波形が得ら
れる。特にデュティ比１％付近を細かく、25％付近を荒
く制御するためには、分圧抵抗72−１と72−64を除いて
分圧抵抗72−２を最も大きい抵抗値とし、分圧抵抗72−
２から72−63に向って順次抵抗値を小さく設定しておけ
ば、実現可能である。 第６図のようなD/A変換器55を用いれば、簡易な回路
構成で、その出力信号S55の波形を任意に設定できるば
かりか、次のような利点もある。出力信号S55の精度に
ついて考察すると、基準電圧V0の精度と安定度を高くし
ておけば、分圧抵抗72−１〜72−64の抵抗比で出力信号
S55の精度が決定されるので、ICに内蔵しても、そのIC
の製造ばらつきを考慮して抵抗比が２％以下を保証でき
れば、実用上何ら問題とならない。D/A変換器55の出力
信号S55に要求される特性は、ある設定曲線の範囲内を
保証し、かつ直線性（リニアティ）があれば良く、各分
圧抵抗72−１〜72−64の接続点での絶対値の精度をあま
り必要としない。 なお、昼間の自動車の走行時において、自動車内は明
るいために電子表示装置の精度が不足ぎみである。その
ため電子表示装置の表示器は、デュティ比100％で駆動
することが望ましい。この状態も第８図における昼間区
間のPWM特性として示されている。夜間か昼間かの設定
は、夜間照明用スイッチ60がオンか、オフかによって行
い、スイッチ60の出力側にバッテリ電圧V60が供給され
ているときが夜間、そのスイッチ60の出力側が0Vのとき
に昼間と検出すればよい。そのため、第１図に示すよう
に検出回路65及びORゲート66を設け、スイッチ60の出力
側が0Vのときに検出回路65から“H"の信号を出力し、そ
の信号をORゲート66を通してPWM出力信号S66の形で出力
するようにすれば、昼間においてPWM100％出力を容易に
得ることができる。これにより、PWM出力信号S66の持つ
デュティ比の制御がより容易になる。 第９図は本発明の第２の実施例を示す電圧／パルス幅
変換回路の回路図であり、第１図中の要素と同一の要素
には同一の符号が付されている。 この実施例の電圧／パルス幅変換回路が第１図の実施
例と異なる点は、出力端子52とORゲート66の入力端子と
の間に新たに出力手段である付加回路80を追加すると共
に、発振回路64に発振ストップ機能を有するストップ端
子STOPを設け、８ビットカウンタ54にリセット機能を有
するリセット端子Ｒを設け、これらのリセット手段を用
いて検出回路65の出力信号により発振ストップとリセッ
ト動作を制御するようにした点である。 ここで、付加回路80はＤ型フリップフロップ（以下、
Ｄ−FFという）81と２入力ORゲート82とで構成されてい
る。ORゲート82は、PWM制御電圧入力信号S50が0V付近に
あるときにも第８図のPWM特性の１％デュティ比を確実
に保証するための回路であり、その一方の入力端子は出
力端子52に、他方の入力端子はD/A変換器55中のデコー
ダ70の出力端子OUT0〜１にそれぞれ接続されている。Ｄ
−FF81は、D/A変換器55中のアナログスイッチ71−１〜7
1−64のオン，オフ切替え時にその出力信号S55に過渡的
なスパイクやオーバシュート（グリッチ）が発生し、PW
M出力信号S52に悪影響を及ぼすおそれがあるので、その
グリッチによる悪影響を防止するための回路であり、そ
のデータ入力端子ＤがORゲート82の出力端子に、そのク
ロック端子が発振回路64の出力端子に、その出力端子Ｑ
がORゲート66の入力端子にそれぞれ接続されている。 以上の構成において、検出回路65の出力信号が“H"に
なると、発振回路64が発振動作を停止すると共に、８ビ
ットカウンタ54がリセットされる。またD/A変換器55中
のデコーダ70の出力端子OUT0〜１が選択され、その出力
端子OUT0〜１から信号S70−１が第７図のように出力さ
れると、その信号S70−１がORゲート82を通してＤ−FF8
1のデータ入力端子Ｄに入力される。それによって第８
図におけるPWM特性の１％デュティ比が保証され、かつ
グリッチによる悪影響も防止される。 なお、本発明は図示の実施例に限定されず、種々の変
形が可能である。その変形例としては、例えば次のよう
なものがある。 （ｉ） カウンタ54は８ビットのバイナリカウンタで構
成したが、そのビット数を他の数にしたり、あるいはバ
イナリカウンタ以外のカウンタで構成してもよい。この
際、使用するカウンタのカウンタコードに合せてD/A変
換器55のデコーダ70を対応させればよい。 （ii） D/A変換器55として６ビットの抵抗分圧形D/A変
換器を例にとり説明したが、他のビット数あるいは形式
のD/A変換器で構成してもよい。 （iii） その他、入力端子50に接続される入力回路を
他の回路構成にする等、種々の変形が可能である。ま
た、本発明の電子表示装置以外の装置に適用することも
可能である。 （発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、計数手
段、D/A変換手段、及び比較手段を備えているので、回
路規模もあまり大きくならず、端子数も少なく、かつ外
付け部品点数も少なくでき、それによって表示器の駆動
回路部との１チップIC化が容易となり、低コストと小型
化が実現できる。そのため、自動車の電子表示装置等の
取付けスペースに制限を受ける場所にも、容易に実装で
きる。 本発明のD/A変換手段は、計数手段の計数値が所定の
範囲外であれば、所定の一定値のアナログ信号を出力す
ることができ、計数手段の計数値が所定の範囲内であれ
ば、その計数値の直前の計数値に対応するアナログ信号
とその計数値に対するアナログ信号との間の変化量を任
意にするものである。つまり、例えば、デュティ比が小
さい（１％付近）PWM出力信号に対応するアナログ信号
の増加量を小さくしたり、デュティ比が大きい（25％付
近）PWM出力信号に対応するアナログ信号の増加量を大
きくしたりすることができるものである。よって、本発
明はD/A変換手段に特徴を持たせることのみで、PWM出力
信号のデュティ比の制御をより容易にすることが可能で
あり、特に必要とされるデュティ比のPWM出力信号付近
をより高精度にしたりすることができる。 このため、本発明の電圧／パルス幅変換回路は、その
使用用途に応じて、特に必要とされるデュティ比のPWM
出力信号付近を高精度にして対応可能である。つまり、
アナログ入力信号に対するPWM出力信号の特性は、設計
時に任意に設定でき、それによって高精度の輝度制御等
が行える。PWM出力信号の精度についても、基本的にはD
/A変換手段の精度と比較手段の精度とによって決定され
るが、比較手段の精度は入力オフセット電圧が5mV程度
以下なら問題とならない。残るD/A変換手段の精度であ
るが、例えば抵抗分圧形D/A変換器を用いた場合、その
精度は複数の分圧抵抗の抵抗比で決定されるため、初期
及び温度に対する変換精度も従来のアナログ方式に比べ
て大幅に改善できる。 このように、本発明では、所定のデュティ比のPWM出
力信号を、簡易な回路構成で高精度に得られると共に、
他のデュティ比のPWM出力信号を固定化して、そのPWM出
力信号の持つデュティ比の制御をより容易にすることが
可能となる。 本発明は汎用性があるため、カーオーディオ装置（例
えば、チューナ、カセットデッキ、コンパクトディス
ク、カークロック、その他の情報表示装置）や、その他
の電子表示装置の輝度制御回路等に、広く応用できる。
のために用いられる電圧／パルス幅変換回路に関するも
のである。 （従来の技術） 例えば、自動車内にはオーディオ装置用の電子表示装
置が設けられているが、自動車の夜間の走行時において
その電子表示装置の輝度を運転者が任意に設定する方法
として、電子表示装置の表示器の各セグメントに接続さ
れている駆動出力のパルス幅を制御して輝度を設定する
方法がある。このパルス幅制御方法において輝度制御用
電圧入力を所定のパルス幅に変換するために種々の電圧
／パルス幅変換回路が提案されている。 従来、この種の電圧／パルス幅変換回路としては、ア
ナログ方式のものと、ディジタル方式のものとがあっ
た。以下、その構成を図を用いて説明する。 第２図は従来のアナログ方式の電圧／パルス幅変換回
路の一構成例を示す回路図である。 この電圧／パルス幅変換回路は、電圧パルス幅変調制
御電圧入力信号（以下、PWM制御電圧入力信号という）S
1を入力する入力端子１、パルス幅変調出力信号（以
下、PWM出力信号という）S2を出力する出力端子２、CR
発振回路10、及び電圧比較器20を有し、入力端子１が電
圧比較器20の（＋）側入力端子に、CR発振回路10の出力
側が電圧比較器20の（−）側入力端子にそれぞれ接続さ
れ、その電圧比較器20の出力端子が出力端子２に接続さ
れている。 CR発振回路10は、のこぎり波状の発振信号S10を出力
する回路であり、NPNトランジスタのコレクタ側がオー
プン状態になったNPNオープンコレクタ出力型の電圧比
較器11、コンデンサ12、及び５個の抵抗13〜17を有して
いる。図示しない電子表示装置の（＋）側電源端子から
供給される電圧V10は、各電圧比較器11,20の電源端子に
それぞれ印加されると共に、分圧用の抵抗13,14を介し
て信号S11aの形で電圧比較器11の（＋）側入力端子に与
えられる。電圧比較器11の（−）側入力端子には、コン
デンサ12を通して信号S11bが入力される。 入力端子１にはそれにPWM制御電圧入力信号S1を供給
するための入力回路が接続されている。この入力回路は
自動車内の夜間照明用スイッチ30を有し、そのスイッチ
30の一方が自動車のバッッリの（＋）側端子に接続さ
れ、通常13.8V程度のバッテリ電圧V30が印加される。ス
イッチ30の他方は可変抵抗31を介して分圧抵抗32,33に
接続され、その分圧抵抗32,33の接続点が入力端子１に
接続されている。 第３図は第２図の信号波形図、第４図は第２図の入出
力特性図であり、これらの図を参照しつつ第２図の動作
を説明する。 第２図において、CR発振回路10及び電圧比較器20に電
圧V10が供給されると、CR発振回路10は発振し、通常128
HZ程度の発振周波数の発振信号S10を出力して電圧比較
器20の（−）側入力端子へ供給する。発振信号S10の周
波数と波形はコンデンサ12と抵抗13〜17とで決定され
る。すなわち、抵抗13〜17によってコンデンサ12が充電
されていくと、電圧比較器11の（−）側の入力信号S11b
が上昇していく。この時、電圧比較器11の（＋）側の入
力信号S11aも、抵抗13,14による分圧電位を基準として
フィードバック用抵抗15の作用により少しづつ上昇して
いく。フィードバック用の抵抗17は他の抵抗13〜16の抵
抗値に比較して非常に小さい値である。電圧比較器11の
（−）側入力信号S11bが（＋）側入力信号S11aより大き
くなると、この電圧比較器11の出力信号S10は低レベル
（以下、“L"という）となるので、コンデンサ12の充電
電圧は抵抗17を通して大地側へ急激に放電され接地電位
（＝OV）となる。同時に（＋）側の入力信号S11aも急激
に電位が低下する。この電位の変化量は抵抗13〜17の各
抵抗値によって決定される。そして（−）側入力信号S1
1bが（＋）側入力信号S11aよりも電位が下がると、電圧
比較器11の出力信号S10はオフ状態となり、（−）側入
力信号S11bが（＋）側入力信号S11aの電位よりも高くな
るまで、抵抗13〜17によりコンデンサ12が充電されてい
く。このような動作により、CR発振回路10は発振動作を
継続して行う。 自動車の夜間走行において、夜間照明用スイッチ30が
オン状態となり、可変抵抗31にバッテリ電圧V30が供給
されると、その可変抵抗31の設定位置に対応した電圧が
分圧抵抗32,33を介してPWM制御電圧入力信号S1の形で入
力端子１に入力され、電圧比較器20の（＋）側入力端子
に供給される。可変抵抗31を調節すると、PWM制御電圧
入力信号S1は第３図の信号S1−1,S1−２のようにそのレ
ベルが変化する。電圧比較器20はCR発振回路10の出力信
号S10とPWM制御電圧入力信号S1とのレベル比較を行い、
電圧／パルス幅変換を行ってPWM出力信号S2を出力端子
２へ送出する。PWM出力信号S2は、S10≦S1の区間高レベ
ル（以下、“H"という）、S10≧S1の区間“L"となる。 第４図に示すように、PWM制御電圧入力信号S1に対す
るPWM出力信号S2の入出力特性曲線は、CR発振回路10の
出力波形によって決定されるため、抵抗13〜17とコンデ
ンサ12の値を選択して理想的な特性曲線に近似させる必
要があるが、それにも限界がある。 第５図は従来のディジタル方式の電圧／パルス幅変換
回路の一構成例を示す回路図である。 この電圧／パルス幅変換回路はアナログ／ディジタル
変換器（以下、A/D変換器という）を用いたもので、PWM
制御電圧入力信号S1を入力する入力端子40、基準周波数
信号S0を入力する入力端子41、及びPWM出力信号S2を出
力する出力端子42を有している。入力端子40と出力端子
42との間には10ビット程度のA/D変換器43、1024ワード
×10ビット程度の読出し専用メモリ（以下、ROMとい
う）44、及び10ビット程度のPWM発生回路45が縦続接続
されている。また入力端子41にはタイミング発生回路46
の入力端子が接続され、その回路46の出力端子がA/D変
換器43、ROM44及びPWM発生回路45に接続されている。 次に動作を説明する。 基準周波数信号S0が入力端子41に供給されると、タイ
ミング発生回路46は基準周波数信号S0に基づきタイミン
グ信号を生成し、そのタイミング信号をA/D変換器43、R
OM44及びPWM発生回路45に供給してそれらの回路を動作
させる。すると、入力端子40に供給されたPWM制御電圧
入力信号S1はA/D変換器43でディジタル信号に変換さ
れ、ROM44に入力される。ROM44は入力されたディジタル
信号に対応した所定のデータを読み出し、PWM発生回路4
5に与える。PWM発生回路45では入力されたデータに対応
したPWM出力信号S2を生成し、その信号S2を出力端子42
へ出力する。 （発明が解決しようとする問題点） しかしながら、上記構成の回路では、次のような問題
点があった。 （ｉ） 第２図のアナログ方式の電圧／パルス幅変換回
路では、回路規模は小さいが、CR発振回路の発振周波数
が128HZ程度と低いため、このCR発振回路10を構成する
抵抗13〜17の値が数100KΩと大きくなる。そのため、CR
発振回路10を集積回路（以下、ICという）に内蔵する
と、チップサイズが増大するばかりか、抵抗13〜17の値
の絶対値の製造ばらつきが発振出力波形に影響して結果
としてPWM出力信号S2の精度を低下させるので、IC内蔵
には不向きである。抵抗13〜17を外付けとしたIC化も考
えられるが、端子数が増大する問題がある。IC化の代り
に回路構成素子をディスクリート部品（個別部品）で組
みあげて回路を形成することも考えられるが、回路が大
型化するため、カーラジオ（チューナ）等における表示
器の裏面の取付場所は狭く、実装面で不利となる。 また、PWM制御電圧入力信号S1に対するPWM出力信号S2
の特性は、CR発振回路10の発振信号S10によって決定さ
れるため、PWM出力信号S2の波形設定に制約をうけ、任
意に設定できない。発振信号S10の波形を決定するコン
デンサ12に容量ばらつきがあると、精度が低下する。 （ii） 第５図のディジタル方式の電圧／パルス幅変換
回路では、特性及び精度上は問題ないが、回路規模が大
きくなってチップサイズの大型化とそれによるコスト高
のために、駆動回路等の他の回路部との１チップIC化の
実現が困難である。 本発明は、前記従来技術が持っていた問題点を解決
し、簡単な回路構成、実装時のチップサイズの小型化が
可能、高精度、かつPWM出力信号の持つデュティ比の制
御が容易な電圧／パルス幅変換回路を提供するものであ
る。 （問題点を解決するための手段） 本発明は、前記問題点を解決するために、入力された
アナログ入力信号に応じたデュティ比を持つPWM出力信
号を出力する電圧／パルス幅変換回路において、基準周
波数信号を順次計数し、該順次計数した計数値に応じた
複数ビットのディジタル信号を出力する計数手段と、前
記ディジタル信号をアナログ信号に変換するディジタル
／アナログ変換手段（以下、D/A変換手段という）と、
前記A/D変換手段によって出力される前記アナログ信号
と前記入力されたアナログ入力信号とを比較し、該アナ
ログ入力信号に応じたデュティ比を持つPWM出力信号を
出力する比較手段とを、備えている。 前記D/A変換手段は、前記ディジタル信号が示す前記
計数値が所定の数値の範囲内であれば、該範囲内におい
て該計数値の直前の計数値に対応するアナログ信号から
の変化量が任意なアナログ信号を出力し、前記ディジタ
ル信号が示す前記計数値が所定の数値の範囲外の時は、
所定の一定値のアナログ信号を出力するものである。 （作 用） 本発明によれば、以上のように電圧／パルス幅変換回
路を構成したので、基準周波数信号が計数手段で順次計
数され、その計数値に応じた複数ビットのディジタル信
号が該計数手段から出力される。計数手段から出力され
たディジタル信号は、D/A変換手段でアナログ信号に変
換される。D/A変換手段では、ディジタル信号が示す計
数値が所定の数値の範囲内（例えば、カウント値２〜6
3）であれば、その範囲内において該計数値の直前の計
数値に対応するアナログ信号からの変化量が任意なアナ
ログ信号を出力し、所定の数値の範囲外（例えば、カウ
ント値０〜１、64〜255）の時は、所定の一定値のアナ
ログ信号を出力する。このアナログ信号と、入力された
アナログ入力信号とが、比較手段で比較され、該アナロ
グ入力信号に応じたデュティ比を有するPWM出力信号が
該比較手段から出力される。 （実施例） 第１図は本発明の第１の実施例を示す電圧／パルス幅
変換回路の回路図である。 この電圧／パルス幅変換回路は、従来の第２図のアナ
ログ方式電圧／パルス幅変換回路のCR発振回路10を、複
数ビットのカウントと複数ビットのD/A変換器とで構成
したものである。 すなわち、この電圧／パルス幅変換回路は、アナログ
入力信号であるPWM制御電圧入力信号S50を入力する入力
端子50、基準周波数信号S51を入力する入力端子51、及
び周波数が例えば128HZのPWM出力信号S52を出力する出
力端子52を有している。入力端子50は、比較手段である
電圧比較器53の（＋）側入力端子に接続され、その電圧
比較器53の出力端子が出力端子52に接続されている。ま
た、入力端子51には、計数手段である例えば８ビットの
バイナリカウンタからなるカウンタ54の入力端子が接続
され、そのカウンタ54の出力端子が、D/A変換手段であ
る例えば６ビットのD/A変換器55の入力端子55aに接続さ
れている。D/A変換器55は入力端子55aに供給されるカウ
ンタ出力をアナログ信号に変換し、そのアナログ信号S5
5を出力端子55bから出力する回路であり、その出力端子
55bが電圧比較器53の（−）側入力端子に接続されてい
る。 入力端子50にはそれにPWM制御電圧入力信号S50を供給
するための入力回路が接続されている。この入力回路は
自動車内における運転席の計器類の夜間照明用スイッチ
60を有し、そのスイッチ60の一方が（＋）側バッテリ電
圧V60（通常13.8V程度）に接続され、そのスイッチ60の
他方が可変抵抗61を介して大地に接続されている。可変
抵抗61の出力端子は分圧抵抗62,63を介して大地に接続
され、その分圧抵抗62と63の接続点が入力端子50に接続
されている。 入力端子51には、それに周波数が例えば32.768KHZの
基準周波数信号S51を供給するための基準周波数信号発
生手段である発振回路64が接続されている。また、夜間
照明用スイッチ60の他方には検出回路65の入力端子が接
続され、その検出回路65の出力端子と出力端子52とが、
出力手段である２入力の論理和ゲート（以下、ORゲート
という）66の入力端子に接続され、そのORゲート66の出
力端子からPWM出力信号S66が出力される。ここで、検出
回路65はスイッチ60のオフ状態を検出して“H"の信号を
出力する回路である。 第６図は第１図の６ビットD/A変換器55の構成例を示
す回路図である。 このD/A変換器55は、抵抗分圧形のD/A変換器であり、
デコーダ70、アナログスイッチ71−１〜71−64、及び分
圧抵抗72−１〜72−64を有している。デコーダ70は８ビ
ット入力20〜27の入力端子55a、及び出力端子OUT0〜1,O
UT2〜OUT63,OUT64〜255を有し、入力信号を解読してそ
の解読結果を出力する回路である。デコーダ70の各出力
端子OUT0〜1,OUT2〜OUT63,OUT64〜255は、アナログスイ
ッチ71−１〜71−64の制御入力端子にそれぞれ接続さ
れ、その各アナログスイッチ71−１〜71−64の一方が出
力端子55bに共通接続され、その各アナログスイッチ71
−１〜71−64の他方が分圧抵抗72−１〜72−64の接続点
にそれぞれ接続されている。アナログスイッチ71−１の
他方及び分圧抵抗72−１は大地に、アナログスイッチ71
−64の他方及び分圧抵抗72−64は基準電圧V0にそれぞれ
接続されている。なお、デコーダ70の出力端子OUT0〜１
からは信号S70−１が、その出力端子OUT64〜255からは
信号S70−２がそれぞれ出力される。 第７図は第１図及び第６図の信号波形図、第８図は第
１図の入出力特性図であり、これらの第７図及び第８図
を参照しつつ第１図及び第６図の動作を説明する。 先ず、自動車のイグニッションキーをオン状態とし、
次いで電子表示装置の電源をオン状態にすると、第１図
の回路に電源が供給され、発振回路64が発振を行って周
波数32.768KHZの基準周波数信号S51を出力し、それを入
力端子51を通して８ビットカウンタ54へ供給する。８ビ
ットカウンタ54はカウント値０〜255までのカウント動
作を連続的に行い、その出力を６ビットD/A変換器55の
入力端子55aへ与える。 D/A変換器55では第６図のデコーダ70によってカウン
ト値に対応した出力端子OUT0〜1,OUT2〜OUT63,OUT64〜2
55を順次選択し、その選択した出力端子OUT0〜1,OUT2〜
OUT63,OUT64〜255を通してアナログスイッチ71−１〜71
−64を順次オン状態にし、分圧抵抗72−１〜72−64で設
定された電圧の信号S55を出力端子55bに出力する。すな
わち、６ビットD/A変換器55において、デコーダ70の入
力端子55aに入力される８ビットカウンタ54のカウント
値が０〜１の区間、デコーダ70の出力端子OUT0〜１を通
してアナログスイッチ71−１がオン状態となり、他のア
ナログスイッチ71−２〜71−64がオフ状態であるので、
0Vの信号S55が出力端子55bに出力される。カウント値が
２の区間、デコーダ70の出力端子OUT2を通してアナログ
スイッチ71−２がオン状態となり、他のアナログスイッ
チ71−1,71−３〜71−64がオフ状態であるので、アナロ
グスイッチ71−２がオン状態となり、分圧抵抗72−１と
72−２の接続点の電圧が信号S55として出力される。同
様な動作がアナログスイッチ71−64まで行われる。８ビ
ットカウンタ54は連続カウント動作を行っているので、
D/A変換器55もアナログスイッチ71−１〜71−64の選択
動作を連続的に行い、第７図のような波形の信号S55を
出力し、電圧比較器53の（−）側入力端子に供給する。
なお、第７図の信号S55はカウント値２〜63の区間、リ
ニアに表現されているが、実際は階段波である。 次に、自動車の夜間走行において夜間照明用スイッチ
60がオン状態となると、約13.8Vのバッテリ電圧V60が可
変抵抗61に供給され、その可変抵抗61の抵抗値に対応し
て０〜13.8Vの電圧が出力され、分圧抵抗62,63に印加さ
れる。この分圧抵抗62,63の抵抗値は、電圧比較器53の
動作入力電圧範囲とD/A変換器55の出力信号S55の出力電
圧範囲とから決定されている。分圧抵抗62と63の接続点
の電圧はPWM制御電圧入力信号S50の形で入力端子50を通
して電圧比較器53の（＋）側入力端子に供給される。PW
M制御電圧入力信号S50は、可変抵抗61の調節により、第
１図の信号S50−1,S50−２のようにそのレベルが変化す
る。 電圧比較器53はD/A変換器55の出力信号S55とPWM制御
電圧入力信号S50（S50−1,S50−２）との大小比較を行
い、それに応じたPWM出力信号S52を生成して出力端子52
へ出力する。PWM出力信号S52はS50≧S55の区間“H"とな
り、S50≦S55の区間“L"となる。そして第７図から明ら
かなように、可変抵抗61を調節することにより、PWM制
御電圧入力信号S50−1,S50−２に応じたデュティ比を有
するPWM出力信号S52を得ることができる。 本実施例の入出力特性例が第８図に示されているが、
この図から明らかなように、夜間のPWM制御範囲はPWM出
力信号S52のデュティ比で１〜25％までとなっており、
しかもPWM出力信号S52の曲線が１％から25％まで直線で
なく、１％付近において細かなPWM制御が実施でき、25
％付近において大まかな制御をする特性になっている
が、これは自動車運転者の意向によるものである。この
ようなPWM特性はD/A変換器55の出力信号S55の波形によ
って決定されるが、第６図から明らかなように、D/A変
換器55の出力信号S55は分圧抵抗72−１〜72−64の抵抗
比で決定されるため、任意の出力信号S55の波形が得ら
れる。特にデュティ比１％付近を細かく、25％付近を荒
く制御するためには、分圧抵抗72−１と72−64を除いて
分圧抵抗72−２を最も大きい抵抗値とし、分圧抵抗72−
２から72−63に向って順次抵抗値を小さく設定しておけ
ば、実現可能である。 第６図のようなD/A変換器55を用いれば、簡易な回路
構成で、その出力信号S55の波形を任意に設定できるば
かりか、次のような利点もある。出力信号S55の精度に
ついて考察すると、基準電圧V0の精度と安定度を高くし
ておけば、分圧抵抗72−１〜72−64の抵抗比で出力信号
S55の精度が決定されるので、ICに内蔵しても、そのIC
の製造ばらつきを考慮して抵抗比が２％以下を保証でき
れば、実用上何ら問題とならない。D/A変換器55の出力
信号S55に要求される特性は、ある設定曲線の範囲内を
保証し、かつ直線性（リニアティ）があれば良く、各分
圧抵抗72−１〜72−64の接続点での絶対値の精度をあま
り必要としない。 なお、昼間の自動車の走行時において、自動車内は明
るいために電子表示装置の精度が不足ぎみである。その
ため電子表示装置の表示器は、デュティ比100％で駆動
することが望ましい。この状態も第８図における昼間区
間のPWM特性として示されている。夜間か昼間かの設定
は、夜間照明用スイッチ60がオンか、オフかによって行
い、スイッチ60の出力側にバッテリ電圧V60が供給され
ているときが夜間、そのスイッチ60の出力側が0Vのとき
に昼間と検出すればよい。そのため、第１図に示すよう
に検出回路65及びORゲート66を設け、スイッチ60の出力
側が0Vのときに検出回路65から“H"の信号を出力し、そ
の信号をORゲート66を通してPWM出力信号S66の形で出力
するようにすれば、昼間においてPWM100％出力を容易に
得ることができる。これにより、PWM出力信号S66の持つ
デュティ比の制御がより容易になる。 第９図は本発明の第２の実施例を示す電圧／パルス幅
変換回路の回路図であり、第１図中の要素と同一の要素
には同一の符号が付されている。 この実施例の電圧／パルス幅変換回路が第１図の実施
例と異なる点は、出力端子52とORゲート66の入力端子と
の間に新たに出力手段である付加回路80を追加すると共
に、発振回路64に発振ストップ機能を有するストップ端
子STOPを設け、８ビットカウンタ54にリセット機能を有
するリセット端子Ｒを設け、これらのリセット手段を用
いて検出回路65の出力信号により発振ストップとリセッ
ト動作を制御するようにした点である。 ここで、付加回路80はＤ型フリップフロップ（以下、
Ｄ−FFという）81と２入力ORゲート82とで構成されてい
る。ORゲート82は、PWM制御電圧入力信号S50が0V付近に
あるときにも第８図のPWM特性の１％デュティ比を確実
に保証するための回路であり、その一方の入力端子は出
力端子52に、他方の入力端子はD/A変換器55中のデコー
ダ70の出力端子OUT0〜１にそれぞれ接続されている。Ｄ
−FF81は、D/A変換器55中のアナログスイッチ71−１〜7
1−64のオン，オフ切替え時にその出力信号S55に過渡的
なスパイクやオーバシュート（グリッチ）が発生し、PW
M出力信号S52に悪影響を及ぼすおそれがあるので、その
グリッチによる悪影響を防止するための回路であり、そ
のデータ入力端子ＤがORゲート82の出力端子に、そのク
ロック端子が発振回路64の出力端子に、その出力端子Ｑ
がORゲート66の入力端子にそれぞれ接続されている。 以上の構成において、検出回路65の出力信号が“H"に
なると、発振回路64が発振動作を停止すると共に、８ビ
ットカウンタ54がリセットされる。またD/A変換器55中
のデコーダ70の出力端子OUT0〜１が選択され、その出力
端子OUT0〜１から信号S70−１が第７図のように出力さ
れると、その信号S70−１がORゲート82を通してＤ−FF8
1のデータ入力端子Ｄに入力される。それによって第８
図におけるPWM特性の１％デュティ比が保証され、かつ
グリッチによる悪影響も防止される。 なお、本発明は図示の実施例に限定されず、種々の変
形が可能である。その変形例としては、例えば次のよう
なものがある。 （ｉ） カウンタ54は８ビットのバイナリカウンタで構
成したが、そのビット数を他の数にしたり、あるいはバ
イナリカウンタ以外のカウンタで構成してもよい。この
際、使用するカウンタのカウンタコードに合せてD/A変
換器55のデコーダ70を対応させればよい。 （ii） D/A変換器55として６ビットの抵抗分圧形D/A変
換器を例にとり説明したが、他のビット数あるいは形式
のD/A変換器で構成してもよい。 （iii） その他、入力端子50に接続される入力回路を
他の回路構成にする等、種々の変形が可能である。ま
た、本発明の電子表示装置以外の装置に適用することも
可能である。 （発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、計数手
段、D/A変換手段、及び比較手段を備えているので、回
路規模もあまり大きくならず、端子数も少なく、かつ外
付け部品点数も少なくでき、それによって表示器の駆動
回路部との１チップIC化が容易となり、低コストと小型
化が実現できる。そのため、自動車の電子表示装置等の
取付けスペースに制限を受ける場所にも、容易に実装で
きる。 本発明のD/A変換手段は、計数手段の計数値が所定の
範囲外であれば、所定の一定値のアナログ信号を出力す
ることができ、計数手段の計数値が所定の範囲内であれ
ば、その計数値の直前の計数値に対応するアナログ信号
とその計数値に対するアナログ信号との間の変化量を任
意にするものである。つまり、例えば、デュティ比が小
さい（１％付近）PWM出力信号に対応するアナログ信号
の増加量を小さくしたり、デュティ比が大きい（25％付
近）PWM出力信号に対応するアナログ信号の増加量を大
きくしたりすることができるものである。よって、本発
明はD/A変換手段に特徴を持たせることのみで、PWM出力
信号のデュティ比の制御をより容易にすることが可能で
あり、特に必要とされるデュティ比のPWM出力信号付近
をより高精度にしたりすることができる。 このため、本発明の電圧／パルス幅変換回路は、その
使用用途に応じて、特に必要とされるデュティ比のPWM
出力信号付近を高精度にして対応可能である。つまり、
アナログ入力信号に対するPWM出力信号の特性は、設計
時に任意に設定でき、それによって高精度の輝度制御等
が行える。PWM出力信号の精度についても、基本的にはD
/A変換手段の精度と比較手段の精度とによって決定され
るが、比較手段の精度は入力オフセット電圧が5mV程度
以下なら問題とならない。残るD/A変換手段の精度であ
るが、例えば抵抗分圧形D/A変換器を用いた場合、その
精度は複数の分圧抵抗の抵抗比で決定されるため、初期
及び温度に対する変換精度も従来のアナログ方式に比べ
て大幅に改善できる。 このように、本発明では、所定のデュティ比のPWM出
力信号を、簡易な回路構成で高精度に得られると共に、
他のデュティ比のPWM出力信号を固定化して、そのPWM出
力信号の持つデュティ比の制御をより容易にすることが
可能となる。 本発明は汎用性があるため、カーオーディオ装置（例
えば、チューナ、カセットデッキ、コンパクトディス
ク、カークロック、その他の情報表示装置）や、その他
の電子表示装置の輝度制御回路等に、広く応用できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の第１の実施例を示す電圧／パルス幅変
換回路の回路図、第２図は従来におけるアナログ方式の
電圧／パルス幅変換回路の回路図、第３図は第２図の信
号波形図、第４図は第２図の入出力特性図、第５図は従
来におけるディジタル方式の電圧／パルス幅変換回路の
回路図、第６図は第１図のD/A変換器の回路図、第７図
は第１図及び第６図の信号波形図、第８図は第１図の入
出力特性図、第９図は本発明の他の電圧／パルス幅変換
回路の回路図である。 50,51……入力端子、52……出力端子、53……電圧比較
器、54……カウンタ、55……D/A変換器、S50……PWM制
御電圧入力信号、S51……基準周波数信号、S52……PWM
出力信号。
換回路の回路図、第２図は従来におけるアナログ方式の
電圧／パルス幅変換回路の回路図、第３図は第２図の信
号波形図、第４図は第２図の入出力特性図、第５図は従
来におけるディジタル方式の電圧／パルス幅変換回路の
回路図、第６図は第１図のD/A変換器の回路図、第７図
は第１図及び第６図の信号波形図、第８図は第１図の入
出力特性図、第９図は本発明の他の電圧／パルス幅変換
回路の回路図である。 50,51……入力端子、52……出力端子、53……電圧比較
器、54……カウンタ、55……D/A変換器、S50……PWM制
御電圧入力信号、S51……基準周波数信号、S52……PWM
出力信号。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．入力されたアナログ入力信号に応じたデュティ比を
持つパルス幅変調出力信号を出力する電圧／パルス幅変
換回路において、 基準周波数信号を順次計数し、該順次計算した計数値に
応じた複数ビットのディジタル信号を出力する計数手段
と、 前記ディジタル信号をアナログ信号に変換するものであ
って、前記ディジタル信号が示す前記計数値が所定の数
値の範囲内であれば、該範囲内において該計数値の直前
の計数値に対応するアナログ信号からの変化量が任意な
アナログ信号を出力し、前記ディジタル信号が示す前記
計数値が所定の数値の範囲外の時は、所定の一定値のア
ナログ信号を出力するディジタル／アナログ変換手段
と、 前記ディジタル／アナログ変換手段によって出力される
前記アナログ信号と前記入力されたアナログ入力信号と
を比較し、該アナログ入力信号に応じたデュティ比を持
つパルス幅変調出力信号を出力する比較手段とを、 備えたことを特徴とする電圧／パルス幅変換回路。 ２．特許請求の範囲第１項記載の電圧／パルス幅変換回
路において、前記ディジタル／アナログ変換手段は、前
記ディジタル信号が示す前記計数した計数値が前記所定
の数値の範囲内のときに対応する抵抗値を設定できる分
圧抵抗を有することを特徴とする電圧／パルス幅変換回
路。 ３．特許請求の範囲第１項記載の電圧／パルス幅変換回
路において、前記アナログ入力信号の入力状態を検知
し、該アナログ入力信号の入力が停止している時に、前
記計数手段をリセットするリセット手段を設けたことを
特徴とする電圧／パルス幅変換回路。 ４．特許請求の範囲第１項記載の電圧／パルス幅変換回
路において、前記アナログ入力信号の入力状態を検知
し、該アナログ入力信号の入力が停止している時に、前
記パルス幅変調出力信号の電圧値を所定値に固定する出
力手段を設けたことを特徴とする電圧／パルス幅変換回
路。 ５．特許請求の範囲第３項記載の電圧／パルス幅変換回
路において、前記基準周波数信号は基準周波数信号発生
手段により生成して出力され、前記リセット手段の前記
計数手段のリセットと共に該基準周波数信号発生手段に
よる該基準周波数信号の出力を停止することを特徴とす
る電圧／パルス幅変換回路。
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|---|---|---|---|
| JP62053386A JP2698580B2 (ja) | 1987-03-09 | 1987-03-09 | 電圧／パルス幅変換回路 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62053386A JP2698580B2 (ja) | 1987-03-09 | 1987-03-09 | 電圧／パルス幅変換回路 |
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| JPS63219222A JPS63219222A (ja) | 1988-09-12 |
| JP2698580B2 true JP2698580B2 (ja) | 1998-01-19 |
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ID=12941386
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62053386A Expired - Lifetime JP2698580B2 (ja) | 1987-03-09 | 1987-03-09 | 電圧／パルス幅変換回路 |
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