JP2685586B2 - 多重インバータ装置 - Google Patents
多重インバータ装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
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- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は複数個のインバータをリアクトルを介して並
列に結合したインバータ装置に関する。
列に結合したインバータ装置に関する。
交流電動機の回転速度を制御する場合、PWMインバー
タ装置が用いられるが、従来のインバータの出力電圧は
正，負の２レベルのため、出力電流に含まれる高調波成
分が大きいという問題がある。
タ装置が用いられるが、従来のインバータの出力電圧は
正，負の２レベルのため、出力電流に含まれる高調波成
分が大きいという問題がある。
これを解決する手段として、一般に複数個のインバー
タを多重結合して、出力電圧の高調波成分を取り除く方
法が提案されている。その一例として、特開昭60−9887
5号に記載のように、複数の電圧形PWMインバータの交流
出力端を並列リアクトルを介して、並列に接続し、リア
クトルの中間点より各インバータの出力電圧の平均値を
得る並列多重インバータにおいて、キヤリア信号の位相
をそれぞれ360゜/n（n:インバータの数）ずつ移相する
ことにより、キヤリア信号の周波数相当のリプル電流を
低減している。
タを多重結合して、出力電圧の高調波成分を取り除く方
法が提案されている。その一例として、特開昭60−9887
5号に記載のように、複数の電圧形PWMインバータの交流
出力端を並列リアクトルを介して、並列に接続し、リア
クトルの中間点より各インバータの出力電圧の平均値を
得る並列多重インバータにおいて、キヤリア信号の位相
をそれぞれ360゜/n（n:インバータの数）ずつ移相する
ことにより、キヤリア信号の周波数相当のリプル電流を
低減している。
また、特開昭64−47277号公報では基準電位に対して
正負の出力レベルを有する変調波を発生させ、基準電位
に対して正の振幅の第１の搬送波と負の振幅の第２の搬
送波を発生させ、前記第１の搬送波と第２の搬送波を前
記変調波と比較し、その比較結果の信号に応じて、直列
接続された複数のスイッチング素子を駆動することによ
って高調波成分を取り除く方法が提案されている。
正負の出力レベルを有する変調波を発生させ、基準電位
に対して正の振幅の第１の搬送波と負の振幅の第２の搬
送波を発生させ、前記第１の搬送波と第２の搬送波を前
記変調波と比較し、その比較結果の信号に応じて、直列
接続された複数のスイッチング素子を駆動することによ
って高調波成分を取り除く方法が提案されている。
上記従来技術の各相電圧の高調波成分の低減すること
はできるが、複数のスイッチング素子で構成される単位
インバータを並列リアクトルで接続して構成した並列多
重インバータにおいて前記並列リアクトルを流れる循環
電流に関しては何んら述べられていない。
はできるが、複数のスイッチング素子で構成される単位
インバータを並列リアクトルで接続して構成した並列多
重インバータにおいて前記並列リアクトルを流れる循環
電流に関しては何んら述べられていない。
本発明の目的は、線間電圧の高調波成分を低減できる
並列多重インバータ装置を提供することにある。
並列多重インバータ装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、並列リアクトルに発生する循環
電流を抑制できる並列多重インバータ装置を提供するこ
とにある。
電流を抑制できる並列多重インバータ装置を提供するこ
とにある。
上記目的を達成する第１の発明の特徴は、直流電流を
交流電力に変換するインバータを２台有し、各インバー
タの交流出力端をリアクトルで並列接続したインバータ
セットを少なくとも１セット以上備え、出力電圧指令信
号と搬送波信号に基づいて生成されるPWM信号に基づき
前記インバータの出力電圧をPWM制御する手段により、
前記リアクトルの中間点から正、負、零のレベルの出力
電圧を得る並列多重インバータ装置であって、 前記PWM制御手段は、前記インバータの合計台数と等
しい数設けられた比較手段であって、前記出力電圧指令
信号と、設定された電圧範囲をインバータの合計台数で
分割することにより得られる複数の分割範囲のうち、対
応する分割範囲の最大値と最小値との間に振幅を有する
搬送波信号とに基づいて前記PWM信号を出力する各々の
比較手段を有すると共に、各インバータの出力電圧を前
記比較手段から出力された前記PWM信号により制御し、 前記各比較手段は同位相の前記搬送波信号を入力する
ことにある。
交流電力に変換するインバータを２台有し、各インバー
タの交流出力端をリアクトルで並列接続したインバータ
セットを少なくとも１セット以上備え、出力電圧指令信
号と搬送波信号に基づいて生成されるPWM信号に基づき
前記インバータの出力電圧をPWM制御する手段により、
前記リアクトルの中間点から正、負、零のレベルの出力
電圧を得る並列多重インバータ装置であって、 前記PWM制御手段は、前記インバータの合計台数と等
しい数設けられた比較手段であって、前記出力電圧指令
信号と、設定された電圧範囲をインバータの合計台数で
分割することにより得られる複数の分割範囲のうち、対
応する分割範囲の最大値と最小値との間に振幅を有する
搬送波信号とに基づいて前記PWM信号を出力する各々の
比較手段を有すると共に、各インバータの出力電圧を前
記比較手段から出力された前記PWM信号により制御し、 前記各比較手段は同位相の前記搬送波信号を入力する
ことにある。
上記他の目的を達成する第２の発明の特徴は、前記リ
アクトルの中間点の出力電圧が“零レベル”である期間
において、前記インバータセットの両インバータの出力
電圧極性が互いに異なる条件で、前記両インバータの出
力電圧極性を設定された周期で反転させる手段を備えた
ことにある。
アクトルの中間点の出力電圧が“零レベル”である期間
において、前記インバータセットの両インバータの出力
電圧極性が互いに異なる条件で、前記両インバータの出
力電圧極性を設定された周期で反転させる手段を備えた
ことにある。
上記他の目的は、前記インバータセットの両インバー
タの出力電圧極性が互いに異なる条件で、前記リアクト
ルの中間点の出力電圧が“零レベル”である期間毎に、
前記両インバータの出力電圧極性を反転させる手段を備
えることによっても達成できる。
タの出力電圧極性が互いに異なる条件で、前記リアクト
ルの中間点の出力電圧が“零レベル”である期間毎に、
前記両インバータの出力電圧極性を反転させる手段を備
えることによっても達成できる。
第１の発明によれば、出力電圧指令信号と、設定され
た電圧範囲をインバータの合計台数で分割することによ
り得られる複数の分割範囲のうち、対応する分割範囲の
最大値と最小値との間に振幅を有する搬送波信号とに基
づいてPWM信号を出力する各々の比較手段が、同位相の
搬送波信号を入力するので、線間電圧の高調波成分を低
減することができる。
た電圧範囲をインバータの合計台数で分割することによ
り得られる複数の分割範囲のうち、対応する分割範囲の
最大値と最小値との間に振幅を有する搬送波信号とに基
づいてPWM信号を出力する各々の比較手段が、同位相の
搬送波信号を入力するので、線間電圧の高調波成分を低
減することができる。
第２の発明によれば、リアクトルの中間点の出力電圧
が“零レベル”である期間で、インバータセットの両イ
ンバータの出力電圧極性を反転させるので、並列リアク
トルに発生する循環電流を抑制できる。
が“零レベル”である期間で、インバータセットの両イ
ンバータの出力電圧極性を反転させるので、並列リアク
トルに発生する循環電流を抑制できる。
第１図は本発明の一実施例を示す図である。図におい
て、並列多重インバータ１は直流電圧を正、０、負の３
レベルの交流電圧に変換し、交流電動機２に３相の交流
電圧を供給する。
て、並列多重インバータ１は直流電圧を正、０、負の３
レベルの交流電圧に変換し、交流電動機２に３相の交流
電圧を供給する。
上記並列多重インバータ１は直列に接続した直流電源
６と７に並列に平滑コンデンサ８が接続され、さらに３
相インバータ３と４が平滑コンデンサ８に並列接続され
た構成となっている。
６と７に並列に平滑コンデンサ８が接続され、さらに３
相インバータ３と４が平滑コンデンサ８に並列接続され
た構成となっている。
また、直流電源６と７の接点は仮想的に接地されてい
る。
る。
３相インバータ３は自己消弧形スイッチング素子1Uと
2Uの直列回路、S1VとS2Vの直列回路、S1WとS2Wの直列回
路をそれぞれ並列に接続し、かつ前記スイッチング素子
に逆並列に帰還ダイオードD1U〜D2Wが接続された構成と
なっている。
2Uの直列回路、S1VとS2Vの直列回路、S1WとS2Wの直列回
路をそれぞれ並列に接続し、かつ前記スイッチング素子
に逆並列に帰還ダイオードD1U〜D2Wが接続された構成と
なっている。
３相インバータ４も前記３相インバータ３と同様に自
己消弧形スイッチング素子S3UとS4U,S3VとS4V,S3WとS4W
とを並列に接続し、かつ前記スイッチング素子に逆並列
に帰還ダイオードD3U〜D4Wが接続された構成となってい
る。
己消弧形スイッチング素子S3UとS4U,S3VとS4V,S3WとS4W
とを並列に接続し、かつ前記スイッチング素子に逆並列
に帰還ダイオードD3U〜D4Wが接続された構成となってい
る。
自己消弧形スイッチング素子としてはトランジスタ
や、ゲートターンオフサイリスタなどの素子が用いられ
る。さらに、インバータ３とインバータ４の各相（U,V,
W）の交流出力端は、各々中間タップ付き並列リアクト
ル5U,5V,5Wの両端に接続されている。並列リアクトル5
U,5V,5Wの中間タップには交流電動機２が接続されてい
る。
や、ゲートターンオフサイリスタなどの素子が用いられ
る。さらに、インバータ３とインバータ４の各相（U,V,
W）の交流出力端は、各々中間タップ付き並列リアクト
ル5U,5V,5Wの両端に接続されている。並列リアクトル5
U,5V,5Wの中間タップには交流電動機２が接続されてい
る。
次に本発明に関するPWM変換制御方式の構成と動作を
説明する。なお、本実施例ではＵ相についてのみ説明す
るが、V,W相についても同様の構成と動作を行うもので
ある。
説明する。なお、本実施例ではＵ相についてのみ説明す
るが、V,W相についても同様の構成と動作を行うもので
ある。
三角波状の搬送波を発生する搬送波発生器９を設け、
前記搬送波の出力を、正の値になるようにバイアスする
ための定数器12と加算器10からなるバイアス回路120に
入力する。また出力電圧を指令する電圧指令発生器（図
示せず）からの出力電圧指令値Vu＊の負の信号を正の信
号に変換する絶対値回路22を設け、前記バイアス回路12
0の出力と絶対値回路22の出力を比較器14で比較する。
さらに、前記出力電圧指令値Vu＊の正負を判別する極正
判別回路23を別設し、出力電圧指令値Vu＊が正のとき
１、負か零のとき０を出力する。この極正判別回路23が
正で前記比較器14の出力が１の時に出力１を発生するア
ンド回路24で構成された第１の信号発生手段と、極性判
別回路23が負又は零のときの出力信号を反転する否定回
路25と前記アンド回路24の出力が“1"のときと、この否
定回路25の出力が“1"のときに出力が“1"を発生するア
ンド回路26と前記出力を反転する否定回路27からなる第
２の信号発生回路とを備えている。
前記搬送波の出力を、正の値になるようにバイアスする
ための定数器12と加算器10からなるバイアス回路120に
入力する。また出力電圧を指令する電圧指令発生器（図
示せず）からの出力電圧指令値Vu＊の負の信号を正の信
号に変換する絶対値回路22を設け、前記バイアス回路12
0の出力と絶対値回路22の出力を比較器14で比較する。
さらに、前記出力電圧指令値Vu＊の正負を判別する極正
判別回路23を別設し、出力電圧指令値Vu＊が正のとき
１、負か零のとき０を出力する。この極正判別回路23が
正で前記比較器14の出力が１の時に出力１を発生するア
ンド回路24で構成された第１の信号発生手段と、極性判
別回路23が負又は零のときの出力信号を反転する否定回
路25と前記アンド回路24の出力が“1"のときと、この否
定回路25の出力が“1"のときに出力が“1"を発生するア
ンド回路26と前記出力を反転する否定回路27からなる第
２の信号発生回路とを備えている。
以上の状態をまとめると第２図のようになる。すなわ
ち、前記第１の信号発生手段の出力X1と第２の信号発生
手段の出力X2が１のときに前記並列多重インバータ１の
出力電圧が正の値になるように各インバータ３、４のス
イッチング素子S1U、S3UをオンしS2UとS4Uをオフ制御す
る。また、前記第１の信号発生手段の出力X1と第２の信
号発生手段の出力X2が０のときに前記並列多重インバー
タ１の出力電圧が負の値になるように各インバータ３、
４のスイッチング素子S1U、S3UをオフしS2UとS4Uをオン
制御する。
ち、前記第１の信号発生手段の出力X1と第２の信号発生
手段の出力X2が１のときに前記並列多重インバータ１の
出力電圧が正の値になるように各インバータ３、４のス
イッチング素子S1U、S3UをオンしS2UとS4Uをオフ制御す
る。また、前記第１の信号発生手段の出力X1と第２の信
号発生手段の出力X2が０のときに前記並列多重インバー
タ１の出力電圧が負の値になるように各インバータ３、
４のスイッチング素子S1U、S3UをオフしS2UとS4Uをオン
制御する。
さらに、前記第１の信号発生手段の出力X1と第２の信
号発生手段の出力X2の一方で１が他方が０のときに前記
並列多重インバータ１の出力電圧が零の値になるように
各インバータ３、４のスイッチング素子S1U、S4Uをオフ
しS2UとS3Uをオン制御する。
号発生手段の出力X2の一方で１が他方が０のときに前記
並列多重インバータ１の出力電圧が零の値になるように
各インバータ３、４のスイッチング素子S1U、S4Uをオフ
しS2UとS3Uをオン制御する。
上記の状態では並列リアクトル5Uにインバータ３から
インバータ４に循環電流が流れ電力損失が大きくなる。
そこで、第１図に示すように論理回路19と20及び発振器
21を設け、前記状態のようにS2UとS3Uをオンするモード
と、これとは逆にS1UとS4Uをオンするモードを均等に切
換えて用いることにより前記循環電流を防止することが
できる。
インバータ４に循環電流が流れ電力損失が大きくなる。
そこで、第１図に示すように論理回路19と20及び発振器
21を設け、前記状態のようにS2UとS3Uをオンするモード
と、これとは逆にS1UとS4Uをオンするモードを均等に切
換えて用いることにより前記循環電流を防止することが
できる。
論理回路19は前記第１の信号発生手段からの信号を反
転する否定回路19nと，前記第２の信号発生手段の出力
と前記否定回路19nの出力が両者共１のときに出力１を
発生するAND回路19aとで構成されている。また、論理回
路20は前記第１の信号発生手段の出力と前記第２の信号
発生手段の出力が両者共１のときに出力１を発生するア
ンド回路20aと、前記論理回路19の出力が“1"で発振器2
1の出力が１のときに出力１を発生するアンド回路20b
と、前記発振器の出力を反転する否定回路20nと前記否
定回路20nの出力と前記論理回路19の出力が１のときに
出力１を発生するアンド回路20c及び前記アンド回路20a
と20bのいずれか一方が“1"のときに“1"を発生するOR
回路20rと、前記アンド回路20aと20cの出力のいずれか
一方が“1"のときに“1"を発生するOR回路20sで構成さ
れ、OR回路20rと20sの出力によって各スイッチング素子
をオンオフ制御するものである。
転する否定回路19nと，前記第２の信号発生手段の出力
と前記否定回路19nの出力が両者共１のときに出力１を
発生するAND回路19aとで構成されている。また、論理回
路20は前記第１の信号発生手段の出力と前記第２の信号
発生手段の出力が両者共１のときに出力１を発生するア
ンド回路20aと、前記論理回路19の出力が“1"で発振器2
1の出力が１のときに出力１を発生するアンド回路20b
と、前記発振器の出力を反転する否定回路20nと前記否
定回路20nの出力と前記論理回路19の出力が１のときに
出力１を発生するアンド回路20c及び前記アンド回路20a
と20bのいずれか一方が“1"のときに“1"を発生するOR
回路20rと、前記アンド回路20aと20cの出力のいずれか
一方が“1"のときに“1"を発生するOR回路20sで構成さ
れ、OR回路20rと20sの出力によって各スイッチング素子
をオンオフ制御するものである。
論理回路19には第１と第２の信号発生手段の出力信号
X1,X2が入力され、並列多重インバータ１の出力電圧が
０となる期間のみ１をX3に出力する。その演算式は次式
で表される。
X1,X2が入力され、並列多重インバータ１の出力電圧が
０となる期間のみ１をX3に出力する。その演算式は次式
で表される。
X3＝▲▼・X2 ……（１） 論理回路20は第１と第２の信号発生手段の出力信号X
1,X2と論理回路19の出力信号X3及び、発振回路21の出力
信号X4が入力され、インバータ３、４のスイッチング素
子をオンオフするためのパルス幅変調信号Y1,Y2を出力
する。その演算式は次式で表され、その真理値表は第３
図に示すようになる。
1,X2と論理回路19の出力信号X3及び、発振回路21の出力
信号X4が入力され、インバータ３、４のスイッチング素
子をオンオフするためのパルス幅変調信号Y1,Y2を出力
する。その演算式は次式で表され、その真理値表は第３
図に示すようになる。
発振回路21は発振器９の出力信号周波数の半分以下の
周波数で0,1を周期的に出力する。
周波数で0,1を周期的に出力する。
例えば発振回路21の発振周波数を発振器９の発振周波
数の半分にし、その位相を同期させるとX4は搬送波周波
数の２倍周期で0,1に変化する。すなわち、搬送波周波
数の周期ごとに出力される０電圧期間において、第３図
に示すように、X4が０の場合にはS2UとS3Uがオン、S1U
とS4Uがオフし、X4が１の場合にはS2UとS3Uがオフ、S1U
がS4Uがオンする２つのモードが選択される。その結
果、本実施例によればインバータ３と４を還流する循環
電流の平均値を抑制することができる。
数の半分にし、その位相を同期させるとX4は搬送波周波
数の２倍周期で0,1に変化する。すなわち、搬送波周波
数の周期ごとに出力される０電圧期間において、第３図
に示すように、X4が０の場合にはS2UとS3Uがオン、S1U
とS4Uがオフし、X4が１の場合にはS2UとS3Uがオフ、S1U
がS4Uがオンする２つのモードが選択される。その結
果、本実施例によればインバータ３と４を還流する循環
電流の平均値を抑制することができる。
第４図は本発明のパルス幅変調方式の動作説明図であ
る。ここでは説明を簡単にするため、第４図ａに示すよ
うな直流の電圧指令を仮定する。第１図に示すところの
第１の信号発生手段はＵ相の電圧指令Vu＊と実線で示す
搬送波信号との比較し、前記電圧指令Vu＊が正のとき
に、インバータ３から第４図ｂに示す電圧を出力する。
る。ここでは説明を簡単にするため、第４図ａに示すよ
うな直流の電圧指令を仮定する。第１図に示すところの
第１の信号発生手段はＵ相の電圧指令Vu＊と実線で示す
搬送波信号との比較し、前記電圧指令Vu＊が正のとき
に、インバータ３から第４図ｂに示す電圧を出力する。
第２の信号発生手段はＵ相の電圧指令Vu＊と実線で示
す搬送波信号との比較結果と、前記電圧指令Vu＊が負の
とき（実質破線で示す搬送波信号を比較したことにな
る）、インバータ４から第４図ｃに示す電圧が出力され
る。これがインバータ１のＵ相電圧である。Ｖ相、Ｗ相
もＵ相と同様に動作し、Ｖ相についてみると第４図e,f,
gに示すインバータ３、４、１から出力される。その結
果、交流電動機２に供給される線間電圧は第４図ｈに示
すように＋E,＋2Eの２つのレベルの電圧が含まれるが、
従来方式による場合に比べて変動が小さく高調波が少な
くなるという効果がある。
す搬送波信号との比較結果と、前記電圧指令Vu＊が負の
とき（実質破線で示す搬送波信号を比較したことにな
る）、インバータ４から第４図ｃに示す電圧が出力され
る。これがインバータ１のＵ相電圧である。Ｖ相、Ｗ相
もＵ相と同様に動作し、Ｖ相についてみると第４図e,f,
gに示すインバータ３、４、１から出力される。その結
果、交流電動機２に供給される線間電圧は第４図ｈに示
すように＋E,＋2Eの２つのレベルの電圧が含まれるが、
従来方式による場合に比べて変動が小さく高調波が少な
くなるという効果がある。
上述では電圧指令を直流信号で仮定したが、一般的に
は交流信号である。
は交流信号である。
第５図は第１図に示す本発明のパルス幅変調方式によ
るインバータの出力電圧指令Vu＊、相電圧Vu、線間電圧
Vu-Vの動作波形である。線間電圧Vu-Vにおいて瞬時的に
はＥの変化しかなく電圧の変動が少ないことから高調波
成分が少ないことがわかる。なお、ここで電圧Ｅは直流
電源６、７の電圧である。
るインバータの出力電圧指令Vu＊、相電圧Vu、線間電圧
Vu-Vの動作波形である。線間電圧Vu-Vにおいて瞬時的に
はＥの変化しかなく電圧の変動が少ないことから高調波
成分が少ないことがわかる。なお、ここで電圧Ｅは直流
電源６、７の電圧である。
第６図は本発明の他の実施例である。第１図の第一の
実施例と異なる点は、第一の実施例では各相毎に電圧指
令の極性判別回路23を設けていたのに対し、本実施例で
は３相分を一括してその極性信号を得るように、極性演
算回路28を設けた点にある。極性演算回路28の動作を第
７図，第８図を用いて説明する。第７図は、交流電動機
２の固定子座標系におけるインバータ１の３相の出力電
圧指令を合成した電圧ベクトル指令Vu＊とU,V,W相巻線
軸の関係を示したものである。これにより、電圧ベクト
ルVu＊がＡ〜Ｆのどの区間を向いているかによって、各
相の極性を決めることができる。第８図は極性演算回路
28の各区間での各相に対する出力信号“X5"の値を示
す。また、電圧ベクトル指令Vu＊の位相角は交流電動機
２を周知のベクトル制御を用いて制御する場合には、次
式に示す演算により容易に求めることができる。
実施例と異なる点は、第一の実施例では各相毎に電圧指
令の極性判別回路23を設けていたのに対し、本実施例で
は３相分を一括してその極性信号を得るように、極性演
算回路28を設けた点にある。極性演算回路28の動作を第
７図，第８図を用いて説明する。第７図は、交流電動機
２の固定子座標系におけるインバータ１の３相の出力電
圧指令を合成した電圧ベクトル指令Vu＊とU,V,W相巻線
軸の関係を示したものである。これにより、電圧ベクト
ルVu＊がＡ〜Ｆのどの区間を向いているかによって、各
相の極性を決めることができる。第８図は極性演算回路
28の各区間での各相に対する出力信号“X5"の値を示
す。また、電圧ベクトル指令Vu＊の位相角は交流電動機
２を周知のベクトル制御を用いて制御する場合には、次
式に示す演算により容易に求めることができる。
θ＝π＋ω１＊ｔ＋tan-1（−Vd＊/Vq＊） …（３） ここに、Vd＊,Vq＊は交流電動機２の回転磁界座標系
での電圧指令、ω１＊は一次角周波数指令、ｔは時間で
ある。
での電圧指令、ω１＊は一次角周波数指令、ｔは時間で
ある。
第９図は本発明の他の実施例である。第１図と同一物
には同じ番号を付けているので説明を省略する。本実施
例は本発明を４多重インバータに適用したものであり、
＋E, −Ｅの５レベル（ｎ＋１）（n:インバータ台数）の出力
電圧を得ることができる。Ｕ相,V相,W相は各々同様の動
作を行うので、Ｕ相のみについて図示し、説明する。交
流電動機２は並列リアクトル32の中間タップから、並列
多重インバータ1Aと1Bの出力電圧の平均値が供給され
る。並列多重インバータ1Aと1Bは、並列リアクトル5Aと
インバータ3Aと4A,5Bと3Bと4Bから各々構成させる。イ
ンバータ3A,4A,3B,4Bは、比較器14A,15A,14B,15Bの出力
信号に基づいて制御される。比較器14A,15A,14B,15Bは
Ｕ相の出力電圧指令Vu＊と加算器10A,11A,10B,11Bから
出力される搬送波信号が入力される。加算器10A,11A,10
B,11Bは、発振器9Aの出力信号とバイアス信号を与える
定数器12A,13A,12B,13Bの信号を加算する。
には同じ番号を付けているので説明を省略する。本実施
例は本発明を４多重インバータに適用したものであり、
＋E, −Ｅの５レベル（ｎ＋１）（n:インバータ台数）の出力
電圧を得ることができる。Ｕ相,V相,W相は各々同様の動
作を行うので、Ｕ相のみについて図示し、説明する。交
流電動機２は並列リアクトル32の中間タップから、並列
多重インバータ1Aと1Bの出力電圧の平均値が供給され
る。並列多重インバータ1Aと1Bは、並列リアクトル5Aと
インバータ3Aと4A,5Bと3Bと4Bから各々構成させる。イ
ンバータ3A,4A,3B,4Bは、比較器14A,15A,14B,15Bの出力
信号に基づいて制御される。比較器14A,15A,14B,15Bは
Ｕ相の出力電圧指令Vu＊と加算器10A,11A,10B,11Bから
出力される搬送波信号が入力される。加算器10A,11A,10
B,11Bは、発振器9Aの出力信号とバイアス信号を与える
定数器12A,13A,12B,13Bの信号を加算する。
すなわち、各インバータを制御するPWM信号は、
（ａ）基準電位から正負対称範囲をインバータの台数で
分割し、 （ｂ）出力電圧指令Vu＊が含まれる上記分割した１つの
範囲を判定し、 （ｃ）上記範囲における上限値と下限値の間に振幅値有
する搬送波信号と上記電圧指令とを比較し、 （ｄ）上記判定結果と上記比較結果によって得られる信
号に基づいて生成される。
（ａ）基準電位から正負対称範囲をインバータの台数で
分割し、 （ｂ）出力電圧指令Vu＊が含まれる上記分割した１つの
範囲を判定し、 （ｃ）上記範囲における上限値と下限値の間に振幅値有
する搬送波信号と上記電圧指令とを比較し、 （ｄ）上記判定結果と上記比較結果によって得られる信
号に基づいて生成される。
次に動作を第10,11図を参照して説明する。第10図
は、Ｕ相出力電圧指令Vu＊が0.5以上の場合のインバー
タ出力の動作波形である。なお、Vu＊が1.0はインバー
タの最大出力電圧に相当する。Vu＊が0.5以上では、比
較器14Aを除いて、15A,14B,15Bは出力信号が“1"とな
り、インバータ4A,3B,4Bは＋Ｅの出力電圧が出力され
る。その結果、並列リアクトル32の出力電圧Vuは、 ＋Ｅと の間で変化する 出力電圧となる。
は、Ｕ相出力電圧指令Vu＊が0.5以上の場合のインバー
タ出力の動作波形である。なお、Vu＊が1.0はインバー
タの最大出力電圧に相当する。Vu＊が0.5以上では、比
較器14Aを除いて、15A,14B,15Bは出力信号が“1"とな
り、インバータ4A,3B,4Bは＋Ｅの出力電圧が出力され
る。その結果、並列リアクトル32の出力電圧Vuは、 ＋Ｅと の間で変化する 出力電圧となる。
また、第11図は、Ｕ相出力電圧指令Vu＊が０から0.5
の場合のインバータ出力の動作波形である。この場合に
は、比較器14Aの出力信号は“0"で、比較器14B,15Bの出
力信号は“1"となり、インバータ3Aは−Ｅ、インバータ
3Bと4Bは−Ｅの出力電圧が出力される。その結果、並列
リアクトル32の出力電圧Vuは と０の間で変化する出力電圧となる。
の場合のインバータ出力の動作波形である。この場合に
は、比較器14Aの出力信号は“0"で、比較器14B,15Bの出
力信号は“1"となり、インバータ3Aは−Ｅ、インバータ
3Bと4Bは−Ｅの出力電圧が出力される。その結果、並列
リアクトル32の出力電圧Vuは と０の間で変化する出力電圧となる。
以上の動作により、４多重インバータでは、＋E, −Ｅの５レベルの出力電圧が得られ、第７図に示す４多
重PWM制御により、第１図の実施例よりも線間電圧に含
まれる高調波成分を一層低減することができる。
重PWM制御により、第１図の実施例よりも線間電圧に含
まれる高調波成分を一層低減することができる。
第12図は本願発明の他の実施例である。
第１図と同じ点は同一符号で示してありここでの説明
は省略する。
は省略する。
第１図では第１の信号発生手段と第２の信号発生手段
の出力が異なるとき出力電圧が零となる２種類のスイッ
チングモードを一定周期で切り換えるように制御する回
路構成である。
の出力が異なるとき出力電圧が零となる２種類のスイッ
チングモードを一定周期で切り換えるように制御する回
路構成である。
本実施例では並列リアクトル5U,5V,5Wの両側に電流検
出器5U1,5U2,5V1,5V2,5W1,5W2をそれぞれ設け、電流の
方向を検出して、その検出結果に基づいて、電流の向き
が逆になるようにスイッチングモードを切り換える切り
換信号発生回路30を設けたものである。本図では電流検
出器を各リアクトルの両側の電流を検出しているが、当
然一方だけを検出し、負荷側の電流を検出しても十分で
ある。又、前記検出した電流の大きさに応じてスイッチ
ングモードを切り換えることも可能である。
出器5U1,5U2,5V1,5V2,5W1,5W2をそれぞれ設け、電流の
方向を検出して、その検出結果に基づいて、電流の向き
が逆になるようにスイッチングモードを切り換える切り
換信号発生回路30を設けたものである。本図では電流検
出器を各リアクトルの両側の電流を検出しているが、当
然一方だけを検出し、負荷側の電流を検出しても十分で
ある。又、前記検出した電流の大きさに応じてスイッチ
ングモードを切り換えることも可能である。
第１の発明によれば、並列多重インバータにおいて線
間電圧の高調波成分の低減することができる。
間電圧の高調波成分の低減することができる。
第２の発明によれば、並列リアクトルに発生する循環
電流を抑制できる。
電流を抑制できる。
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の第一の実施例構成図、第２図は第１の
信号発生手段と第２の信号発生手段に基づくスイッチン
グ素子のON,OFFと出力電圧の関係を示した図、第３図は
循環電流抑制回路を付加した時の各信号と出力電圧の関
係を示した図、第４図は本発明の出力電圧指令と搬送波
信号及びＵ相とＶ相の出力電圧の関係を表わした図、第
５図は本発明の並列多重インバータの出力電圧波形を示
す図、第６図は本発明の他の実施例を示した図、第７図
は交流電動機の固定子座標系と各相出力信号の関係を示
す図、第８図は固定子座標系と各相出力信号の関係を示
す図、第９図は４並列多重インバータに本発明を適用し
たときの構成図、第10図，第11図は第９図の回路におけ
る各部の出力信号の関係を表わした図、第12図は本発明
の循環電流抑制の他の実施例である。 １……並列多重インバータ、２……交流電動機、3,4…
…インバータ、5U,5V,5W……並列リアクトル、６、７…
…直流電源、９……搬送波発生器、120……バイアス回
路、14……比較器、22……絶対値回路、23……極性判別
回路、19、20……論理回路、21……発振器。
信号発生手段と第２の信号発生手段に基づくスイッチン
グ素子のON,OFFと出力電圧の関係を示した図、第３図は
循環電流抑制回路を付加した時の各信号と出力電圧の関
係を示した図、第４図は本発明の出力電圧指令と搬送波
信号及びＵ相とＶ相の出力電圧の関係を表わした図、第
５図は本発明の並列多重インバータの出力電圧波形を示
す図、第６図は本発明の他の実施例を示した図、第７図
は交流電動機の固定子座標系と各相出力信号の関係を示
す図、第８図は固定子座標系と各相出力信号の関係を示
す図、第９図は４並列多重インバータに本発明を適用し
たときの構成図、第10図，第11図は第９図の回路におけ
る各部の出力信号の関係を表わした図、第12図は本発明
の循環電流抑制の他の実施例である。 １……並列多重インバータ、２……交流電動機、3,4…
…インバータ、5U,5V,5W……並列リアクトル、６、７…
…直流電源、９……搬送波発生器、120……バイアス回
路、14……比較器、22……絶対値回路、23……極性判別
回路、19、20……論理回路、21……発振器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 久保田 譲 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 高橋 潤一 茨城県日立市大みか町５丁目２番１号 株式会社日立製作所大みか工場内 (56)参考文献 特開 昭63−287371（ＪＰ，Ａ)
Claims (3)
- 【請求項１】直流電流を交流電力に変換するインバータ
を２台有し、各インバータの交流出力端をリアクトルで
並列接続したインバータセットを少なくとも１セット以
上備え、出力電圧指令信号と搬送波信号に基づいて生成
されるPWM信号に基づき前記インバータの出力電圧をPWM
制御する手段により、前記リアクトルの中間点から正、
負、零のレベルの出力電圧を得る並列多重インバータ装
置であって、 前記PWM制御手段は、前記インバータの合計台数と等し
い数設けられた比較手段であって、前記出力電圧指令信
号と、設定された電圧範囲をインバータの合計台数で分
割することにより得られる複数の分割範囲のうち、対応
する分割範囲の最大値と最小値との間に振幅を有する搬
送波信号とに基づいて前記PWM信号を出力する各々の比
較手段を有すると共に、各インバータの出力電圧を前記
比較手段から出力された前記PWM信号により制御し、 前記各比較手段は同位相の前記搬送波信号を入力するこ
とを特徴とする並列多重インバータ装置。 - 【請求項２】前記リアクトルの中間点の出力電圧が“零
レベル”である期間において、前記インバータセットの
両インバータの出力電圧極性が互いに異なる条件で、前
記両インバータの出力電圧極性を設定された周期で反転
させる手段を備えたことを特徴とする請求項１の並列多
重インバータ装置。 - 【請求項３】前記インバータセットの両インバータの出
力電圧極性が互いに異なる条件で、前記リアクトルの中
間点の出力電圧が“零レベル”である期間毎に、前記両
インバータの出力電圧極性を反転させる手段を備えたこ
とを特徴とする請求項１の並列多重インバータ装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1166657A JP2685586B2 (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | 多重インバータ装置 |
| DE4020490A DE4020490C2 (de) | 1989-06-30 | 1990-06-27 | PWM-Parallel-Wechselrichter-Anordnung |
| US07/544,392 US5016158A (en) | 1989-06-30 | 1990-06-27 | Parallel multi-inverter system and motor drive system using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1166657A JP2685586B2 (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | 多重インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0336964A JPH0336964A (ja) | 1991-02-18 |
| JP2685586B2 true JP2685586B2 (ja) | 1997-12-03 |
Family
ID=15835324
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1166657A Expired - Lifetime JP2685586B2 (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | 多重インバータ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5016158A (ja) |
| JP (1) | JP2685586B2 (ja) |
| DE (1) | DE4020490C2 (ja) |
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1989
- 1989-06-30 JP JP1166657A patent/JP2685586B2/ja not_active Expired - Lifetime
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1990
- 1990-06-27 DE DE4020490A patent/DE4020490C2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-06-27 US US07/544,392 patent/US5016158A/en not_active Expired - Fee Related
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| DE4020490C2 (de) | 1996-03-28 |
| US5016158A (en) | 1991-05-14 |
| DE4020490A1 (de) | 1991-01-10 |
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