JP2673328B2 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
Dc−dcコンバータInfo
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Description
子構成のブリッジ回路を用いたブリッジ形DC−DCコ
ンバ−タに関する。
バ−タの1例である位相差PWM制御式のDC−DCコ
ンバ−タは、図5に示すように構成される。同図におい
て、1は直流電源、2はフルブリッジ構成のブリッジ回
路であり、各ブリッジ辺がトランジスタ,MOSFE
T,IGBT等の半導体スイッチング素子S1〜S4,
逆並列接続のダイオ−ドD1〜D4,充放電用のコンデ
ンサC1〜C4の並列回路により形成されている。
の1対の出力端子α,βに接続された出力トランスであ
り、2次巻線L2にタップtpが設けられている。SL
1,SL2は一端が2次巻線L2の両端それぞれに接続
された2個の可飽和リアクトル、4はリアクトルSL
1,SL2に接続された2相半波整流の整流器であり、
リアクトルSL1側のダイオ−ドD5,抵抗R1の並列
回路と、リアクトルSL2側のダイオ−ドD6,抵抗R
2の並列回路とが設けられている。
平滑フィルタであり、整流器4と正側の一方の出力端子
6pとの間に設けられたチョ−クコイルとしての平滑リ
アクトルLdと、整流器4と負側の他方の出力端子6n
との間に設けられたフライホイ−ルダイオ−ドD7と、
出力端子6p,6n間に設けられた平滑コンデンサCd
とからなる。Roは出力端子6p,6n間に設けられた
負荷である。
て説明する。まず、ブリッジ回路2において、スイッチ
ング素子S1,S2は図6の(a)の実線,1点鎖線の
180°に近い導通幅のゲ−ト信号により体止期間を設
けて交互にオンし、半導体スイッチング素子S3,S4
も同図の(b)の実線,1点鎖線の180°に近い導通
幅のゲ−ト信号により体止期間を設けて交互にオンす
る。
ッチング素子S3,S4との間の位相差tθを0°〜1
80°の範囲で可変して出力制御が行われる。そして、
図6のt0より前(t<t0)はスイッチング素子S
1,S4がオンし、直流電源1からスイッチング素子S
1,出力トランス3,スイッチング素子S4を介して直
流電源1に電流が流れる。
て、コンデンサC1〜C4の端子間電圧をVc1 〜Vc
4 とすると、コンデンサC1,C4が短絡放電状態にな
り、コンデンサC2,C3が充電状態になるため、電圧
Vc1 ,Vc2 は図6の(c)の実線,1点鎖線に示す
ように0,Eiそれぞれになり、電圧Vc3 ,Vc4 も
同図の(d)の実線,1点鎖線に示すようにEi,0そ
れぞれになる。
Ei,出力端子βが0になる。また、出力端子αから出
力端子βに流れる方向を正とする出力トランス3の1次
巻線電流をI1 とすると、この電流I1 は図6の(e)
に示すようになる。
れる電流をIs1 〜Is4 とし、ダイオ−ドDI〜D4
の順方向の電流をId1 〜Id4 とすると、t<t0に
は図6の(f),(g)の実線に示すように電流Is1,
Is4 が流れる。なお、図6の(f)は電流Is1 ,I
s2 の向きを正として、電流Is1 ,0Is2 を実線で
示し、電流Id2 ,Id1 を1点鎖線で示す。同様に、
図6の(g)は電流Is3 ,Is4 の向きを正として、
電流Is3 ,Is4 を実線で示し、電流Id3 ,Id4
を1点鎖線で示す。
アクトルSL1側の一端を正とする極性の2次電圧(正
電圧)が誘起し、一端とタップtpとの間の2次電圧V
2 の出力はリアクトルSL1を介してダイオ−ドD5に
より整流された後、リアクトルLd,コンデンサCdに
より平滑される。この平滑により形成された直流が出力
端子6p,6nを介して負荷Roに供給され、出力端子
6p,6n間に負荷電圧が生じる。なお、リアクトルS
L1は十分な電流通電により飽和する。
1)になると、t0にスイッチング素子S1のゲ−ト信
号がオフし、スイッチング素子S1の電流Is1 が流れ
なくなり、代わりに直流電源1からコンデンサC1,出
力トランス3,スイッチング素子4を介して直流電源1
に戻るル−プを電流が流れてコンデンサC1が充電さ
れ、その電圧Vc1 が上昇する。一方、コンデンサC2
はこのコンデンサC2から出力トランス3,スイッチン
グ素子4を介してコンデンサC2に戻るル−プにより放
電し、その電圧Vc2 が低下する。
ンサC2の放電はt1に完了し、このとき電圧Vc1 が
Eiに上昇して電圧Vc2 が0に低下する。つぎに、図
6のt1〜t2(t1≦t≦t2)になると、電圧Vc
2 の低下に基づき、t1にダイオ−ドD2が逆バイアス
状態から開放されてオンする。
が、出力トランス3の励磁インダクタンスのエネルギ等
に基づく循環電流が出力トランス3,スイッチング素子
S4,ダイオ−ドD2,出力トランス3のル−プを流
れ、電流I1 が流れる。このため、出力トランス3の2
次側においても、リアクトルSL1,ダイオ−ドD5,
リアクトルLdを介して負荷Roに電流が流れ続け、リ
アクトルSL1は飽和状態に保たれる。
−ト信号が供給され始めるが、出力トランス3のエネル
ギが放出されるまでスイッチング素子S2はオフに保た
れる。つぎに、図6のt2〜t3(t2≦t≦t3)に
なると、t2にスイッチング素子S4のゲ−ト信号がオ
フしてコンデンサC4が充電され、このコンデンサC4
の電圧Vc4 が上昇する。
3から直流電源1,ダイオ−ドD2,出力トランス3を
介してコンデンサC3に戻るル−プにより放電し、その
電圧Vc3 が低下する。そして、電圧Vc3 ,Vc4 が
等しくなっても、出力トランス3の励磁インダクタンス
のエネルギ等によりコンデンサC4は充電され続ける。
くなり、コンデンサC3の放電及びコンデンサC4の充
電は電圧Vc3 が0になって電圧Vc4 がEiになるt
3まで続く。また、コンデンサC2が放電してコンデン
サC4が充電されるため、ブリッジ回路2は出力端子
α,βの電圧が逆転し、出力端子βが出力端子αより高
電圧になる。
ると、出力トランス3の2次巻線L2に誘起する2次電
圧もリアクトルSL2側の他端を正とする負電圧に反転
する。しかし、この反転直後は2次電圧が小さいため、
ダイオ−ドD6は順方向にバイアスされるが電流がほと
んど流れず、リアクトルSL2は不飽和の状態を保つ。
されてオフし、2次巻線L2のタップtpからフライホ
イ−ルダイオ−ドD7,抵抗R1,リアクトルSL1を
介して2次巻線L2に漸減する電流が流れ、リアクトル
SL1が不飽和に移行する。つぎに、図6のt3〜t4
(t3≦t≦t4)になると、電圧Vc3 の低下に基づ
き、t3にダイオ−ドD3がオンする。
づく電流が出力トランス3,ダイオ−ドD3,直流電源
1,ダイオ−ドD2,出力トランス3のル−プを流れ
る。さらに、t4にゲ−ト信号が供給されてスイッチン
グ素子S3がオンし、このとき、ブリッジ回路2はスイ
ッチング素子S2,S3がオンしてスイッチング素子S
1,S4がオフした状態になる。
流I1 が流れてその負電圧極性の2次電圧が十分大きく
なり、リアクトルSL2が飽和するとともに、リアクト
ルSL2,ダイオ−ドD6,リアクトルLd,負荷Ro
を介してタップtpに電流が流れる。
ゲ−ト信号がオフしてt0〜t5の半サイクルTaが経
過すると、つぎのt5〜t10の半サイクルTbに移行
し、この半サイクルTbの間にスイッチング素子S2,
S3がオフしてスイッチング素子S1,S4がオンす
る。以降、同様の動作がくり返されて負荷給電が継続す
る。
場合、半サイクルTaにおいて、t1≦t≦t2のスイ
ッチング過渡期間に、出力トランス3,スイッチング素
子S4,ダイオ−ドD2,出力トランス3のル−プを大
きな循環電流が流れる。
t1≦t≦t2に相当する図6のt6≦t≦t7のスイ
ッチング過渡期間に、出力トランス3,ダイオ−ドD
1,スイッチング素子S3,出力トランス3のル−プを
大きな循環電流が流れる。そのため、スイッチング素子
S3,S4及びダイオ−ドD1,D2に損失の大きな大
型のものを要する問題点がある。
ルTa,Tbの循環電流が流れるため、十分大きな巻線
電流に耐える大型のものを要する問題点がある。本発明
は、ブリッジ回路のスイッチングに伴なう循環電流を低
減し、ブリッジ回路の半導体スイッチング素子,ダイオ
−ド及び出力トランスを小型化することを目的とする。
めに、本発明のDC−DCコンバ−タにおいては、ブリ
ッジ回路のブリッジ辺それぞれを、半導体スイッチング
素子にダイオ−ドを逆並列接続するとともにコンデンサ
を並設して形成し、出力トランスの2次側の2次側平滑
フィルタに、整流器の出力がタップに供給され,一端が
一方の出力端子に接続されたチョ−クコイルとしての平
滑リアクトルと、該リアクトルの他端と他方の出力端子
との間に設けられたフライホイ−ルダイオ−ドとを備え
る。
ンバ−タの場合、とくに、整流器の出力が2次側平滑フ
ィルタに設けられた平滑リアクトルのタップに供給され
るため、ブリッジ回路のスイッチング過渡時の整流器の
電流が従来装置の場合より減少する。そして、この電流
の減少により出力トランスの1次側の電流が減少し、ブ
リッジ回路のスイッチングに伴う循環電流が低減され
る。
説明する。 (第1の実施例)まず、第1の実施例について、図1及
び図2を参照して説明する。図1において、図5と同一
符号は同一のものを示し、図5と異なる点は、2次側平
滑フィルタ5にタップ付きの平滑リアクトルLDを設
け、このリアクトルLDの一端aを出力端子6pに接続
し、タップbを整流器4の出力端子に接続し、その他端
cと出力端子6nとの間にフライホイ−ルダイオ−ドD
7を設けた点である。
5の(a)〜(g)それぞれに対応する波形である。
そして、基本的な動作は図5の従来コンバ−タと同じで
あり、異なる点は出力トランス3の2次側において、整
流器4の出力を平滑リアクトルLDのタップbに供給し
て平滑するようにした点である。
クルTa,Tbのt1≦t≦t2,t6≦t≦t7のス
イッチング過渡期間の循環電流が減少する。すなわち、
一方の半サイクルTaのt1≦t≦t2において、t1
に電圧Vc 1 がEiに上昇して電圧Vc2 が0に低下
し、ダイオ−ドD2が逆バイアス状態から開放されてオ
ンすると、出力トランス3の励磁インダクタンスのエネ
ルギ等に基づく循環電流が出力トランス3,スイッチン
グ素子S4,ダイオ−ドD2,出力トランス3のル−プ
を流れる。
と、フライホイ−ルダイオ−ドD7はオンする。このと
き、平滑リアクトルLDの一端a,タップb間の巻線数
とタップb,他端c間の巻線数との比をn:1とする
と、タップb,他端c間の電圧Vcbはつぎの数1の式
で示される。
5 とすると、この電流Id5 はつぎの数2の式で示され
る。なお、式中のLsはタップb,他端c間のインダク
タンス、e(−t)は時間tについての指数関数であ
る。
電流Id5 が大きく減少し、t1〜t2には図2の
(e)に示すように出力トランス3の1次側の電流I1
が減少し、同図の(f),(g)の示すようにダイオ−
ドD2の電流Id2 及びスイッチング素子S4の電流I
s4 も低減された循環電流が減少する。そして、この実
施例の場合、インダクタンスLsが小さく選択されてい
るため、電流Id5 ,I1 が短時間に零になり、循環電
流が十分に減少するため、ダイオ−ドD2,スイッチン
グ素子S4に損失が小さい小型のものを使用できる。
t6においても、t6にダイオ−ドD1がオンして出力
トランス3,ダイオ−ドD1,スイッチング素子S3,
出力トランス3のル−プを循環電流が流れるときに、ダ
イオ−ドD6を流れる電流Id6 が前記数2の式と同様
の式で示される電流になり、電流I1 が減少し、ダイオ
−ドD1の電流Id1 及びスイッチング素子S3の電流
Is3 が低減されて循環電流が減少する。そのため、ダ
イオ−ドD1,スイッチング素子S3にも損失が小さい
小型のものを使用できる。
ついて、図3を参照して説明する。図3において、図1
と同一符号は同一もしくは相当するものを示し、図1と
異なる点は、直流電源を電圧Ei/2の2個の直流電源
1a,1bの直列回路により形成し、いわゆる2電源構
成とした点である。
インダクタンスである。この実施例の場合も第1の実施
例と同様に動作する。そして、2次側フィルタ5のリア
クトルLDにタップbを設け、このタップbに整流器4
の出力を供給するため、1実施例と同様の効果が生じ
る。
ついて、図4を参照して説明する。図4において、図
1,図3と同一符号は同一もしくは相当するものを示
し、それらの図面と異なる点はつぎの(a)〜(d)の
各点である。 (a)ブリッジ回路2を図1,図3のフルブリッジ回路
でなく、スイッチング素子S1,S2の第1のハ−フブ
リッジ回路とスイッチング素子S3,S4の第2のハ−
フブリッジ回路とにより形成した点。
ス3a,3bを備え、両トランス3a,3bの1次巻線
L1a,L1bを出力端子α,βそれぞれと直流電源1
a,1bの接続点との間に設けた点。 (c)出力トランス3aの2次巻線L2aと出力トラン
ス3bの2次巻線L2b,L2b’とをL2b,L2
a,L2b’の順に直列接続し、2次巻線L2aのタッ
プtp’により図1、図3のタップtpを形成した点。
D8,D9及び抵抗R3,R4により形成した点。 そして、この実施例の場合も第1,第2の実施例と同様
に動作して同様の効果が生じる。
3及び整流器4等の構成,駆動方式は実施例に限定され
るものでなく、例えば整流器4は2相半波整流器,全波
整流器或いは単相半波整流器のいずれでもよい。
ているため、以下に記載する効果を生じる。出力トラン
ス3,3a,3bの2次側の整流器4の出力を2次側平
滑フィルタ5に設けられた平滑リアクトルLDのタップ
bに供給したため、ブリッジ回路2がスイッチングする
際のスイッチング過渡時の循環電流が減少し、ブリッジ
回路2の半導体スイッチング素子S1〜S4及びダイオ
−ドD1〜D4を損失が小さく小型な素子により形成す
ることができ、しかも、出力トランス3,3a,3bの
1次側の電流を低減して出力トランス3,3a,3bを
小型化することができる。
の結線図である。
グチャ−トである。
グチャ−トである。
巻線 SL1,SL2 可飽和リアクトル LD 平滑リアクトル D7 フライホイ−ルダイオ−ド
Claims (1)
- 【請求項1】 直流電源を半導体スイッチング素子構成
のブリッジ回路により交流に変換し、該交流を出力トラ
ンスの1次巻線に供給し、前記出力トランスの2次巻線
出力を可飽和リアクトルを介して整流器に供給し、該整
流器の出力をチョ−クインプット回路構成の2次側平滑
フィルタにより平滑して直流出力を形成するDC−DC
コンバ−タにおいて、 前記ブリッジ回路のブリッジ辺それぞれを、半導体スイ
ッチング素子にダイオ−ドを逆並列接続するとともにコ
ンデンサを並設して形成し、 前記2次側平滑フィルタに、前記整流器の出力がタップ
に供給され,一端が一方の出力端子に接続されたチョ−
クコイルとしての平滑リアクトルと、該リアクトルの他
端と他方の出力端子との間に設けられたフライホイ−ル
ダイオ−ドとを備えたことを特徴とするDC−DCコン
バ−タ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18859192A JP2673328B2 (ja) | 1992-06-22 | 1992-06-22 | Dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18859192A JP2673328B2 (ja) | 1992-06-22 | 1992-06-22 | Dc−dcコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0614544A JPH0614544A (ja) | 1994-01-21 |
JP2673328B2 true JP2673328B2 (ja) | 1997-11-05 |
Family
ID=16226345
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18859192A Expired - Lifetime JP2673328B2 (ja) | 1992-06-22 | 1992-06-22 | Dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2673328B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002136119A (ja) * | 2000-10-20 | 2002-05-10 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | Dc−dcコンバータ |
JP2009146955A (ja) * | 2007-12-11 | 2009-07-02 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | 複合リアクトルおよび電源装置 |
JP5591666B2 (ja) * | 2010-11-30 | 2014-09-17 | 株式会社ダイヘン | Dc−dcコンバータ |
JP5214779B2 (ja) * | 2011-08-04 | 2013-06-19 | 日立コンピュータ機器株式会社 | 電源装置 |
JP6009003B2 (ja) | 2015-01-20 | 2016-10-19 | 三菱電機株式会社 | Dc/dcコンバータ |
-
1992
- 1992-06-22 JP JP18859192A patent/JP2673328B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0614544A (ja) | 1994-01-21 |
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