JP2667895B2 - スペクトル拡散通信装置 - Google Patents
スペクトル拡散通信装置Info
- Publication number
- JP2667895B2 JP2667895B2 JP1006808A JP680889A JP2667895B2 JP 2667895 B2 JP2667895 B2 JP 2667895B2 JP 1006808 A JP1006808 A JP 1006808A JP 680889 A JP680889 A JP 680889A JP 2667895 B2 JP2667895 B2 JP 2667895B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- waveform shaping
- waveform
- data
- shaping filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、スペクトル拡散通信装置、特に直接拡散
方式を用いてスペクトル拡散通信を行う通信装置に関す
るものである。
方式を用いてスペクトル拡散通信を行う通信装置に関す
るものである。
［従来の技術］ 従来のスペクトル拡散通信装置の構成は、例えば以下
に示す文献及びに記載されている。
に示す文献及びに記載されている。
J.K.Holmes:“Coherent Spread Spectrum System
s",New York,John Wiley,1982. 横山：“スペクトル拡散通信システム",科学技術出
版社,1988. 以下、これらの文献に基づいて従来技術を説明する。
s",New York,John Wiley,1982. 横山：“スペクトル拡散通信システム",科学技術出
版社,1988. 以下、これらの文献に基づいて従来技術を説明する。
第８図は、従来の直接拡散方式を用いたスペクトル拡
散通信装置の送信部の構成図であり、図において、
（１）は１または−１の値をとる矩形波形の入力デー
タ、（２）はスペクトル拡散用の任意の擬似雑音信号
（以下、PN信号と略する、Pseud。Noise信号）を発生す
るPN信号発生回路、（３）は矩形波形のPN信号、（４）
は乗算器、（５）はベースバンドスペクトル拡散信号、
（６）は搬送波発振回路、（７）は搬送波、（８）は乗
算器、（９）は送信信号である。
散通信装置の送信部の構成図であり、図において、
（１）は１または−１の値をとる矩形波形の入力デー
タ、（２）はスペクトル拡散用の任意の擬似雑音信号
（以下、PN信号と略する、Pseud。Noise信号）を発生す
るPN信号発生回路、（３）は矩形波形のPN信号、（４）
は乗算器、（５）はベースバンドスペクトル拡散信号、
（６）は搬送波発振回路、（７）は搬送波、（８）は乗
算器、（９）は送信信号である。
第９図は、同じく従来の直接拡散方式を用いたスペク
トル拡散通信装置の受信部の構成図であり、図におい
て、（10）は受信信号、（11）は同期捕捉・保持回路、
（12）は複製PN信号、（13）は乗算器、（14）は逆拡散
後の受信信号、（15）は搬送波再生回路、（16）は再生
搬送波、（17）は乗算器、（18）はベースバンド受信信
号、（19）は整合フィルタ、（20）は判定回路、（21）
は同期検波部、（22）は復調データである。
トル拡散通信装置の受信部の構成図であり、図におい
て、（10）は受信信号、（11）は同期捕捉・保持回路、
（12）は複製PN信号、（13）は乗算器、（14）は逆拡散
後の受信信号、（15）は搬送波再生回路、（16）は再生
搬送波、（17）は乗算器、（18）はベースバンド受信信
号、（19）は整合フィルタ、（20）は判定回路、（21）
は同期検波部、（22）は復調データである。
次に動作について説明する。最初に、第８図を用いて
送信部について説明する。
送信部について説明する。
１または−１の値をとる矩形波形の入力データ（１）
と、PN信号発生回路（２）から出力される矩形波形のPN
信号（３）は乗算器（４）で乗算される。
と、PN信号発生回路（２）から出力される矩形波形のPN
信号（３）は乗算器（４）で乗算される。
ここで、入力データ（１）のデータ周期をTD、PN信号
（３）のチップ周期をTCとすると、 TD＝NTC（Ｎは整数で、Ｎ＞１） であり、PN信号の繰り返し周期は、データ周期TD＝NTC
に等しいものとする。また、PN信号（３）は、１または
−１の２値をとるものとする。
（３）のチップ周期をTCとすると、 TD＝NTC（Ｎは整数で、Ｎ＞１） であり、PN信号の繰り返し周期は、データ周期TD＝NTC
に等しいものとする。また、PN信号（３）は、１または
−１の２値をとるものとする。
このようにして、乗算器（４）からはベースバンドス
ペクトル拡散信号（５）が出力される。
ペクトル拡散信号（５）が出力される。
次いでベースバンドスペクトル拡散信号（５）と、搬
送波発振回路（６）から出力される搬送波（７）は乗算
器（８）により乗算され、２相位相シフトキーイング
（以下、BPSKと略する、Binary Phase−Shift Keying）
変調波である送信信号（９）として出力される。
送波発振回路（６）から出力される搬送波（７）は乗算
器（８）により乗算され、２相位相シフトキーイング
（以下、BPSKと略する、Binary Phase−Shift Keying）
変調波である送信信号（９）として出力される。
次に第９図を用いて受信部の動作について説明する。
まず、受信信号（10）に基づいて同期捕捉・保持回路
（11）は、第８図のPN信号（３）と同一の、受信信号
（10）に同期した複製PN信号（12）を出力する。次いで
受信信号（10）と複製PN信号（12）は乗算器（13）にお
いて乗算され、受信信号（10）の逆拡散が行われる。
（11）は、第８図のPN信号（３）と同一の、受信信号
（10）に同期した複製PN信号（12）を出力する。次いで
受信信号（10）と複製PN信号（12）は乗算器（13）にお
いて乗算され、受信信号（10）の逆拡散が行われる。
さらに、乗算器（13）から出力される逆拡散後の受信
信号（14）は、搬送波再生回路（15）、乗算器（17）、
整合フィルタ（19）及び判定回路（20）より構成される
同期検波部（21）に入力され、BPSK同期検波が行われて
復調データ（22）が出力される。
信号（14）は、搬送波再生回路（15）、乗算器（17）、
整合フィルタ（19）及び判定回路（20）より構成される
同期検波部（21）に入力され、BPSK同期検波が行われて
復調データ（22）が出力される。
［発明が解決しようとする課題］ 従来のスペクトル拡散通信装置は以上のように構成さ
れているので、ベースバンド受信信号（18）は矩形波形
となり、このため同期検波部（21）内の整合フィルタ
（19）には積分放電フィルタを使用することが必要とな
る。しかし、積分放電フィルタをアナログ回路で構成す
ると調整に多くの時間を要し、デジタル回路で構成する
と高速で動作する高価なAD変換器が必要となる上に回路
規模が極めて大きくなってしまう。また、整合フィルタ
（19）として積分放電フィルタ以外の調整や製作の容易
なフィルタを使用すると、復調データ（22）のビット誤
り率特性の劣化が生じてしまう。
れているので、ベースバンド受信信号（18）は矩形波形
となり、このため同期検波部（21）内の整合フィルタ
（19）には積分放電フィルタを使用することが必要とな
る。しかし、積分放電フィルタをアナログ回路で構成す
ると調整に多くの時間を要し、デジタル回路で構成する
と高速で動作する高価なAD変換器が必要となる上に回路
規模が極めて大きくなってしまう。また、整合フィルタ
（19）として積分放電フィルタ以外の調整や製作の容易
なフィルタを使用すると、復調データ（22）のビット誤
り率特性の劣化が生じてしまう。
加えて、ビット謝り率特性の劣化を防ぐためには、ベ
ースバンド受信信号（18）を理想的な矩形波形に保つこ
とが要求されるため、逆拡散後の受信信号（14）及びベ
ースバンド受信信号（18）の信号帯域幅Ｂを BTC＝１ 即ち BTD＝Ｎ 程度以上に制限することは不可能である。このため逆拡
散後の受信信号（14）やベースバンド受信信号（18）は
通常のBPSK変調通信装置の受信信号と比較して、S/N
（信号電力対雑音電力比）が30dB以上低いことも稀では
ない。従って、同期検波部（21）の設計においては、レ
ベルダイアグラムを信号ではなく雑音の強度により決定
する必要がある等、特殊な設計方法が必要であり、また
使用する部品も増幅器等はダイナミックレンジの広いこ
とが要求されるため、必然的に高価なものになる。
ースバンド受信信号（18）を理想的な矩形波形に保つこ
とが要求されるため、逆拡散後の受信信号（14）及びベ
ースバンド受信信号（18）の信号帯域幅Ｂを BTC＝１ 即ち BTD＝Ｎ 程度以上に制限することは不可能である。このため逆拡
散後の受信信号（14）やベースバンド受信信号（18）は
通常のBPSK変調通信装置の受信信号と比較して、S/N
（信号電力対雑音電力比）が30dB以上低いことも稀では
ない。従って、同期検波部（21）の設計においては、レ
ベルダイアグラムを信号ではなく雑音の強度により決定
する必要がある等、特殊な設計方法が必要であり、また
使用する部品も増幅器等はダイナミックレンジの広いこ
とが要求されるため、必然的に高価なものになる。
以上のように、従来のスペクトル拡散通信装置におい
ては、ビット誤り率特性の劣化を防ぐためには、BPSK変
調方式を使用しているにも拘らず、同期検波部（21）に
対する設計方法や回路・部品は通常のBPSK変調通信装置
の復調部に対するものとは異なる特殊なものとなってし
まい、設計や製作に時間を要するという課題があった。
ては、ビット誤り率特性の劣化を防ぐためには、BPSK変
調方式を使用しているにも拘らず、同期検波部（21）に
対する設計方法や回路・部品は通常のBPSK変調通信装置
の復調部に対するものとは異なる特殊なものとなってし
まい、設計や製作に時間を要するという課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するために成され
たものであり、ビット誤り率特性の劣化を防ぐことがで
きると共に、設計・製作の容易な同期検波部を使用する
ことの出来るスペクトル拡散通信装置を得ることを目的
とする。
たものであり、ビット誤り率特性の劣化を防ぐことがで
きると共に、設計・製作の容易な同期検波部を使用する
ことの出来るスペクトル拡散通信装置を得ることを目的
とする。
［課題を解決するための手段］ この発明にかかるスペクトル拡散通信装置は、送信部
において、データをアパーチャイコライズ特性を付加し
たルートロールオフ特性を有する送信部データ波形整形
フィルタにより波形整形し、PN信号をアパーチャイコラ
イズ特性を付加したルートロールオフ特性を有する送信
部チップ波形整形フィルタにより波形整形すると共に、
受信部において、受信信号を送信部チップ波形整形フィ
ルタに整合したルートロールオフ特性を有する受信部チ
ップ波形整形フィルタにより波形整形し、逆拡散後の受
信信号を送信部データ波形整形フィルタに整合したルー
トロールオフ特性を有する受信部データ波形整形フィル
タにより波形整形するようにしたものである。
において、データをアパーチャイコライズ特性を付加し
たルートロールオフ特性を有する送信部データ波形整形
フィルタにより波形整形し、PN信号をアパーチャイコラ
イズ特性を付加したルートロールオフ特性を有する送信
部チップ波形整形フィルタにより波形整形すると共に、
受信部において、受信信号を送信部チップ波形整形フィ
ルタに整合したルートロールオフ特性を有する受信部チ
ップ波形整形フィルタにより波形整形し、逆拡散後の受
信信号を送信部データ波形整形フィルタに整合したルー
トロールオフ特性を有する受信部データ波形整形フィル
タにより波形整形するようにしたものである。
［作用］ この発明における送信すべき入力データは、送信部デ
ータ波形整形フィルタによりルートロールオフ波形整形
される。また、受信信号は、送信部及び受信部チップ波
形整形フィルタによりフルロールオフ波形整形され、チ
ップ間干渉の発生が防止される。このため、逆拡散後の
受信信号の包絡線は、送信部におけるルートロールオフ
波形整形されたデータ波形と同一になる。従って、受信
部データ波形整形フィルタは逆拡散後の受信信号に対す
る整合フィルタとしても作用し、この結果、受信部デー
タ波形整形フィルタからは、データ間干渉の存在しな
い、S/N最大のデータ波形が出力される。
ータ波形整形フィルタによりルートロールオフ波形整形
される。また、受信信号は、送信部及び受信部チップ波
形整形フィルタによりフルロールオフ波形整形され、チ
ップ間干渉の発生が防止される。このため、逆拡散後の
受信信号の包絡線は、送信部におけるルートロールオフ
波形整形されたデータ波形と同一になる。従って、受信
部データ波形整形フィルタは逆拡散後の受信信号に対す
る整合フィルタとしても作用し、この結果、受信部デー
タ波形整形フィルタからは、データ間干渉の存在しな
い、S/N最大のデータ波形が出力される。
［発明の実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第１図は、この発明にかかるスペクトル拡散通信装置
の第１の実施例装置の送信部の構成図である。第１図に
おいて、（1a）は入力データ信号（１）が後述するフィ
ルタ（23）によって波形整形されたデータ信号、（3a）
はPN信号（３）が後述するフィルタ（24）によって波形
整形されたPN信号、（23）は送信部データ波形整形フィ
ルタ、（24）は送信部チップ波形整形フィルタである。
の第１の実施例装置の送信部の構成図である。第１図に
おいて、（1a）は入力データ信号（１）が後述するフィ
ルタ（23）によって波形整形されたデータ信号、（3a）
はPN信号（３）が後述するフィルタ（24）によって波形
整形されたPN信号、（23）は送信部データ波形整形フィ
ルタ、（24）は送信部チップ波形整形フィルタである。
また、第２図は第１の実施例装置の受信部の構成図で
ある。第２図において、（10a）は受信信号（10）が後
述するフィルタ（25）によって波形整形された受信信
号、（14a）は逆拡散後の受信信号（14）が後述のフィ
ルタ（27）によって雑音が制限された逆拡散後の受信信
号、（18a）はベースバンド受信信号（18）が後述のフ
ィルタ（28）によって波形整形されたベースバンド受信
信号、（25）は受信部チップ波形整形フィルタ、（26）
は再生クロック信号、（27）は雑音制限フィルタ、（2
8）は受信部データ波形整形フィルタであり、同期検波
部（21）は通常のBPSK変調通信装置の復調部と同一の回
路構成となっている。
ある。第２図において、（10a）は受信信号（10）が後
述するフィルタ（25）によって波形整形された受信信
号、（14a）は逆拡散後の受信信号（14）が後述のフィ
ルタ（27）によって雑音が制限された逆拡散後の受信信
号、（18a）はベースバンド受信信号（18）が後述のフ
ィルタ（28）によって波形整形されたベースバンド受信
信号、（25）は受信部チップ波形整形フィルタ、（26）
は再生クロック信号、（27）は雑音制限フィルタ、（2
8）は受信部データ波形整形フィルタであり、同期検波
部（21）は通常のBPSK変調通信装置の復調部と同一の回
路構成となっている。
次に動作について説明する。第３図及び第４図は、そ
れぞれ第１図に示された送信部の、送信部データ波形整
形フィルタ（23）及び送信部チップ波形整形フィルタ
（24）の振幅特性を示す特性図である。また、第５図、
第６図及び第７図は、それぞれ第２図に示された受信部
の、受信部チップ波形整形フィルタ（25）、雑音制限フ
ィルタ（27）及び受信データ波形整形フィルタ（28）の
振幅特性を示す特性図である。
れぞれ第１図に示された送信部の、送信部データ波形整
形フィルタ（23）及び送信部チップ波形整形フィルタ
（24）の振幅特性を示す特性図である。また、第５図、
第６図及び第７図は、それぞれ第２図に示された受信部
の、受信部チップ波形整形フィルタ（25）、雑音制限フ
ィルタ（27）及び受信データ波形整形フィルタ（28）の
振幅特性を示す特性図である。
かかる構成において、最初に第１図、第３図及び第４
図を用いて送信部の動作を説明する。
図を用いて送信部の動作を説明する。
まず、データ周期TDである矩形入力データ（１）は、
第３図に示すアパーチャイコライズ付き40％ルートロー
ルオフ特性を有する送信部データ波形整形フィルタ（2
3）にて、ルートロールオフ波形整形された入力データ
（1a）となる。また、PN信号発生回路（２）から出力さ
れる矩形（チップ周期TC）PN信号（３）は、第４図に示
すアパーチャイコライズ付き40％ルートロールオフ特性
を有する送信部チップ波形整形フィルタ（24）にてルー
トロールオフ波形整形されたPN信号（3a）となる。
第３図に示すアパーチャイコライズ付き40％ルートロー
ルオフ特性を有する送信部データ波形整形フィルタ（2
3）にて、ルートロールオフ波形整形された入力データ
（1a）となる。また、PN信号発生回路（２）から出力さ
れる矩形（チップ周期TC）PN信号（３）は、第４図に示
すアパーチャイコライズ付き40％ルートロールオフ特性
を有する送信部チップ波形整形フィルタ（24）にてルー
トロールオフ波形整形されたPN信号（3a）となる。
次いで、波形整形された入力データ（1a）は、乗算器
（４）により波形整形されたPN信号（3a）と乗算され、
ベースバンドスペクトル拡散信号（５）となる。さら
に、ベースバンドスペクトル拡散信号（５）と、搬送波
発振回路（６）より出力される周波数がfcである搬送波
（７）は、乗算器（８）により乗算されることによりBP
SK変調波である送信信号（９）が出力される。
（４）により波形整形されたPN信号（3a）と乗算され、
ベースバンドスペクトル拡散信号（５）となる。さら
に、ベースバンドスペクトル拡散信号（５）と、搬送波
発振回路（６）より出力される周波数がfcである搬送波
（７）は、乗算器（８）により乗算されることによりBP
SK変調波である送信信号（９）が出力される。
次に、第２図、第５図、第６図及び第７図を用いて、
受信部の動作を説明する。
受信部の動作を説明する。
まず、受信信号（10）は、送信部チップ波形整形フィ
ルタ（24）に整合した、第５図に示す40％ルートロール
オフ特性を有する中心周波数fcの帯域通過フィルタであ
る受信チップ波形整形フィルタ（25）により波形整形さ
れた受信信号（10a）となる。波形整形された受信信号
（10a）に含まれるPN信号のチップ波形は、送信部チッ
プ波形整形フィルタ（24）及び受信部チップ波形整形フ
ィルタ（25）によりフルロールオフ波形整形されてお
り、このためチップ間干渉は生じない。
ルタ（24）に整合した、第５図に示す40％ルートロール
オフ特性を有する中心周波数fcの帯域通過フィルタであ
る受信チップ波形整形フィルタ（25）により波形整形さ
れた受信信号（10a）となる。波形整形された受信信号
（10a）に含まれるPN信号のチップ波形は、送信部チッ
プ波形整形フィルタ（24）及び受信部チップ波形整形フ
ィルタ（25）によりフルロールオフ波形整形されてお
り、このためチップ間干渉は生じない。
次いで、波形整形された受信信号（10a）に基づいて
同期捕捉・保持回路（11）は、矩形PN信号（３）と同一
の、波形整形された受信信号（10a）に同期した複製PN
信号（12）を出力する。そして、波形整形された受信信
号（10a）は複製PN信号（12）と乗算器（13）において
乗算されることにより逆拡散が行われ、逆拡散後の受信
信号（14）が出力される。前述の通り、波形整形された
受信信号（10a）に含まれるPN信号のチップ波形はチッ
プ間干渉を生じておらず、このため、逆拡散後の受信信
号（14）の包絡線は波形整形された入力データ（1a）の
信号波形と同一になる。
同期捕捉・保持回路（11）は、矩形PN信号（３）と同一
の、波形整形された受信信号（10a）に同期した複製PN
信号（12）を出力する。そして、波形整形された受信信
号（10a）は複製PN信号（12）と乗算器（13）において
乗算されることにより逆拡散が行われ、逆拡散後の受信
信号（14）が出力される。前述の通り、波形整形された
受信信号（10a）に含まれるPN信号のチップ波形はチッ
プ間干渉を生じておらず、このため、逆拡散後の受信信
号（14）の包絡線は波形整形された入力データ（1a）の
信号波形と同一になる。
次いで、逆拡散後の受信信号（14）は同期検波部（2
1）に入力される。同期検波部（21）において、まず、
第６図に示す特性を有する中心周波数fcの帯域通過フィ
ルタである雑音制限フィルタ（27）により、逆拡散後の
受信信号（14）は、通常のBPSK変調方式の受信信号と同
程度のS/Nを有するところの雑音を制限された逆拡散後
の信号（14a）となる。前述のように、逆拡散後の受信
信号（14）の包絡線は、第３図に示された特性を有する
送信部データ波形整形フィルタ（23）による波形整形さ
れた入力データ（1a）の信号波形と同一である。このこ
とは逆拡散後の受信信号（14）の電力スペクトルが |f−fc|≦1.4fo（fo＝1/2TD） の帯域内に集中していることを示しており、また、第６
図に示すように雑音制限フィルタ（27）はこの帯域の周
波数成分はすべて通過するような特性を有している。従
って、雑音の制限された逆拡散後の受信信号（14a）の
信号電力や包絡線波形は、逆拡散後の受信信号（14）と
同一であり、雑音のみ除去されることになる。
1）に入力される。同期検波部（21）において、まず、
第６図に示す特性を有する中心周波数fcの帯域通過フィ
ルタである雑音制限フィルタ（27）により、逆拡散後の
受信信号（14）は、通常のBPSK変調方式の受信信号と同
程度のS/Nを有するところの雑音を制限された逆拡散後
の信号（14a）となる。前述のように、逆拡散後の受信
信号（14）の包絡線は、第３図に示された特性を有する
送信部データ波形整形フィルタ（23）による波形整形さ
れた入力データ（1a）の信号波形と同一である。このこ
とは逆拡散後の受信信号（14）の電力スペクトルが |f−fc|≦1.4fo（fo＝1/2TD） の帯域内に集中していることを示しており、また、第６
図に示すように雑音制限フィルタ（27）はこの帯域の周
波数成分はすべて通過するような特性を有している。従
って、雑音の制限された逆拡散後の受信信号（14a）の
信号電力や包絡線波形は、逆拡散後の受信信号（14）と
同一であり、雑音のみ除去されることになる。
そして、搬送波再生回路（15）は雑音を制限された逆
拡散後の受信信号（14a）に同期した再生搬送波（16）
を発生し、乗算器（17）において雑音を制限された逆拡
散後の受信信号（14a）と再生搬送波（16）が乗算さ
れ、このようにして波形整形された入力データ（1a）と
同一の信号波形を有するところのベースバンド受信信号
（18）が乗算器（17）より出力される。
拡散後の受信信号（14a）に同期した再生搬送波（16）
を発生し、乗算器（17）において雑音を制限された逆拡
散後の受信信号（14a）と再生搬送波（16）が乗算さ
れ、このようにして波形整形された入力データ（1a）と
同一の信号波形を有するところのベースバンド受信信号
（18）が乗算器（17）より出力される。
さらに、ベースバンド受信信号（18）は、送信部デー
タ波形整形フィルタ（23）に整合した、第７図に示す40
％ルートロールオフ特性を有する受信部データ波形整形
フィルタ（28）により波形整形されたベースバンド受信
信号（18a）となる。前述の通り、ベースバンド受信信
号（18）の波形は、送信部データ波形整形フィルタ（2
3）による波形整形された入力データ（1a）と同一の波
形であり、従って、受信部データ波形整形フィルタ（2
8）はベースバンド受信信号に対する整合フィルタとな
り、また、波形整形されたベースバンド受信信号（18
a）の波形はフルロールオフ波形整形されたものとな
る。このため、波形整形されたベースバンド受信信号
（18a）はS/Nが最大で、かつ符号間干渉のないものとな
る。
タ波形整形フィルタ（23）に整合した、第７図に示す40
％ルートロールオフ特性を有する受信部データ波形整形
フィルタ（28）により波形整形されたベースバンド受信
信号（18a）となる。前述の通り、ベースバンド受信信
号（18）の波形は、送信部データ波形整形フィルタ（2
3）による波形整形された入力データ（1a）と同一の波
形であり、従って、受信部データ波形整形フィルタ（2
8）はベースバンド受信信号に対する整合フィルタとな
り、また、波形整形されたベースバンド受信信号（18
a）の波形はフルロールオフ波形整形されたものとな
る。このため、波形整形されたベースバンド受信信号
（18a）はS/Nが最大で、かつ符号間干渉のないものとな
る。
最後に、判定回路（20）により、同期捕捉・保持回路
（11）から得られるデータ周期に同期した再生クロック
信号（26）に基づき、１データ周期に付き１回の割合で
波形整形されたベースバンド信号（18a）の標本化及び
量子化が行われ、復調データ（22）が出力される。前述
のように、波形整形されたベースバンド受信信号（18
a）はS/Nが最大で符号間干渉が存在しないため、復調デ
ータ（22）のビット誤り率特性の劣化は発生しない。
（11）から得られるデータ周期に同期した再生クロック
信号（26）に基づき、１データ周期に付き１回の割合で
波形整形されたベースバンド信号（18a）の標本化及び
量子化が行われ、復調データ（22）が出力される。前述
のように、波形整形されたベースバンド受信信号（18
a）はS/Nが最大で符号間干渉が存在しないため、復調デ
ータ（22）のビット誤り率特性の劣化は発生しない。
なお、上記実施例では位相シフトキーイング変調方式
としてBPSK変調方式を使用したものを示したが、他の位
相シフトキーイング変調方式、例えば４相位相シフトキ
ーイング変調方式等を使用しても良い。
としてBPSK変調方式を使用したものを示したが、他の位
相シフトキーイング変調方式、例えば４相位相シフトキ
ーイング変調方式等を使用しても良い。
また、上記実施例では送信部データ波形整形フィルタ
（23）及び受信部データ波形整形フィルタ（28）として
40％ルートロールオフフィルタを使用したものを示した
が、他のロールオフ率を有する、例えば100％ルートロ
ールオフフィルタを使用しても良い。このことは、送信
部チップ波形整形フィルタ（24）及び受信部チップ波形
フィルタ（25）に関しても同様である。
（23）及び受信部データ波形整形フィルタ（28）として
40％ルートロールオフフィルタを使用したものを示した
が、他のロールオフ率を有する、例えば100％ルートロ
ールオフフィルタを使用しても良い。このことは、送信
部チップ波形整形フィルタ（24）及び受信部チップ波形
フィルタ（25）に関しても同様である。
次に、通常のBPSK変調通信装置を利用して受信部を構
成した第２の実施例について説明する。
成した第２の実施例について説明する。
上記第１実施例においては、同期検波部（21）は通常
のBPSK変調通信装置の復調部と同一の回路構成となって
いる。従って、既存のBPSK変調通信装置の復調器内の受
信信号波形整形フィルタが、第１実施例の送信部データ
波形整形フィルタ（23）と整合している場合には、この
通常のBPSK変調通信装置の復調器を同期検波部（21）と
して使用可能であり、このようにして構成した受信部を
使用しても、第１実施例と同様にビット誤り率特性の劣
化は発生しない。従って、通常のBPSK変調通信装置が既
存している場合は、受信部の構成が簡単なものとなる。
のBPSK変調通信装置の復調部と同一の回路構成となって
いる。従って、既存のBPSK変調通信装置の復調器内の受
信信号波形整形フィルタが、第１実施例の送信部データ
波形整形フィルタ（23）と整合している場合には、この
通常のBPSK変調通信装置の復調器を同期検波部（21）と
して使用可能であり、このようにして構成した受信部を
使用しても、第１実施例と同様にビット誤り率特性の劣
化は発生しない。従って、通常のBPSK変調通信装置が既
存している場合は、受信部の構成が簡単なものとなる。
［発明の効果］ 以上のように、この発明によればデータを送信部及び
受信部のデータ波形整形フィルタにより波形整形し、PN
信号のチップ波形を送信部及び受信部のチップ波形整形
フィルタにより波形整形するように構成したので、同期
検波部を通常のBPSK変調通信装置の復調部と同一の回路
構成としてもビット誤り率特性の劣化を防ぐことがで
き、同期検波部の設計及び製作が容易でありながらビッ
ト誤り率特性の劣化がないスペクトル拡散通信装置が得
られる効果がある。
受信部のデータ波形整形フィルタにより波形整形し、PN
信号のチップ波形を送信部及び受信部のチップ波形整形
フィルタにより波形整形するように構成したので、同期
検波部を通常のBPSK変調通信装置の復調部と同一の回路
構成としてもビット誤り率特性の劣化を防ぐことがで
き、同期検波部の設計及び製作が容易でありながらビッ
ト誤り率特性の劣化がないスペクトル拡散通信装置が得
られる効果がある。
第１図はこの発明の第１実施例によるスペクトル拡散通
信装置の送信部を示す構成図、第２図は第１実施例装置
の受信部を示す構成図、第３図は第１実施例装置中の送
信部データ波形整形フィルタの振幅特性を示す特性図、
第４図は第１実施例中の送信部チップ波形整形フィルタ
の振幅特性を示す特性図、第５図は第１実施例装置中の
受信部チップ波形整形フィルタの振幅特性を示す特性
図、第６図は第１実施例装置受信部中の雑音制限フィル
タの振幅特性を示す特性図、第７図は第１実施例装置中
の受信部データ波形整形フィルタの振幅特性を示す特性
図、第８図は従来のスペクトル拡散通信装置の送信部を
示す構成図、第９図は従来例装置の受信部を示す構成図
である。 図において、（１）は入力データ、（1a）は波形整形さ
れた入力データ、（２）はPN信号発生回路、（３）はPN
信号、（3a）は波形整形されたPN信号、（４）、
（８）、（13）及び（17）は乗算器、（５）はベースバ
ンドスペクトル拡散信号、（６）は搬送波発振回路、
（７）は搬送波、（９）は送信信号、（10）は受信信
号、（11）は同期捕捉・保持回路、（12）は複製PN信
号、（14）は逆拡散後の受信信号、（14a）は雑音が制
限された逆拡散後の受信信号、（15）は搬送波再生回
路、（16）は再生搬送波、（18）はベースバンド受信信
号、（18a）は波形整形されたベースバンド受信信号、
（19）は整合フィルタ、（20）は判定回路、（21）は同
期検波部、（22）は復調データ、（23）は送信部データ
波形整形フィルタ、（24）は送信部チップ波形整形フィ
ルタ、（25）は受信部チップ波形整形フィルタ、（26）
は再生クロック信号、（27）は雑音制限フィルタ、（2
8）は受信部データ波形整形フィルタである。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
信装置の送信部を示す構成図、第２図は第１実施例装置
の受信部を示す構成図、第３図は第１実施例装置中の送
信部データ波形整形フィルタの振幅特性を示す特性図、
第４図は第１実施例中の送信部チップ波形整形フィルタ
の振幅特性を示す特性図、第５図は第１実施例装置中の
受信部チップ波形整形フィルタの振幅特性を示す特性
図、第６図は第１実施例装置受信部中の雑音制限フィル
タの振幅特性を示す特性図、第７図は第１実施例装置中
の受信部データ波形整形フィルタの振幅特性を示す特性
図、第８図は従来のスペクトル拡散通信装置の送信部を
示す構成図、第９図は従来例装置の受信部を示す構成図
である。 図において、（１）は入力データ、（1a）は波形整形さ
れた入力データ、（２）はPN信号発生回路、（３）はPN
信号、（3a）は波形整形されたPN信号、（４）、
（８）、（13）及び（17）は乗算器、（５）はベースバ
ンドスペクトル拡散信号、（６）は搬送波発振回路、
（７）は搬送波、（９）は送信信号、（10）は受信信
号、（11）は同期捕捉・保持回路、（12）は複製PN信
号、（14）は逆拡散後の受信信号、（14a）は雑音が制
限された逆拡散後の受信信号、（15）は搬送波再生回
路、（16）は再生搬送波、（18）はベースバンド受信信
号、（18a）は波形整形されたベースバンド受信信号、
（19）は整合フィルタ、（20）は判定回路、（21）は同
期検波部、（22）は復調データ、（23）は送信部データ
波形整形フィルタ、（24）は送信部チップ波形整形フィ
ルタ、（25）は受信部チップ波形整形フィルタ、（26）
は再生クロック信号、（27）は雑音制限フィルタ、（2
8）は受信部データ波形整形フィルタである。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】位相シフトキーイング変調方式を用いた直
接拡散方式スペクトル拡散通信装置において、 データに対して波形整形を行うアパーチャイコライズ特
性を付加したルートロールオフ特性を有する送信部デー
タ波形整形フィルタと、スペクトル拡散用の擬似雑音信
号に対して波形整形を行う、アパーチャイコライズ特性
を付加したルートロールオフ特性を有する送信部チップ
波形整形フィルタとを備えた送信部と、 受信信号に対して波形整形を行う前記送信部チップ波形
整形フィルタに整合したルートロールオフ特性を有する
受信部チップ波形整形フィルタと、逆拡散後の受信信号
に対して波形整形を行う、前記送信部データ波形整形フ
ィルタに整合したルートロールオフ特性を有する受信部
データ波形整形フィルタとを備えた受信部とからなるこ
とを特徴とするスペクトル拡散通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1006808A JP2667895B2 (ja) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | スペクトル拡散通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1006808A JP2667895B2 (ja) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | スペクトル拡散通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02186851A JPH02186851A (ja) | 1990-07-23 |
| JP2667895B2 true JP2667895B2 (ja) | 1997-10-27 |
Family
ID=11648494
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1006808A Expired - Fee Related JP2667895B2 (ja) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | スペクトル拡散通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2667895B2 (ja) |
-
1989
- 1989-01-13 JP JP1006808A patent/JP2667895B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02186851A (ja) | 1990-07-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| USRE38603E1 (en) | Data transmitter and receiver of a spread spectrum communication system using a pilot channel | |
| US8040935B2 (en) | Methods and apparatus for spread spectrum modulation and demodulation | |
| US5856997A (en) | Spread spectrum receiving apparatus | |
| US5049830A (en) | Carrier recovery system and digital phase demodulator | |
| US5353301A (en) | Method and apparatus for combining multipath spread-spectrum signals | |
| JP3280141B2 (ja) | スペクトラム拡散受信装置 | |
| JP3814688B2 (ja) | 伝送方法及びその方法を実行するための装置 | |
| US6009074A (en) | CDMA modulation and demodulation method reducing interference and a communication system using the same | |
| JP2667895B2 (ja) | スペクトル拡散通信装置 | |
| JPH07202751A (ja) | スペクトラム拡散送信方法およびスペクトラム拡散送信機 | |
| JPH08331098A (ja) | Ｐｄｉ受信機 | |
| JP2714226B2 (ja) | スペクトラム拡散通信システム | |
| JP3457099B2 (ja) | 並列組合せスペクトル拡散送受信システム | |
| JP3245048B2 (ja) | スペクトル拡散通信装置 | |
| JP3320234B2 (ja) | スペクトラム拡散受信装置 | |
| JP2650553B2 (ja) | スペクトル拡散復調装置 | |
| JP2729692B2 (ja) | スペクトル拡散通信受信装置 | |
| JP2689806B2 (ja) | 同期型スペクトル拡散変調波の復調装置 | |
| JP2864930B2 (ja) | スペクトル拡散通信方式における同期保持装置 | |
| JP2591398B2 (ja) | スペクトル拡散無線通信装置 | |
| JPH09247046A (ja) | スペクトラム拡散通信用受信装置 | |
| JP2731361B2 (ja) | 信号処理装置 | |
| JP3147226B2 (ja) | ディジタル無線装置 | |
| JPH08167864A (ja) | スペクトラム拡散通信装置 | |
| JP2839973B2 (ja) | スペクトラム拡散通信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |