JP3852533B2 - 初期捕捉回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、直接拡散スペクトラム拡散通信システムにおけて、並列データ系列に対して同一の拡散符号系列を用いてスペクトル拡散を行い、その後時間オフセットを与えて多重された送信信号に対して、送信信号に乗算されている拡散符号系列と受信装置側の相関器で用いる拡散符号系列との符号同期を行う初期捕捉回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年、移動体通信システムや衛星通信システムでは、画像、音声やデータ等のトラヒックの伝送方式の一つとしてスペクトラム拡散方式を用いた符号分割多元接続通信方式が検討されている。
スペクトラム拡散通信方式の一つである直接拡散方式は、情報信号よりもはるかに広帯域の拡散符号系列を情報信号に直接乗算させることにより、情報信号を拡散して通信を行う方式である。
そして、初期捕捉回路は、送信側で乗算された拡散符号系列と受信側の相関器で用いる拡散符号系列との符号同期を得るものである。以下での符号同期状態とは、データ復調時において受信信号に乗算されている拡散符号と相関器で用いている拡散符号との位相が等しい状態のことである。
【0003】
図8及び図9は、それぞれ、特開平6−197096に示されている従来のパラレルデータに対して同一の拡散符号を用いてスペクトル拡散を行い、その後時間オフセットを与えて多重してデータ通信を行うスペクトラム拡散通信システム(以下では、同一拡散符号多重SSシステム)の送信装置及び受信装置の構成図である。
図8は、従来の同一拡散符号多重SSシステムの送信装置を示す構成図である。図8において、211はデータ発生手段、212はシリアル/パラレル変換手段、213はクロック発生手段、214は拡散符号発生手段、221から22nは拡散変調手段、231から23nは遅延手段、241は多重手段、242は周波数変換手段、243は電力増幅手段であり、244は送信アンテナである。
【0004】
次に、従来の同一拡散符号多重SSシステムの送信装置の動作について説明する。図8において、従来の同一拡散符号多重SSシステムの送信装置は、まず、データ発生手段211により、“1”又は“−1”の値を持つディジタル情報信号を生成する。以下では、ディジタル情報信号の発生速度をビットレートと呼び、ディジタル情報信号のビットレートの値をRbと表記する。次に、シリアル/パラレル変換手段212によりディジタル情報信号をnチャネルの並列情報信号に変換する。ここで、多重数nは、拡散符号長L[ビット]以下の値である。また、以下では、各チャネルでの並列情報信号の発生速度を並列ビットレートと呼び、並列ビットレートの値をRp(=Rb/n)と表記する。従来の同一拡散符号多重SSシステムの送信装置で用いる拡散符号系列は、拡散符号発生手段214で生成され、“1”又は“−1”の値を持ち、かつ符号長L[ビット]の拡散符号系列であり、クロック発生手段213で作成されたRp×Lのクロック周波数帯域を持つ。
【0005】
拡散符号系列としては、符号作成回路構成が容易、かつ自己相関及び各符号間での相互相関が小さい符号、例えばM系列やGold符号等が使用される。また、以下では、クロック発生手段213で作成されたクロックレートをチップレートRc(=Rp×L)、チップレートRcを持つクロック周期をチップ周期Tc(=1/Rc)と呼ぶ。そして、拡散変調手段221〜22nで、nチャネルの各並列情報信号と拡散符号発生手段214で生成された拡散符号とを乗算することによりnチャネルの並列スペクトル拡散信号を生成する。ここで、並列スペクトル拡散信号は、チップレートRcを持つ。
【0006】
そして、nチャネルの各並列スペクトル拡散信号系列に対して、遅延手段231〜23nでそれぞれ異なるn個の遅延時間{τ1Tc,τ2Tc,τ3Tc,・・・,τnTc}(但し、以下では{τ1,τ2,τ3,・・・,τn}を遅延係数と呼び、遅延係数{τ1,τ2,τ3,・・・,τn}は、0≦τ1<τ2<τ3<・・・<τn<Lを満たす整数である)を与え、その後、多重手段241で遅延されたnチャネルの並列スペクトル拡散信号を全て加算することにより、多重スペクトル拡散信号を生成する。nチャネルの各並列スペクトル拡散信号系列は、並列情報信号を同一の拡散符号系列でスペクトル拡散されているが、それぞれ異なる遅延時間が与えられて多重されているため、各データ系列の符号同期時における各データ系列間の相互相関は小さな値を持つ。
【0007】
さらに、多重スペクトル拡散信号を、周波数変換手段242で無線周波数(RF)に周波数変換し、その後、電力増幅手段243で電力増幅することにより多重RF信号を生成する。そして、多重RF信号を送信アンテナ244を用いて通信相手方へ送信する。
また、図9は、従来の同一拡散符号多重SSシステムの受信装置を示す構成図である。図9において、311は受信アンテナ、312はRF増幅手段、111は準同期検波手段、112は相関値算出手段、141は初期捕捉手段であり、313はパラレル/シリアル変換手段、321〜32nは遅延補正手段であり、331〜33nはデータ復調手段である。そして、準同期検波手段111は、VCO341、π/2移相手段342、乗算手段343及び344、ローパスフィルタ345及び346、A/D変換手段347及び348で構成され、相関値算出手段112は、同相相関値算出手段351及び直交相関値算出手段352で構成される。
【0008】
次に、従来の同一拡散符号多重SSシステムの受信装置の動作について説明する。図9において、従来の同一拡散符号多重SSシステムの受信装置は、まず、受信アンテナ311で受信した上述の従来の同一拡散符号多重SSシステムの送信装置で送信された多重RF信号に対して、RF増幅手段312でRF増幅する。そして、準同期検波手段111において、乗算手段343で電圧制御発信器(VCO)341から出力されるチップレートRcの周波数帯域を持つ局部搬送波とRF増幅された多重RF信号とを乗算し、ローパスフィルタ345により高調波成分を除去し、更にA/D変換手段347によりディジタルデータに変換することにより、チップレートRcの周波数帯域を持つ複素スペクトル拡散信号の同相成分を生成する。
【0009】
同様に、準同期検波手段111において、乗算手段344で移相手段342によりπ/2移相されたチップレートRcを持つ局部搬送波とRF増幅された多重RF信号とを乗算し、ローパスフィルタ346、A/D変換手段348を介して、チップレートRcの周波数帯域を持つ複素スペクトル拡散信号の直交成分を生成する。次に、相関値算出手段112において、複素スペクトル拡散信号の同相成分及び直交成分を、同相相関値算出手段351及び直交相関値算出手段352で、それぞれ多重RF信号に乗算されている符号と同系列の拡散符号系列と相関演算を行うことにより同相相関値及び直交相関値を算出する。ここで、同相相関値算出手段351及び直交相関算出手段352では、マッチドフィルタ等が用いられる。また、初期捕捉手段141で、直交相関値及び同相相関値から、多重RF信号に乗算されている拡散符号系列の周期に同期したシンボルクロックを生成する。
【0010】
そして、遅延補正手段321〜32nで、直交相関値及び同相相関値に対して、それぞれ{TP−τ1Tc,TP−τ2Tc,TP−τ3Tc,・・・,TP−τnTc}(ここで、Tpは並列ビット周期であり、Tp=1/Rpを満たす)の遅延補正時間を与えることにより、各チャネルに乗算された拡散符号系列の位相とシンボルクロックとのタイミング同期が可能である。さらに、データ復調手段331〜33nにより、各チャネルに対して、シンボルクロックに同期したタイミングで算出された同相相関値及び直交相関値から並列復調データを算出する。ここで、多重RF信号は、同一の拡散符号が乗算された並列情報信号系列が多重されることにより生成される。
【0011】
しかし、多重RF信号は、多重されている各チャネルに対してそれぞれ異なる遅延時間が与えられているので、データ復調時での各チャネル間の相互相関は小さな値となるため、各チャネルに対して復調作業が可能である。ここでは、並列復調データは、並列ビットレートRpを持ち、かつ“1”又は“−1”の値を持つ信号である。更に、パラレル/シリアル変換手段313で、nチャネルの並列ビットレートRpを持つ並列復調データからビットレートRb(=nRp)を持つ復調データの生成を行う。この上記の動作により、多重RF信号から復調データを抽出することが可能である。
【0012】
次に初期捕捉手段141について説明する。
図10は、スペクトル拡散通信システム(横山光雄 著,科学技術出版社)のp.325からp.329に示されている従来の直接拡散方式の初期捕捉回路の構成図である。
図10において、111は準同期検波手段、112は相関値算出手段、113及び114は二乗算出手段、115は加算手段、411は符号同期点検出手段であり、133はシンボルクロック生成手段である。
この従来の初期捕捉回路は、まず、準同期検波手段111において、受信RF信号から複素スペクトル拡散信号の同相成分(実数成分)及び直交成分(虚数成分)を生成する。
【0013】
そして、準同期検波手段111で生成された複素スペクトル拡散信号の同相成分及び直交成分を、相関値算出手段112でそれぞれ受信RF信号に乗算されている符号と同系列の拡散符号系列と相関演算を行うことにより同相相関値及び直交相関値を算出する。そして、相関値算出手段から出力される同相相関値及び直交相関値を二乗算出手段113及び114で二乗して、その後、加算手段115で加算することにより二乗相関値を算出する。さらに、符号同期点検出手段411で、1拡散符号周期内で二乗相関値が最大値を示す時刻で、符号同期位置を示す捕捉パルスを生成する。
【0014】
最後に、シンボルクロック生成手段133で捕捉パルスのタイミングに同期したシンボルクロックを生成する。このシンボルクロックにより、受信RF信号と受信装置内の相関器で用いられる拡散符号との符号同期の確立が可能である。
【0015】
前記の動作を式を用いて説明する。送信搬送波角周波数をωc、時刻tにおけるディジタル情報信号をDm(m=1,2,3,・・・)、拡散符号系列をci={c0,c1,c2,・・・,cL-1}とすると、受信RF信号f(t)は
f(t)=Dmcicos(ωct)+jDmcisin(ωct)
となる。
【0016】
以下では、VCO341より発生される局部搬送波の周波数が送信搬送波角周波数と同じ値ωcを持つと仮定する。そして、受信RF信号とVCO341より発生される局部搬送波とを乗算手段343で乗算され、ローパスフィルタ345でフィルタリングされた信号r(t)は、
r(t)=Dmcicos(Δθ)
同様に、乗算手段344で乗算され、ローパスフィルタ346でフィルタリングされた信号i(t)は、
i(t)=Dmcisin(Δθ)
ここで、Δθは送受信間のキャリア位相誤差である。
そして、r(t)及びi(t)を、同相相関値算出手段351及び直交相関値算出手段352でそれぞれ送信装置で用られたのと同じ拡散符号系列ci’={c0’,c1’,c2’,・・・,cL-1’}と相関演算した場合を考慮する。
【0017】
もし、拡散符号系列ci’と拡散符号系列ciとの位相が異なる場合では、同相成分r(t)及び直交成分i(t)の各相関値の二乗和は小さな値を持つ。また、拡散符号系列ci’と拡散符号系列ciの位相が一致している(符号同期している)場合には、各相関値の二乗和は大きな値となる。これは、拡散符号として用いられる符号系列は、符号系列の位相が一致している場合の自己相関値は大きく、位相が一致していない場合の自己相関値は小さいという特徴を持つためである。よって、同相成分及び直交成分の相関値の二乗和は、符号同期している状態では大きな値となり、符号同期していない場合には小さな値となるので、この相関値の二乗和を算出することにより、複素スペクトル拡散信号と受信装置の相関器で用いられる拡散符号との符号同期状態の確立が可能である。
【0018】
【発明が解決しようとする課題】
同一拡散符号多重SSシステムで上記のような従来の初期捕捉回路を用いた場合、同一の拡散符号系列を乗算し遅延させた各並列データ系列を多重してデータ送信を行うため、受信装置側の相関器では、図11に示すように、1シンボル周期内で多重回数の二乗相関ピーク値を持つ。ここで、図11は、多重数n=3の場合の二乗相関値及びシンボルクロックのタイミングチャートである。このため、従来の初期捕捉回路を同一拡散符号多重SSシステムで用いた場合、システム全体の符号同期点(従来の技術で説明した送信装置内の遅延手段221〜22nで遅延時間を与えなかった場合の符号同期点)を検出し、シンボルクロックを生成することが困難であるという問題点があった。
【0019】
また、同一拡散符号多重SSシステムでシンボルクロックを生成する方策としては、例えば、特開平4−360434に示されるように、符号同期用の拡散符号を用いる方式が存在するが、データ通信用の相関器351及び352以外に符号同期用の相関器が一組新たに必要(同相相関値算出用及び直交相関値算出用の相関器がそれぞれ一個ずつ必要)となるため、回路規模が増大するという問題点があった。
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、第1の目的は、同一拡散符号多重SSシステムに対して、高精度な初期捕捉特性を実現する初期捕捉回路を得るものである。
【0020】
また、第2の目的は、復調作業を行う際、符号同期用の相関器を用いず、1チャネル分の相関器数で初期捕捉作業を実現できるため、回路規模及び消費電力の増大を緩和することが可能な同一拡散符号多重SSシステム用初期捕捉回路を得るものである。
【0021】
【課題を解決するための手段】
第1の発明に係わる初期捕捉回路は、n(≧2)個の並列データ系列に同一の拡散符号系列を乗算してスペクトル拡散を行い、前記n個の並列データ系列に対してn個のそれぞれ異なる遅延時間{τ1Tc,τ2Tc,τ3Tc,・・・,τnTc}(但し、遅延係数{τ1,τ2,τ3,・・・,τn}は、0≦τ1<τ2<τ3<・・・<τn<Lを満たす整数、Lは拡散符号長、Tcはチップ周期である)を与えた後、多重することにより生成される多重RF信号に対して、
互いに直交する局部搬送波を乗算し、高調波成分を除去することにより複素スペクトル拡散信号を生成する準同期検波手段と、
前記複素スペクトル拡散信号と前記並列データ系列に乗算された拡散符号系列との同相相関値及び直交相関値を算出する相関値算出手段と、
前記同相相関値及び直交相関値をそれぞれ二乗する二乗算出手段と、
前記二乗された同相相関値及び直交相関値を加算して二乗相関値を算出する加算手段と、
前記二乗相関値をn個に分括し、分括したn個の各二乗相関値にそれぞれ遅延時間{(Y−τ1)Tc,(Y−τ2)Tc,(Y−τ3)Tc,・・・,(Y−τn)Tc}(但し、YはY≧τnを満たす整数)を与え相関ピークタイミングを揃える遅延補正手段と、
前記n個の遅延補正された二乗相関値を全て加算して多重二乗相関値を算出する加算手段と、
前記多重二乗相関値の最大値を示す時刻から符号同期点を推定し、この符号同期点に同期したタイミングで捕捉パルスを生成する符号同期点検出手段と、
前記捕捉パルスに同期したシンボルクロックを生成するシンボルクロック生成手段と、を備えたものである。
【0022】
第2の発明に係わる初期捕捉回路は、前記符号同期点検出手段が、前記多重二乗相関値に対して、
1拡散符号周期で累積加算を行う加算手段と、
累積加算結果を1拡散符号周期分記憶するフレームメモリ手段と、前記フレームメモリ手段内に記憶された前記累積加算結果の最大値を示す時刻でピークパルスを生成する最大値検出手段と、
前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、を備えたものである。
【0023】
第3の発明に係わる初期捕捉回路は、前記符号同期点検出手段が、前記多重二乗相関値に対して、
予め決められた閾値と比較することによりピーク時刻を検出して、前記ピーク時刻でピークパルスを生成する比較手段と、
前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、を備えたものである。
【0024】
第4の発明に係わる初期捕捉回路は、前記遅延補正手段の遅延係数{τ1,τ2,τ3,・・・,τn}が、τi=2mi-1−1(但し、miは1≦m1<m2<m3<・・・<mn≦log2(L+1)を満たす整数、i=1,2,3,・・・,n)の値を持つものである。
【0025】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
本実施の形態1は、受信信号の同相成分及び直交成分の相関値をそれぞれ算出するため、各成分それぞれ一組のみの相関器を用いて、従来の技術で説明した同一拡散符号多重SSシステムの送信装置から送信された多重RF信号に乗算されている拡散符号系列と受信装置側で逆拡散時に用いる拡散符号系列との高精度な符号同期を実現する初期捕捉回路を得るものである。
【0026】
図1は、本実施の形態1の初期捕捉回路を示す構成図である。図1において、111は準同期検波手段、112は相関値算出手段、113及び114は二乗算出手段、115は加算手段、133はシンボルクロック生成手段、141は初期捕捉手段である。また、121〜12nは遅延補正手段であり、131は加算手段であり、132は符号同期点検出手段である。
次に本実施の形態1の初期捕捉回路の動作について説明する。図1において、実施の形態1の初期捕捉回路は、従来の初期捕捉回路と同様に、準同期検波手段111において、受信多重RF信号から複素スペクトル拡散信号の同相成分及び直交成分を生成する。そして、準同期検波手段111で生成された複素スペクトル拡散信号の同相成分(実数成分)及び直交成分(虚数成分)を、相関値算出手段112でそれぞれ受信多重RF信号に乗算されている符号と同系列の拡散符号系列と相関演算を行うことにより同相相関値及び直交相関値を算出する。
【0027】
そして、同相相関値及び直交相関値を二乗算出手段113及び114で二乗して、その後、加算手段115で各成分の二乗値を加算することで二乗相関値を算出する。
上記二乗相関値は各系列に対して乗算されている拡散符号が符号同期している場合にピーク値を持つため、各系列の二乗相関値のピークは、図11に示されるように、システム全体の符号同期点から従来の技術で説明した送信装置内の遅延手段221〜22nで与えられた遅延時間{τ1Tc,τ2Tc,τ3Tc,・・・,τnTc}(但し、遅延係数{τ1,τ2,τ3,・・・,τn}は、0≦τ1<τ2<τ3<・・・<τn<Lを満たす整数、Tcはチップ周期である)だけそれぞれ遅延されたタイミングで発生する。
【0028】
そこで、二乗相関値をn個に分括し、分括したn個の各二乗相関値に対して遅延補正手段131〜13nを用いてそれぞれ遅延補正時間{(Y−τ1)Tc,(Y−τ2)Tc,(Y−τ3)Tc,・・・,(Y−τn)Tc}(但し、YはY≧τnを満たす整数、Lは拡散符号長である)を与えることにより、n個の各二乗相関値の相関ピークタイミングを揃える。さらに、加算手段141で、遅延補正手段121〜12nにより遅延されたn個の二乗相関値を全て加算して多重二乗相関値を算出する。ここで、多重数n=3、Y=Lの場合の二乗相関値及び多重二乗相関値を図4,図5に示す。
図4はτ1=2、τ2=4、τ3=6設定時、図5はτ1=1、τ2=3、τ3=7設定時の各相関値を示している。
【0029】
図4,図5で示すように、遅延補正手段121〜12nを用いてn個の二乗相関値のピーク値を揃えて加算することにより得られる多重二乗相関値は、1拡散符号周期毎にシステム全体の符号同期点からYの時刻を経過した時刻(以下では、多重ピーク時刻)で、大きなピーク値が発生することになる。図4,図5では、Y=Lとしているため、多重ピーク時刻とシステム全体の符号同期点の時刻とが一致している。上記の動作により、本実施の形態1ではシステム全体の符号同期点の検出を可能にする。
さらに、図6,図7に、Y=Lの場合及びY≠Lの場合の多重二乗相関値、捕捉パルス及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す。図6,図7に示すように、符号同期点検出手段132を用いて、多重ピーク時刻(図6では、Y=Lとしているため、多重ピーク時刻とシステム全体の符号同期点を持つ時刻とが一致している)からシステム全体の符号同期点を推定し、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを生成する。
【0030】
最後に、シンボルクロック生成手段134で捕捉パルスのタイミングに同期したシンボルクロックを生成する。このシンボルクロックにより、受信した複素スペクトル拡散信号と受信装置の相関器で用いられる拡散符号との符号同期の確立が可能である。
また、本発明の初期捕捉回路では、図4に示すように、各チャネルの遅延補正された二乗相関値のピーク値が、多重ピーク時刻以外の時刻で2つ以上同時に発生する場合が考えられる(図4では、多重ピーク時刻±2チップ時間における時刻で発生している)。このような場合では、多重二乗相関値が多重ピーク時刻以外でも大きな値を持つため、熱雑音等の影響により、システム全体の符号同期点を誤判定する可能性が高くなる。
【0031】
そこで、多重数nがn≦log2(L+1)を満たす場合には、従来の技術で説明した同一拡散符号多重SS方式の送信装置内の遅延手段221〜22nで、遅延係数{τ1,τ2,τ3,・・・,τn}がτi=2mi-1−1(但し、miは1≦m1<m2<m3<・・・<mn≦log2(L+1)を満たす整数、i=1,2,3,・・・,n)となる値を与えることにより、各チャネルの遅延された二乗相関値のピーク値は、図5に示すように、多重ピーク時刻以外の時刻で2つ以上同時に発生しない。このため、多重ピーク時刻での多重二乗相関値が小さい値で抑えられるため、システム全体の符号同期点を誤判定する可能性を減少させることが可能である。
上記のように、本実施の形態1の初期捕捉回路では、同一の拡散符号を乗算されたパラレル送信情報系列にそれぞれ異なる特定の遅延時間を与えて多重された多重RF信号に対して、直交成分及び同相成分それぞれ一組の相関器のみを用いて符号同期を実現することが可能であるため、従来の通信用の相関器とは別に一組の符号同期用相関器を必要とする方式(特開平4−360434)と比較して、復調器の小型化及び低消費電力化を実現できる。
【0032】
また、本実施の形態1の初期捕捉回路では、遅延補正手段を用いて、多重された全ての二乗相関値を合計して用いることにより、従来例(スペクトル拡散通信システムのp.325からp.329に示されている従来の直接拡散方式の初期捕捉回路)と比較して、高精度な初期捕捉特性を実現することが可能である。
さらに、多重数nがn≦log2(L+1)を満たす場合には、従来の技術で説明した同一拡散符号多重SS方式の送信装置内の遅延手段221〜22nで、遅延係数{τ1,τ2,τ3,・・・,τn}がτi=2mi-1−1(但し、miは1≦m1<m2<m3<・・・<mn≦log2(L+1)を満たす整数、i=1,2,3,・・・,n)となる値を与えることにより、多重ピーク時刻以外での多重二乗相関値の値を小さくすることができるため、本実施の形態1の初期捕捉回路は、より良好な初期捕捉特性を得ることが可能である。
【0033】
なお、実施の形態1では、Y=Lとして説明を行ったが、Y≧τnであれば、どのような整数でも良い。この場合、図7に示すように、符号同期点検出手段で、多重ピーク時刻を検出してからmod(L−mod(Y,L),L)チップ周期後に捕捉パルスを出力することにより、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを得ることが可能である(但し、mod(A,B)はAをBで割り算した時の余りである)。
【0034】
実施の形態2.
本実施の形態2は、上記実施の形態1で説明した多重二乗相関値に対して1シンボル周期での累積加算(巡回加算)を行うことにより、システム全体の符号同期点に同期した高精度な捕捉パルスを生成する符号同期点検出回路を得るものである。
図2は、本実施の形態2の符号同期点検出回路を示す構成図である。図2において、511は加算手段、512は1シンボル周期分の累積加算結果を記憶するフレームメモリ手段であり、513はフレームメモリ内の累積加算結果の最大値を検出し、検出位置でピークパルスを発生するピーク検出手段、514はピークパルスが発生するタイミングの補正を行い、システム全体の符号同期点に同期して発生する捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段である。
次に、本発明の実施の形態2の符号同期点検出回路の動作について説明する。
【0035】
上記実施の形態1内で説明したように熱雑音等が存在しない伝送路環境下でデータ伝送を行った場合では、多重二乗相関値は多重ピーク時刻で最大値を持つ。そこで、本実施の形態2の符号同期点検出回路では、まず、多重二乗相関値に対して、加算手段511とフレームメモリ手段512を用いて、1シンボル周期で多重二乗相関値の累積加算(巡回加算)を行う。この巡回加算を行うことにより、熱雑音等が存在する伝送路環境下でも、多重二乗相関値のSN比の向上が可能である。そして、フレームメモリ手段512において1シンボル周期分の巡回加算された結果を記憶する。さらに、ピーク検出手段513においてフレームメモリ手段512で記憶されている巡回加算結果の最大値を検出し、検出位置においてピークパルスを生成する。
【0036】
ここで、ピークパルスの発生時刻は、システム全体の符号同期点からYの時刻を経過した時刻であるため、ピークパルスをパルスタイミング補正手段で、mod(L−mod(Y,L),L)チップ周期時間の遅延を与えることにより、図7に示すように、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを生成することが可能である。
上記のように、本実施の形態2では、巡回加算を行うことにより、多重二乗相関値のSN比を向上させることができるため、ピーク検出手段513において巡回加算された多重二乗相関値がシステム全体の符号同期点以外でピーク値を誤って検出してしまう誤捕捉の確率を減少させることが可能であり、良好な初期捕捉特性を実現できる。
【0037】
実施の形態3.
本実施の形態3は、上記実施の形態1で説明した多重二乗相関値と予め決められている閾値とを比較することにより、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを生成する符号同期点検出回路を得るものである。また、本実施の形態3は、熱雑音等の影響が比較的小さい良好な伝送路環境下で用いられ、簡易かつ小規模な回路で実現可能である。
図3は、本実施の形態3の符号同期点検出回路を示す構成図である。図3において、611は上記実施の形態1で説明した多重二乗相関値と予め決められている閾値εとを比較する比較手段であり、514は上述の実施の形態2で用いたものと同じパルスタイミング補正手段である。
【0038】
次に、本発明の実施の形態3の符号同期点検出回路の動作について説明する。まず、図6,図7に多重二乗相関値、捕捉パルス及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す(図6では、Y=Lとしているため、多重ピーク時刻とシステム全体の符号同期点を持つ時刻とが一致している)。図6,図7に示されるように、良好な伝送路環境下でデータ伝送を行った場合では、多重二乗相関値は多重ピーク時刻で最大値を持つ。そこで、多重ピーク時刻での多重二乗相関値の最大値のみを検出できるような閾値εを設定する。そして、比較手段511においてこの閾値εと多重二乗相関値とを比較し、もし、多重二乗相関値が閾値εより大きな値を持つ場合にはピークパルス信号をオンにし、小さい場合にはピークパルスをオフにすることにより、ピークパルスの生成が可能である。
【0039】
そして、実施の形態2の場合と同様に、ピークパルスをパルスタイミング補正手段で、mod(L−mod(Y,L),L)チップ周期時間の遅延を与えることにより、図7に示すように、システム全体の符号同期点に同期した捕捉パルスを生成することが可能である。
上記のように、本実施の形態3の符号同期点検出回路は、比較器と遅延器のみで構成可能なため、簡易かつ小規模な回路構成で実現することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】 実施の形態1の初期捕捉回路を示す構成図である。
【図2】 実施の形態2の符号同期点検出回路を示す構成図である。
【図3】 実施の形態3の符号同期点検出回路を示す構成図である。
【図4】 多重数n=3、Y=L(τ1=2、τ2=4、τ3=6)の場合の二乗相関値及び多重二乗相関値を示す。
【図5】 多重数n=3、Y=L(τ1=1、τ2=3、τ3=7)の場合の二乗相関値及び多重二乗相関値を示す。
【図6】 Y=Lの場合の多重二乗相関値、捕捉パルス及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す。
【図7】 Y≠Lの場合の多重二乗相関値、捕捉パルス及びシンボルクロックのタイミングチャートを示す。
【図8】 従来の同一拡散符号多重SSシステムの送信装置の構成図である。
【図9】 従来の同一拡散符号多重SSシステムの受信装置の構成図である。
【図10】 従来の直接拡散方式の初期捕捉回路の構成図である。
【図11】 多重数n=3の場合の二乗相関値及びシンボルクロックのタイミングチャートである。
【符号の説明】
111 準同期検波手段
112 相関値算出手段
113及び114 二乗算出手段
115 加算手段
133 シンボルクロック生成手段
141 初期捕捉手段
121〜12n 遅延補正手段
131 加算手段
132 符号同期点検出手段
511 加算手段
512 1シンボル周期分の累積加算結果を記憶するフレームメモリ手段
513 ピーク検出手段
514 パルスタイミング補正手段
611 比較手段
τ1〜τn 遅延係数
Tc チップ周期
Claims (4)
- n(≧2)個の並列データ系列に同一の拡散符号系列を乗算してスペクトル拡散を行い、前記n個の並列データ系列に対してn個のそれぞれ異なる遅延時間{τ1Tc,τ2Tc,τ3Tc,・・・,τnTc}(但し、遅延係数{τ1,τ2,τ3,・・・,τn}は、0≦τ1<τ2<τ3<・・・<τn<Lを満たす整数、Lは拡散符号長、Tcはチップ周期である)を与えた後、多重することにより生成される多重RF信号に対して、
互いに直交する局部搬送波を乗算し、高調波成分を除去することにより複素スペクトル拡散信号を生成する準同期検波手段と、
前記複素スペクトル拡散信号と前記並列データ系列に乗算された拡散符号系列との同相相関値及び直交相関値を算出する相関値算出手段と、
前記同相相関値及び直交相関値をそれぞれ二乗する二乗算出手段と、
前記二乗された同相相関値及び直交相関値を加算して二乗相関値を算出する加算手段と、
前記二乗相関値をn個に分括し、分括したn個の各二乗相関値にそれぞれ遅延時間{(Y−τ1)Tc,(Y−τ2)Tc,(Y−τ3)Tc,・・・,(Y−τn)Tc}(但し、YはY≧τnを満たす整数)を与え相関ピークタイミングを揃える遅延補正手段と、
前記n個の遅延補正された二乗相関値を全て加算して多重二乗相関値を算出する加算手段と、
前記多重二乗相関値の最大値を示す時刻から符号同期点を推定し、この符号同期点に同期したタイミングで捕捉パルスを生成する符号同期点検出手段と、
前記捕捉パルスに同期したシンボルクロックを生成するシンボルクロック生成手段と、を備えたことを特徴とする初期捕捉回路。 - 前記符号同期点検出手段は、前記多重二乗相関値に対して、
1拡散符号周期で累積加算を行う加算手段と、
累積加算結果を1拡散符号周期分記憶するフレームメモリ手段と、
前記フレームメモリ手段内に記憶された前記累積加算結果の最大値を示す時刻でピークパルスを生成する最大値検出手段と、
前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項1に記載の初期捕捉回路。 - 前記符号同期点検出手段は、前記多重二乗相関値に対して、予め決められた閾値と比較することによりピーク時刻を検出して、前記ピーク時刻でピークパルスを生成する比較手段と、
前記ピークパルスを遅延補正して、符号同期点に同期した捕捉パルスを生成するパルスタイミング補正手段と、を備えたことを特徴とする請求項1に記載の初期捕捉回路。 - 前記遅延補正手段の遅延係数{τ1,τ2,τ3,・・・,τn}が、τi=2mi-1−1(但し、miは1≦m1<m2<m3<・・・<mn≦log2(L+1)を満たす整数、i=1,2,3,・・・,n)の値を持つことを特徴とする請求項1に記載の初期捕捉回路。
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