JP2566579B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
- Publication number
- JP2566579B2 JP2566579B2 JP62158322A JP15832287A JP2566579B2 JP 2566579 B2 JP2566579 B2 JP 2566579B2 JP 62158322 A JP62158322 A JP 62158322A JP 15832287 A JP15832287 A JP 15832287A JP 2566579 B2 JP2566579 B2 JP 2566579B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- inverter
- output
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は３相の交流電力を直流電力に変換する電力
変換装置に関するものである。
変換装置に関するものである。
第４図は例えばコンファレンス レコード オブザ
1986 アイイーイーイー インダストリィ アプリケー
ションズ ソサイェテイアニュアル ミーティング パ
ート１（Conference Record of the 1986 IEEE Industr
y Applications Sosiety Annual Meeting Part 1）P630
に示された従来の最も代表的な電力変換装置を示す回路
構成図である。図において、１は交流電源、２はこの交
流電源１の電路に直列接続されたリアクトル、３は第１
のダイオード整流器であって、その交流側は前記リアク
トル２を介して交流電源１に接続されている。４はスイ
ッチであって、前記第１のダイオード整流器３の直流出
力端P,N間に並列接続されている。５はインバータであ
ってスイッチS1〜S4で単相ブリッジを構成し、その直流
入力側は前記スイッチ４に並列に接続されている。６は
絶縁変圧器であって、１次側は前記インバータ５の交流
端に接続され、２次側には中点タップが設けられてい
る。７は第２のダイオード整流器であって単相センター
タップ接続で構成され、その交流入力側はこの絶縁変圧
器６の２次側に接続されている。８はコンデンサであっ
て、前記第２のダイオード整流器７の直流出力端と上記
絶縁変圧器６の２次側の中点タップ間に接続されてい
る。
1986 アイイーイーイー インダストリィ アプリケー
ションズ ソサイェテイアニュアル ミーティング パ
ート１（Conference Record of the 1986 IEEE Industr
y Applications Sosiety Annual Meeting Part 1）P630
に示された従来の最も代表的な電力変換装置を示す回路
構成図である。図において、１は交流電源、２はこの交
流電源１の電路に直列接続されたリアクトル、３は第１
のダイオード整流器であって、その交流側は前記リアク
トル２を介して交流電源１に接続されている。４はスイ
ッチであって、前記第１のダイオード整流器３の直流出
力端P,N間に並列接続されている。５はインバータであ
ってスイッチS1〜S4で単相ブリッジを構成し、その直流
入力側は前記スイッチ４に並列に接続されている。６は
絶縁変圧器であって、１次側は前記インバータ５の交流
端に接続され、２次側には中点タップが設けられてい
る。７は第２のダイオード整流器であって単相センター
タップ接続で構成され、その交流入力側はこの絶縁変圧
器６の２次側に接続されている。８はコンデンサであっ
て、前記第２のダイオード整流器７の直流出力端と上記
絶縁変圧器６の２次側の中点タップ間に接続されてい
る。
次に動作について説明する。まず、スイッチ４及びイ
ンバータ５を構成するスイッチS1〜S4は具体的にはトラ
ンジスタやGTOなどの自己消弧形半導体素子であり、交
流電源１の周波数に比べて約10倍以上の高周波でスイッ
チング動作を行い、交流電源１の電流ILの波形歪を低減
し、かつ入力力率がほぼ１になるように制御される。第
５図にスイッチ４の動作波形を示す。図はスイッチ４の
スイッチング周波数を電源周波数の12倍にして運転した
場合の波形例である。スイッチ４は第１のダイオード整
流器３の直流出力電流IP，INを破線で示す交流電源電圧
Vaの全波整流波形を相似波形に追従するようにパルス幅
変調PWM制御される。例えば、時刻t1〜t2の期間、スイ
ッチ４をオンすると、交流電源１−リアクトル２−ダイ
オードD1−スイッチ４−ダイオードD4−交流電源１の経
路で交流電源１をリアクトル２を介して短絡する閉回路
が形成され、スイッチ４の電流I4は増加し、リアクトル
２にエネルギーが蓄積される。この電流の瞬時値が破線
で示す電流基準値を越えると、スイッチ４はオフされ
る。このときリアクトル２のエネルギー蓄積作用によ
り、交流電源電流ILはリアクトル２−ダイオードD1−イ
ンバータ５−ダイオードD4−交流電源１の経路でインバ
ータ５側へ流れ、絶縁変圧器６及び第２のダイオード整
流器７を介してコンデンサ８を充電するとともにコンデ
ンサ８に接続される負荷（図示していない）へ電力を供
給する。このようにリアクトル２のエネルギーが放出さ
れるために各電流IL，IP，IN及びインバータ５に流れる
入力電流I5は減少する。直流出力電流IP，INの瞬時値が
電流基準値よりも低下すると再度、スイッチ４をオンさ
せるように制御し、このようなスイッチ４のオン，オフ
動作を繰返す。交流電源１の電圧極性が反転すると第１
のダイオード整流器３のダイオードD2，D3を介して同様
に電流制御される。
ンバータ５を構成するスイッチS1〜S4は具体的にはトラ
ンジスタやGTOなどの自己消弧形半導体素子であり、交
流電源１の周波数に比べて約10倍以上の高周波でスイッ
チング動作を行い、交流電源１の電流ILの波形歪を低減
し、かつ入力力率がほぼ１になるように制御される。第
５図にスイッチ４の動作波形を示す。図はスイッチ４の
スイッチング周波数を電源周波数の12倍にして運転した
場合の波形例である。スイッチ４は第１のダイオード整
流器３の直流出力電流IP，INを破線で示す交流電源電圧
Vaの全波整流波形を相似波形に追従するようにパルス幅
変調PWM制御される。例えば、時刻t1〜t2の期間、スイ
ッチ４をオンすると、交流電源１−リアクトル２−ダイ
オードD1−スイッチ４−ダイオードD4−交流電源１の経
路で交流電源１をリアクトル２を介して短絡する閉回路
が形成され、スイッチ４の電流I4は増加し、リアクトル
２にエネルギーが蓄積される。この電流の瞬時値が破線
で示す電流基準値を越えると、スイッチ４はオフされ
る。このときリアクトル２のエネルギー蓄積作用によ
り、交流電源電流ILはリアクトル２−ダイオードD1−イ
ンバータ５−ダイオードD4−交流電源１の経路でインバ
ータ５側へ流れ、絶縁変圧器６及び第２のダイオード整
流器７を介してコンデンサ８を充電するとともにコンデ
ンサ８に接続される負荷（図示していない）へ電力を供
給する。このようにリアクトル２のエネルギーが放出さ
れるために各電流IL，IP，IN及びインバータ５に流れる
入力電流I5は減少する。直流出力電流IP，INの瞬時値が
電流基準値よりも低下すると再度、スイッチ４をオンさ
せるように制御し、このようなスイッチ４のオン，オフ
動作を繰返す。交流電源１の電圧極性が反転すると第１
のダイオード整流器３のダイオードD2，D3を介して同様
に電流制御される。
次にインバータ５の動作について第６図を参照して説
明する。まず、スイッチ４がオンの期間t1〜t2ではイン
バータ５の直流電圧Vdは零になる。続いて時刻t2〜t3の
期間にスイッチ４がオフになるとインバータ５のスイッ
チS1，S4をオンするとともにインバータ５の出力電流II
は図示の極性の波形になる。再度時刻t3〜t4の期間、ス
イッチ４がオンになるとインバータの出力電流IIは零に
なる。続いて時刻t4〜t5の期間にスイッチ４がオフにな
ると、今度はインバータ５のスイッチS2，S3をオンする
ことによりインバータ５の出力電流IIは時刻t2〜t3の期
間の波形に対して逆極性の波形が得られる。このように
スイッチ４のオフ期間の度にインバータ５のスイッチ
S1，S4とS2，S3を交互にオンさせることによりインバー
タ５の出力には交流の出力電流IIが得られる。第２のダ
イオード整流器７によってインバータ５の出力電流IIは
整流され、第２のダイオード整流器７の出力電流IOは図
示のような波形となる。スイッチ４がオフ期間のインバ
ータ５の直流電圧Vdは絶縁変圧器６の巻線比をｎとし、
コンデンサ８の端子電圧Vcを一定とすればnVcとなる。
明する。まず、スイッチ４がオンの期間t1〜t2ではイン
バータ５の直流電圧Vdは零になる。続いて時刻t2〜t3の
期間にスイッチ４がオフになるとインバータ５のスイッ
チS1，S4をオンするとともにインバータ５の出力電流II
は図示の極性の波形になる。再度時刻t3〜t4の期間、ス
イッチ４がオンになるとインバータの出力電流IIは零に
なる。続いて時刻t4〜t5の期間にスイッチ４がオフにな
ると、今度はインバータ５のスイッチS2，S3をオンする
ことによりインバータ５の出力電流IIは時刻t2〜t3の期
間の波形に対して逆極性の波形が得られる。このように
スイッチ４のオフ期間の度にインバータ５のスイッチ
S1，S4とS2，S3を交互にオンさせることによりインバー
タ５の出力には交流の出力電流IIが得られる。第２のダ
イオード整流器７によってインバータ５の出力電流IIは
整流され、第２のダイオード整流器７の出力電流IOは図
示のような波形となる。スイッチ４がオフ期間のインバ
ータ５の直流電圧Vdは絶縁変圧器６の巻線比をｎとし、
コンデンサ８の端子電圧Vcを一定とすればnVcとなる。
上記スイッチ４及びインバータ５の動作をもとに交流
電源電流ILの電流リップルをリアクトル３のインダクタ
ンスをＬとして求めると次のようになる。
電源電流ILの電流リップルをリアクトル３のインダクタ
ンスをＬとして求めると次のようになる。
時刻、 時刻、 従って、PWM制御回路（図示していない）によってス
イッチ４、インバータ５のスイッチング時間間隔を制御
することにより、電流基準値に追従して瞬時電流制御が
行える。
イッチ４、インバータ５のスイッチング時間間隔を制御
することにより、電流基準値に追従して瞬時電流制御が
行える。
従来の電力変換装置は以上のように構成されているの
で、第２のダイオード整流器を介して昇圧チョッパ動作
を行う各アーム素子の通流期間は180°であり、交流電
流を正弦波状に制御することになる。しかしこれを３相
交流電源に適用する場合には単に前記第２のダイオード
整流器を３相ブリッジ構成にしただけでは各アームの通
流期間が120°となり、交流電流を正弦波状に制御でき
ず、５次,7次等の低次数の高調波成分が多く含まれるこ
とになり、この高調波を除去するためのフイルタが必要
で、また、電力変換装置を３組設けて３相の電力変換器
を構成することも可能であるが、スイッチング素子数が
多いため、装置の価格が高くなるなどの問題点があっ
た。
で、第２のダイオード整流器を介して昇圧チョッパ動作
を行う各アーム素子の通流期間は180°であり、交流電
流を正弦波状に制御することになる。しかしこれを３相
交流電源に適用する場合には単に前記第２のダイオード
整流器を３相ブリッジ構成にしただけでは各アームの通
流期間が120°となり、交流電流を正弦波状に制御でき
ず、５次,7次等の低次数の高調波成分が多く含まれるこ
とになり、この高調波を除去するためのフイルタが必要
で、また、電力変換装置を３組設けて３相の電力変換器
を構成することも可能であるが、スイッチング素子数が
多いため、装置の価格が高くなるなどの問題点があっ
た。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、交流電流を正弦波状に制御できるとともに
電源の力率を略１に制御することのできる３相交流の電
力変換装置を得ることを目的とする。
れたもので、交流電流を正弦波状に制御できるとともに
電源の力率を略１に制御することのできる３相交流の電
力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、３相ブリッジ接続の
サイリスタ整流器と、このサイリスタ整流器の直流出力
側にリアクトルを介して接続された単相ブリッジ接続の
インバータとで構成される電力変換器とを、２組並列に
設け、前記各インバータの出力側に夫々絶縁変圧器を介
してダイオード整流器を接続し、該夫々のダイオード整
流器の出力側を同極性に接続してコンデンサを接続した
ものである。
サイリスタ整流器と、このサイリスタ整流器の直流出力
側にリアクトルを介して接続された単相ブリッジ接続の
インバータとで構成される電力変換器とを、２組並列に
設け、前記各インバータの出力側に夫々絶縁変圧器を介
してダイオード整流器を接続し、該夫々のダイオード整
流器の出力側を同極性に接続してコンデンサを接続した
ものである。
この発明における電力変換装置は、３相ブリッジ接続
のサイリスタ整流器を並列に２組設ける各サイリスタ整
流器によって３相交流電源の電圧を互いに異なる位相制
御角で制御して整流し、各単相ブリッジ接続の後段の各
インバータによって前記各サイリスタ整流器の出力電流
を互いに180°位相差の３角波形状の電流波形になるよ
うに波形制御し、また各インバータは周期的に直流短絡
モードを設けて制御し、該インバータから出力された交
流電力を夫々の絶縁変圧器を介して夫々のダイオード整
流器に接続し、該ダイオード整流器によって直流変換さ
れた直流出力を同極性に結合してコンデンサ端子に接続
し最終直流電力を得る。
のサイリスタ整流器を並列に２組設ける各サイリスタ整
流器によって３相交流電源の電圧を互いに異なる位相制
御角で制御して整流し、各単相ブリッジ接続の後段の各
インバータによって前記各サイリスタ整流器の出力電流
を互いに180°位相差の３角波形状の電流波形になるよ
うに波形制御し、また各インバータは周期的に直流短絡
モードを設けて制御し、該インバータから出力された交
流電力を夫々の絶縁変圧器を介して夫々のダイオード整
流器に接続し、該ダイオード整流器によって直流変換さ
れた直流出力を同極性に結合してコンデンサ端子に接続
し最終直流電力を得る。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。図
中、第４図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、10H,10Lは３相ブリッジに接続された
サイリスタ整流器であって、その交流端は３相交流電源
eU，eV，eWに接続されている。2H,2Lは前記サイリスタ
整流器10H,10Lの直流出力端に接続されたリアクトル、5
H,5Lは前記リアクトル2H,2Lを介して前記サイリスタ整
流器10H,10Lの直流出力端間に接続されたインバータ、6
H,6Lは前記インバータ5H,5Lの出力側に接続された絶縁
変圧器、7H,7Lは前記絶縁変圧器6H,6Lの２次側に接続さ
れたダイオード整流器、８は前記ダイオード整流器7H,7
Lの直流出力側に共通に接続されたコンデンサである。
中、第４図と同一の部分は同一の符号をもって図示した
第１図において、10H,10Lは３相ブリッジに接続された
サイリスタ整流器であって、その交流端は３相交流電源
eU，eV，eWに接続されている。2H,2Lは前記サイリスタ
整流器10H,10Lの直流出力端に接続されたリアクトル、5
H,5Lは前記リアクトル2H,2Lを介して前記サイリスタ整
流器10H,10Lの直流出力端間に接続されたインバータ、6
H,6Lは前記インバータ5H,5Lの出力側に接続された絶縁
変圧器、7H,7Lは前記絶縁変圧器6H,6Lの２次側に接続さ
れたダイオード整流器、８は前記ダイオード整流器7H,7
Lの直流出力側に共通に接続されたコンデンサである。
次に第２図に示す動作波形を参照して動作について説
明する。図においてeUo，eVo，eWoは３相交流電源eU，e
V，eWの相電圧波形を示す。サイリスタ整流器10H,10Lの
アーム素子UH，VH，WH，XH，YH，ZH，UL，VL，WL，XL，
YL、ZLの導通制御を図示のように各サイリスタ整流器10
H,10Lに対して120°毎に切換えている。このようなサイ
リスタ整流器10H,10Lの位相制御方法は、例えば特公昭5
9−20274号に交流電動機のインバータへの適用例として
示されているので詳細は省略する。VdH，VdLはサイリス
タ整流器10H,10Lの直流出力電圧波形を示しており、各
々、電源周波数の３倍の周波数の電圧リップルを有す
る。IdH，IdLはサイリスタ整流器10H,10Lの直流出力電
流波形を示しており、サイリスタ整流器10H,10Lの各ア
ーム素子の導通期間毎に３角波状にインバータ5H,5Lに
よって波形制御される。ここで実際上直流出力電流波形
IdH，IdLには各インバータ5H,5Lのスイッチング周波数
成分の電流リップル成分が重畳されるが、簡単のため、
第２図の波形では省略している。また、インバータ5H,5
Lによって前記直流出力電流波形IdH，IdLの零点を強制
的に設けることによって、サイリスタ整流器10H,10Lの
アーム素子の導通切換えを行っており、この直流出力電
流波形IdH，IdLの波形は互いに180°位相差（電源周波
数を基準にした場合には、60°の位相差）をもたせてい
る。IU，IV，IWは３相交流電源eU，eV，eWの電流波形を
示しており、各サイリスタ整流器10H,10Lのアーム素子
の導通期間に対して前記直流出力電流波形IdH，IdLを合
成して得られ、正弦波状になる。そして３相交流電源
eU，eV，eWの相電圧波形eUo，eVo，eWoと同相になるた
め、力率１で運転できる。例えばＵ相の３相交流電流の
電流波形IUは次のようにして得られる。位相０°〜60°
の期間はサイリスタULを介してIdLとなり、位相60°〜1
20°期間はサイリスタUH及びULを介してIdHとIdLの合成
となり、位相120°〜180°期間はサイリスタUHを介して
IdHとなり、位相180°〜240°の期間はサイリスタXHを
介してIdHとなり、位相240°〜300°の期間はサイリス
タXH及びXLを介してIdHとIdLの合成となり、位相300°
〜360°の期間はサイリスタXLを介してIdLとなり、交流
の正弦波状の電流が得られる。ここで、この３相交流電
源の電流波形IU，IV，IWのピーク値を とすれば、サイリスタ整流器10H,10Lの３角波状の直流
出力電流波形IdH，IdLのピーク値は となるようにインバータ5H,5Lに制御される。
明する。図においてeUo，eVo，eWoは３相交流電源eU，e
V，eWの相電圧波形を示す。サイリスタ整流器10H,10Lの
アーム素子UH，VH，WH，XH，YH，ZH，UL，VL，WL，XL，
YL、ZLの導通制御を図示のように各サイリスタ整流器10
H,10Lに対して120°毎に切換えている。このようなサイ
リスタ整流器10H,10Lの位相制御方法は、例えば特公昭5
9−20274号に交流電動機のインバータへの適用例として
示されているので詳細は省略する。VdH，VdLはサイリス
タ整流器10H,10Lの直流出力電圧波形を示しており、各
々、電源周波数の３倍の周波数の電圧リップルを有す
る。IdH，IdLはサイリスタ整流器10H,10Lの直流出力電
流波形を示しており、サイリスタ整流器10H,10Lの各ア
ーム素子の導通期間毎に３角波状にインバータ5H,5Lに
よって波形制御される。ここで実際上直流出力電流波形
IdH，IdLには各インバータ5H,5Lのスイッチング周波数
成分の電流リップル成分が重畳されるが、簡単のため、
第２図の波形では省略している。また、インバータ5H,5
Lによって前記直流出力電流波形IdH，IdLの零点を強制
的に設けることによって、サイリスタ整流器10H,10Lの
アーム素子の導通切換えを行っており、この直流出力電
流波形IdH，IdLの波形は互いに180°位相差（電源周波
数を基準にした場合には、60°の位相差）をもたせてい
る。IU，IV，IWは３相交流電源eU，eV，eWの電流波形を
示しており、各サイリスタ整流器10H,10Lのアーム素子
の導通期間に対して前記直流出力電流波形IdH，IdLを合
成して得られ、正弦波状になる。そして３相交流電源
eU，eV，eWの相電圧波形eUo，eVo，eWoと同相になるた
め、力率１で運転できる。例えばＵ相の３相交流電流の
電流波形IUは次のようにして得られる。位相０°〜60°
の期間はサイリスタULを介してIdLとなり、位相60°〜1
20°期間はサイリスタUH及びULを介してIdHとIdLの合成
となり、位相120°〜180°期間はサイリスタUHを介して
IdHとなり、位相180°〜240°の期間はサイリスタXHを
介してIdHとなり、位相240°〜300°の期間はサイリス
タXH及びXLを介してIdHとIdLの合成となり、位相300°
〜360°の期間はサイリスタXLを介してIdLとなり、交流
の正弦波状の電流が得られる。ここで、この３相交流電
源の電流波形IU，IV，IWのピーク値を とすれば、サイリスタ整流器10H,10Lの３角波状の直流
出力電流波形IdH，IdLのピーク値は となるようにインバータ5H,5Lに制御される。
次にインバータ5H,5Lの動作について第３図の動作波
形を参照して説明する。インバータ5H,5Lは単相ブリッ
ジに構成されており、同様な動作を行う。第３図は従来
の電力変換装置の動作波形を示す第６図に対応させてイ
ンバータ5Hのアーム素子であるスイッチSH1〜SH4の動作
を示している。t1〜t2の期間はスイッチSH1とSH3をオン
することにより、サイリスタ整流器10Hの直流出力端を
リアクトル2Hを介して短絡して直流出力電流波形IdHを
上記（１）式に示される関係式に従い、ΔIAだけ増加さ
せる。ここで（１）式中のVaはサイリスタ整流器10Hの
直流出力電圧波形VdHに相当する。次にt2〜t3の期間は
スイッチSH3をオフする代りにスイッチSH4をオンするこ
とにより、図示極性のインバータ5Hの出力電流IIHが得
られ、直流出力電流波形IdHは上記（２）式に示される
関係式に従い、ΔIBだけ減少する。続いてスイッチSH1
をオフする代りにスイッチSH2をオンすることにより、
スイッチSH2とSH4が同時にオンされて直流出力電流波形
IdHは再び増加する。次のt4〜t5の期間ではスイッチSH4
をオフする代りにスイッチSH3をオンすることにより、
スイッチSH2とSH3を通ってインバータ5Hの出力電流IIH
は流れ、t2〜t3の期間のIIHの極性と逆極性になる。こ
のインバータ5Hの出力電流IIHは絶縁変圧器6Hを介して
ダイオード整流器7Hによって整流され、前記ダイオード
整流器7Hの出力電流IOHは図示のような波形になる。こ
のように従来の昇圧チョッパの動作を行うスイッチ４の
動作に相当する時刻t1〜t2及びt3〜t4では各々スイッチ
SH1とSH3及びスイッチSH2とSH4を同時にオンすることに
より、従来のスイッチ４と同一の作用を行わせている。
インバータ5Lの動作もインバータ5Hの動作と同様であ
り、各スイッチSL1とSL3及びスイッチSL2とSL4を同時に
オンすることにより、従来のスイッチ４と同一の作用を
行わせる。コンデンサ８へ流入するリップル電流はダイ
オード整流器7H,7Lの各出力電流IOH，IOLのリップル成
分の和の電流となるため、このリップル成分を低減する
ためにはインバータ5H,5Lのスイッチングのタイミング
をずらせて運転する（例えば、互いに180°の位相差を
もたせる）ことが好ましい。
形を参照して説明する。インバータ5H,5Lは単相ブリッ
ジに構成されており、同様な動作を行う。第３図は従来
の電力変換装置の動作波形を示す第６図に対応させてイ
ンバータ5Hのアーム素子であるスイッチSH1〜SH4の動作
を示している。t1〜t2の期間はスイッチSH1とSH3をオン
することにより、サイリスタ整流器10Hの直流出力端を
リアクトル2Hを介して短絡して直流出力電流波形IdHを
上記（１）式に示される関係式に従い、ΔIAだけ増加さ
せる。ここで（１）式中のVaはサイリスタ整流器10Hの
直流出力電圧波形VdHに相当する。次にt2〜t3の期間は
スイッチSH3をオフする代りにスイッチSH4をオンするこ
とにより、図示極性のインバータ5Hの出力電流IIHが得
られ、直流出力電流波形IdHは上記（２）式に示される
関係式に従い、ΔIBだけ減少する。続いてスイッチSH1
をオフする代りにスイッチSH2をオンすることにより、
スイッチSH2とSH4が同時にオンされて直流出力電流波形
IdHは再び増加する。次のt4〜t5の期間ではスイッチSH4
をオフする代りにスイッチSH3をオンすることにより、
スイッチSH2とSH3を通ってインバータ5Hの出力電流IIH
は流れ、t2〜t3の期間のIIHの極性と逆極性になる。こ
のインバータ5Hの出力電流IIHは絶縁変圧器6Hを介して
ダイオード整流器7Hによって整流され、前記ダイオード
整流器7Hの出力電流IOHは図示のような波形になる。こ
のように従来の昇圧チョッパの動作を行うスイッチ４の
動作に相当する時刻t1〜t2及びt3〜t4では各々スイッチ
SH1とSH3及びスイッチSH2とSH4を同時にオンすることに
より、従来のスイッチ４と同一の作用を行わせている。
インバータ5Lの動作もインバータ5Hの動作と同様であ
り、各スイッチSL1とSL3及びスイッチSL2とSL4を同時に
オンすることにより、従来のスイッチ４と同一の作用を
行わせる。コンデンサ８へ流入するリップル電流はダイ
オード整流器7H,7Lの各出力電流IOH，IOLのリップル成
分の和の電流となるため、このリップル成分を低減する
ためにはインバータ5H,5Lのスイッチングのタイミング
をずらせて運転する（例えば、互いに180°の位相差を
もたせる）ことが好ましい。
なお、上記実施例ではインバータ5H,5Lのアーム素子
としてトランジスタを用いた例について示したが、該ト
ランジスタに逆並列にダイオードを接続して構成し、ス
イッチング時に逆電圧が印加されるのを防止するように
構成したものであってもよい。また、トランジスタの代
りにその他の自己消弧形半導体素子（例えばGTO,SIT,SI
TH,MOSFETなど）であっても上記実施例と同様の効果を
奏する。
としてトランジスタを用いた例について示したが、該ト
ランジスタに逆並列にダイオードを接続して構成し、ス
イッチング時に逆電圧が印加されるのを防止するように
構成したものであってもよい。また、トランジスタの代
りにその他の自己消弧形半導体素子（例えばGTO,SIT,SI
TH,MOSFETなど）であっても上記実施例と同様の効果を
奏する。
また、ダイオード整流器7H,7Lの構成として単相全波
ブリッジで構成したものを示したが、従来例のように単
相ブリッジ接続構成のものであっても上記実施例と同様
の効果を奏する。また、上記実施例では３相交流電源
eU，eV，eWの交流電力を絶縁された直流電力に変換する
ものについて説明し、この電力変換装置の負荷の説明を
省略したが、コンデンサ８の出力側に直流負荷やバッテ
リなどを設けてあってもよく、またインバータを設けて
この直流電力を交流電力に変換するようにしてもよい。
この場合にコンデンサ８の電圧を一定になるように交流
入力電流の値を電力変換装置のインバータ5H,5LでPWM制
御するようにしてもよい。
ブリッジで構成したものを示したが、従来例のように単
相ブリッジ接続構成のものであっても上記実施例と同様
の効果を奏する。また、上記実施例では３相交流電源
eU，eV，eWの交流電力を絶縁された直流電力に変換する
ものについて説明し、この電力変換装置の負荷の説明を
省略したが、コンデンサ８の出力側に直流負荷やバッテ
リなどを設けてあってもよく、またインバータを設けて
この直流電力を交流電力に変換するようにしてもよい。
この場合にコンデンサ８の電圧を一定になるように交流
入力電流の値を電力変換装置のインバータ5H,5LでPWM制
御するようにしてもよい。
また、交流電源側に、インバータ5H,5Lのスイッチン
グ周波数に依存する交流電流の高調波成分を抑制するた
めのフィルタが設けられてあってもよい。
グ周波数に依存する交流電流の高調波成分を抑制するた
めのフィルタが設けられてあってもよい。
以上のように、この発明によれば、各サイリスタ整流
器が出力する直流電流の位相が、互いに電源周波数を基
準にして60°の位相差を有するように各インバータが制
御するように構成したので、３相交流電源の電流波形が
３相交流電源の相電圧波形と同相となる結果、３相交流
電源の力率を略１に制御できる効果がある。また、各イ
ンバータのスイッチングタイミングを互いにずらして運
転するようにしたので、各ダイオード整流器から出力さ
れる高周波電流を低減できる効果がある。
器が出力する直流電流の位相が、互いに電源周波数を基
準にして60°の位相差を有するように各インバータが制
御するように構成したので、３相交流電源の電流波形が
３相交流電源の相電圧波形と同相となる結果、３相交流
電源の力率を略１に制御できる効果がある。また、各イ
ンバータのスイッチングタイミングを互いにずらして運
転するようにしたので、各ダイオード整流器から出力さ
れる高周波電流を低減できる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による電力変換装置の回路
構成図、第２図及び第３図は第１図の動作を示す要部の
波形図、第４図は従来の電力変換装置を示す回路構成
図、第５図及び第６図は第５図の動作波形図である。 図において、eU，eV，eWは３相交流電源、2H,2Lはリア
クトル、7H,7Lはダイオード整流器、5H,5Lはインバー
タ、6H,6Lは絶縁変圧器、８はコンデンサ、10H,10Lはサ
イリスタ整流器である。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
構成図、第２図及び第３図は第１図の動作を示す要部の
波形図、第４図は従来の電力変換装置を示す回路構成
図、第５図及び第６図は第５図の動作波形図である。 図において、eU，eV，eWは３相交流電源、2H,2Lはリア
クトル、7H,7Lはダイオード整流器、5H,5Lはインバー
タ、6H,6Lは絶縁変圧器、８はコンデンサ、10H,10Lはサ
イリスタ整流器である。 なお、図中、同一符号は同一、または相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】３相交流電源に並列に接続された２組の３
相ブリッジ接続のサイリスタ整流器と、前記各サイリス
タ整流器の出力側に各々リアクトルを介して接続された
単相ブリッジ接続のインバータと、前記各インバータの
出力側に各々絶縁変圧器を介して接続されたダイオード
整流器と、前記各ダイオード整流器の出力側を互いに結
合する端子に接続されたコンデンサとを備えた電力変換
装置において、前記各サイリスタ整流器が出力する直流
電流の位相が、互いに電源周波数を基準にして60度の位
相差を有するように前記各インバータが制御するととも
に、前記各インバータのスイッチングタイミングを互い
にずらして運転することを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62158322A JP2566579B2 (ja) | 1987-06-25 | 1987-06-25 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62158322A JP2566579B2 (ja) | 1987-06-25 | 1987-06-25 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS645357A JPS645357A (en) | 1989-01-10 |
| JP2566579B2 true JP2566579B2 (ja) | 1996-12-25 |
Family
ID=15669105
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62158322A Expired - Fee Related JP2566579B2 (ja) | 1987-06-25 | 1987-06-25 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2566579B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101689501B1 (ko) * | 2016-03-03 | 2016-12-23 | 두산중공업 주식회사 | 싸이리스터 스위치 고장 검지 장치를 구비한 다중 위상제어 정류기 및 고장 검지 방법 |
| CN109196768B (zh) * | 2016-05-30 | 2021-01-15 | Abb瑞士股份有限公司 | Ac-dc电源转换器及用于该电源转换器的方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5963976A (ja) * | 1982-10-01 | 1984-04-11 | Origin Electric Co Ltd | 整流装置の制御方法 |
-
1987
- 1987-06-25 JP JP62158322A patent/JP2566579B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS645357A (en) | 1989-01-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Shin et al. | Novel single-phase PWM AC–AC converters solving commutation problem using switching cell structure and coupled inductor | |
| Erickson et al. | A new family of matrix converters | |
| US6072707A (en) | High voltage modular inverter | |
| CN108306543B (zh) | 一种多功能交直流变换电路及其控制方法 | |
| JPH04197097A (ja) | 交流電動機可変速システム | |
| Schrittwieser et al. | Modulation and control of a three-phase phase-modular isolated matrix-type PFC rectifier | |
| Suresh et al. | A novel dual-leg DC-DC converter for wide range DC-AC conversion | |
| EP2621073A1 (en) | Multilevel converter | |
| Deshpande et al. | A Matrix-based Isolated Bidirectional AC-DC Converter with LCL type Input Filter for Energy Storage Applications | |
| Piepenbreier et al. | Regenerative drive converter with line-frequency switched rectifier and without DC link components | |
| JP3200283B2 (ja) | インバータ制御方法及びインバータ制御装置 | |
| Sayed et al. | Modeling and control of bidirectional isolated battery charging and discharging converter based high-frequency link transformer | |
| JP3584686B2 (ja) | 電圧形電力変換回路 | |
| RU2735323C2 (ru) | Каскадный преобразователь частоты | |
| JP3129971B2 (ja) | トランスレス型三相コンバータ装置 | |
| JP3674283B2 (ja) | 絶縁形電力変換装置 | |
| JP2566579B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Baars et al. | Modulation strategy for wide-range zvs operation of a three-level three-phase dual active bridge dc-dc converter | |
| JPS63268470A (ja) | 電力変換器 | |
| JP3374958B2 (ja) | 電力変換回路 | |
| JP3216736B2 (ja) | コンバータ回路 | |
| JP2618931B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3063413B2 (ja) | コンバータ回路 | |
| JPH0777515B2 (ja) | 単相−３相変換回路 | |
| JP3092792B2 (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |