JP2617459B2

JP2617459B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2617459B2
Application number: JP62006483A
Authority: JP
Inventors: 晃司山田; 博之西野; 雅人大西; 啓泰竹内; 一行松川; 薫安宅
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1987-01-14
Filing date: 1987-01-14
Publication date: 1997-06-04
Anticipated expiration: 2012-06-04
Also published as: JPS63175389A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）本発明は、発振周波数が可変のインバータ回路を用い
て放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものであ
る。

（背景技術）第５図はインバータ回路を用いた放電灯点灯装置の基
本構成を示す回路図である。直流電源Ｅの両端には、ス
イッチング素子Q₁,Q₂の直列回路と、コンデンサC₁,C₁′
の直列回路とが並列的に接続されている。スイッチング
素子Q₁,Q₂にはダイオードD₁,D₂が夫々逆並列に接続され
ている。スイッチング素子Q₁,Q₂の接続点と、コンデン
サC₁,C₁′の接続点との間には、負荷回路が接続されて
いる。負荷回路としては、非電源側に予熱用のコンデン
サC₂を並列接続された放電灯ｌとインダクタンスＬの直
列回路が接続されており、この負荷回路は一般に誘導性
リアクタンスを呈するように設計されている。放電灯ｌ
の非電源側に接続されたコンデンサC₂とインダクタンス
ＬとはLC共振回路を構成し、この共振回路を利用して放
電灯ｌの両端に高電圧を発生させ、放電灯ｌを始動及び
点灯維持させているものである。

従来、放電灯を点灯させる場合に、放電灯の寿命を長
くするという理由で、両極のフィラメントを十分に予熱
させてから高電圧を印加して点灯させる方法が広く用い
られている。この従来例にあっては、第６図（ａ）に示
すように、予熱時間t₁の間は周波数f₁でインバータ回路
を発振させてコンデンサC₂の両端電圧Vc₂を点灯電圧以
下に下げて放電灯ｌのフィラメントを十分に予熱し、予
熱時間t₁の経過後は周波数f₂でインバータ回路を発振さ
せて、コンデンサC₂の両端電圧Vc₂を点灯電圧よりも高
くして、放電灯ｌを始動させるようにしている。

第６図（ｂ）はコンデンサC₂に流れる電流Ic₂を示し
ており、同図（ｃ）は放電灯ｌに流れる電流Ilを示して
いる。同図（ｄ）は予熱時間t₁においてスイッチング素
子に流れる電流波形を示しており、同図（ｅ）は高電圧
をかけてから放電灯ｌが点灯するまでの時間t₂において
スイッチング素子に流れる電流波形を示している。さら
に、同図（ｆ）は、放電灯ｌが点灯した後にスイッチン
グ素子に流れる電流波形を示している。同図（ｇ）は、
コンデンサC₂の両端に生じる電圧Vc₂と発振周波数ｆと
の関係を示している。

第６図（ａ）に示すように、予熱時間t₁の経過後に
は、周波数をf₁からf₂に変化させる。このときコンデン
サC₂に高電圧を発生させるために、発振周波数f₂をイン
ダクタンスＬとコンデンサC₂の固有振動周波数f₀よりも
低く設定することが多い。また、点灯した時に、所定の
放電灯電流を得るためには、f₂＜f₀になってしまうこと
がほとんどである。この場合に、周波数を切り替えてか
ら放電灯ｌが点灯するまでの間に、短い時間t₂ではある
が、同図（ｅ）に示すような進相電流がスイッチング素
子に流れて、同時オン状態のサージ電流が流れる。特に
電源電圧Ｅが低い場合においては、電流の実効値も大き
く、サージ電流も大きくなり、スイッチング素子のASO
領域（安全動作領域）を越えるというような問題があ
る。

他の従来例として、第７図に示すようなソフトスター
ト的な点灯方式も提案されている。この場合の回路構成
については、第５図の回路と同じとする。第７図（ａ）
は発振周波数ｆの時間的な変化を示すものであり、時間
の経過とともに周波数を徐々に下げ、点灯時に所定の電
流が得られる周波数f₂まで変化させる制御方式である。
この場合において、コンデンサC₂に流れる電流Ic₂と放
電灯ｌに流れる電流Ilの時間的な変化を第７図（ｃ），
（ｄ）に示す。

この従来例の場合、第７図（ｂ）に示す共振特性曲線
から分かるように、発振周波数ｆを周波数f₁から徐々に
下げて周波数f₂に至るまでの間に、必ず共振点f₀を通る
ので、放電灯ｌはスイッチング素子の電流が遅相モード
の状態で十分な高電圧を印加されて点灯することにな
り、第６図に示す制御方式のように、進相モードで放電
灯が点灯するということはなくなる。

しかしながら、この場合、周波数の高いところから周
波数を徐々に下げるために、予熱時間（電源投入後、放
電灯ｌが点灯するまでの時間が予熱時間となる）の大半
で予熱電流が得られなくなり、放電灯寿命に問題が生ず
る。

（発明の目的）本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、予熱時間中には十分な予
熱電流を得られるようにすると共に、始動時にはインバ
ータ回路のスイッチング素子に大きなストレスが加わら
ないようにした放電灯点灯装置を提供するにある。

（発明の開示）本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、上記の目的
を達成するために、共振用インダクタと共振用コンデン
サとからなる直列共振回路と、この共振用コンデンサと
並列的に接続される放電灯とからなる負荷回路を含み、
発振周波数が可変のインバータ回路の発振出力にて放電
灯を点灯させる放電灯点灯装置において、インバータ回
路を放電灯の予熱時に前記負荷回路の固有振動周波数よ
り高い所定の周波数で一定時間発振させた後、時間の経
過と共に発振周波数を前記負荷回路の固有振動周波数よ
り高く、且つ予熱周波数より低い範囲で滑らかに低い方
向に変化させて始動させると共に、遅相電流が流れる範
囲の点灯周波数まで滑らかに変化させる周波数制御部を
設けて成るものである。

第１図（ａ）は、本発明における発振周波数ｆの時間
的変化とコンデンサの両端電圧Vc₂との関係を示してい
る。この場合の回路構成については、第５図の回路と同
じとする。発振周波数ｆは、予熱時間t₁の間は周波数f₁
に固定されており、この状態で放電灯ｌのフィラメント
が十分に予熱されるので、放電灯寿命が損なわれること
はない。また、この例の場合、予熱時の周波数f₁と点灯
時の周波数f₂との間に共振点f₀が含まれるために、周波
数f₁でスイッチング素子に流れる遅相モードの電流波形
と同じ電流波形の状態で点灯されることになり、進相モ
ードの電流は流れなくなる。なお、第１図（ｂ），
（ｃ）にコンデンサC₂に流れる電流Ic₂及び放電灯ｌに
流れる電流Ilの時間的変化をそれぞれ示す。

以下、本発明の実施例について説明する。

実施例１第２図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例
において、従来例回路と同一の機能を有する部分には同
一の符号を付して重複する説明は省略する。負荷回路と
しては、非電源側に予熱用のコンデンサC₂を並列接続さ
れた放電灯ｌと、インダクタンスＬ及びコンデンサC₁の
直列回路が接続されている。コンデンサの容量はC₁≫C₂
であり、負荷回路の固有振動周波数は、インダクタンス
ＬとコンデンサC₂とでほぼ定まる。

直流電源Ｅの両端には、抵抗R₁,コンデンサC₃の直列
回路よりなる制御部電源回路が接続されている。コンデ
ンサC₃の電圧は、抵抗R₄とツェナダイオードZDの直列回
路に印加されている。ツェナダイオードZDの両端に発生
した基準電圧は、コンパレータCPの反転入力端子に印加
されている。コンパレータCPの非反転入力端子にはコン
デンサC₅の電圧が印加されている。コンデンサC₅はトラ
ンジスタQ₄を介して、コンデンサC₃の充電電圧にて充電
される。トランジスタQ₄には、カレントミラー回路を構
成するように、トランジスタQ₃が接続されている。各ト
ランジスタQ₃,Q₄の電流利得hfeが十分に大きいとする
と、トランジスタQ₄に流れる電流は、トランジスタQ₃に
流れる電流と同じになる。トランジスタQ₃は、抵抗R₂,R
₃の直列回路を介してコンデンサC₃の両端に接続されて
いる。抵抗R₃にはコンデンサC₄とトランジスタQ₅が並列
接続されている。トランジスタQ₅のベースには、抵抗R₆
を介してタイマー回路３の出力が接続されている。タイ
マー回路３は、予熱時間を設定するものであり、直流電
源Ｅが投入されて、コンデンサC₃の充電電圧が上昇して
から、所定の時間だけ高レベルの信号を出力する。した
がって、トランジスタQ₃に流れる電流は、電源投入後の
一定時間は抵抗R₂によって決まり、その後は、コンデン
サC₄の充電電圧の上昇につれて、徐々に減少し、最終的
には抵抗R₂,R₃の直列抵抗によって決まる一定値とな
る。このCR回路によって、周波数制御部４が構成されて
いる。

コンデンサC₅の両端電圧は、タイマーICtmの２番,6
番，及び７番端子に接続されている。このタイマーICtm
は、汎用のタイマーIC（NEC製μPD15555）であり、周知
のように、トリガ端子（２番端子）が（1/3）Vcc以下に
なると、トリガされて出力端子（３番端子，図示せず）
が高レベルとなり、放電端子（７番端子）は高インピー
ダンスとなる。また、スレショルド端子（６番端子）が
（2/3）Vccになると出力端子（３番端子）が低レベルと
なり、放電端子（７番端子）も低レベルになる。このた
め、コンデンサC₅の両端には鋸歯状波電圧が発生する。
この電圧がコンパレータCPにて基準電圧と比較されて、
コンパレータCPからは矩形波の発振出力が得られる。

コンパレータCPの出力は、ＤフリップフロップFFによ
り分周される。ＤフリップフロップFFの出力Q,は、NA
NDゲートG₁,G₂の一方の入力にそれぞれ接続されてい
る。また、出力はデータ入力Ｄに接続されている。ク
ロック入力Ｃには、前述のコンパレータCPの出力が接続
されている。クロック入力Ｃが低レベルから高レベルに
立ち上がる度に、ＤフリップフロップFFの出力は反転
し、出力Q,からはコンパレータCPの出力を２分の１に
分周したデューティファクター50％の矩形波が得られ
る。一方、コンパレータCPの出力は、インバータゲート
G₃,G₄と抵抗R₅を介して、NANDゲートG₁,G₂の他方の入力
に接続されている。各NANDゲートG₂,G₁の出力は、それ
ぞれ、スイッチング素子Q₁,Q₂の駆動回路1,2に入力され
ている。したがって、スイッチング素子Q₁,Q₂の駆動信
号は、一方が高レベルで他方が低レベルである第１の期
間と、一方が低レベルで他方が高レベルである第２の期
間とが交番する信号となり、第１の期間と第２の期間と
の間に、両方の出力が共に低レベルである第３の期間が
存在する。この第３の期間は、スイッチング素子Q₁,Q₂
が共にオンにならないようにするためのデッドオフタイ
ムであり、オン状態のスイッチング素子の電荷蓄積時間
等を考慮した短い時間で良く、第２図回路では、コンパ
レータCPの出力が低レベルである期間によって決定され
ている。

以上の構成により、第１図（ａ）に示すような周波数
制御を行うことができる。すなわち、直流電源Ｅを投入
すると、タイマー回路３の出力により一定時間トランジ
スタQ₅がオンする。従って、インバータ回路の発振周波
数は、コンデンサC₅と抵抗R₂の値によってほぼ定まった
値となり、周波数f₁で予熱が行なわれる。次に、タイマ
ー回路３のタイマー時間t₁が経過すると、その出力が低
レベルとなり、トランジスタQ₅がオフとなる。このた
め、コンデンサC₄が徐々に充電され、その充電電圧は抵
抗R₂,R₃の分圧電圧に至る。このとき、インバータ回路
の発振周波数は前述の予熱時の周波数f₁から、抵抗R₂,R
₃とコンデンサC₅により決まる周波数f₂へ徐々に変化す
る。この周波数の変化の途中で放電灯ｌが点灯する。

実施例２第３図は本発明の他の実施例の回路図である。本実施
例にあっては、インバータ回路として周知のプッシュプ
ル回路を用いている。インバータ回路の発振トランスOT
は、１次巻線に中間タップを有するリーケージトランス
よりなり、スイッチング素子Q₁,Q₂が交互に導通するこ
とにより、２次巻線に接続された負荷回路に交番電流が
流れる。負荷回路としては、実施例１に用いたのと同様
の回路が接続されているが、インダクタンスＬの代わり
に発振トランスOTのリーケージインダクタンスを用いて
いる。

インバータ回路の制御部には、スイッチングレギュレ
ータ用IC（NEC製μPC494）を用いている。このスイッチ
ングレギュレータ用IC5の発振周波数は５番端子に接続
されたコンデンサC₇の容量と、６番端子に接続された抵
抗値より決まる。また４番端子は、14番端子の基準電圧
を抵抗R₇,R₈にて分圧した電位を入力され、これにより
スイッチング素子Q₁,Q₂のデッドオフタイムを定めてい
る。また13番端子は２石用に使用する為に抵抗R₁₀を介
して高レベルの信号を与えている。抵抗R₁₁,R₁₂はスイ
ッチングレギュレータ用IC5内部のオープンコレクタの
トランジスタのコレクタ抵抗として用いている。

本実施例に用いる周波数制御部４の構成及び動作につ
いては実施例１の場合と同じであるので、重複する説明
は省略する。

実施例３第４図は本発明のさらに他の実施例の回路図である。
本実施例は１石式のインバータ回路であり、スイッチン
グ素子Q₁として電力用のMOSFETを用いている。スイッチ
ング素子Q₁にはコンデンサC₀が並列接続されており、こ
のスイッチング素子Q₁を介して、リーケージトランスよ
りなる発振トランスOTの１次側巻線が直流電源Ｅに接続
されている。発振トランスOTの２次側巻線には、実施例
２の場合と同様の負荷回路が接続されている。なお、こ
の場合、スイッチング素子Q₁の逆方向電流は、MOSFETの
寄生ダイオードを介して流れる。

抵抗R₁,コンデンサC₃の直列回路は、直流電源Ｅの両
端に接続されており、スイッチング素子Q₁の駆動回路及
び制御回路に電源電圧Vccを与えている。まず、スイッ
チング素子Q₁の駆動回路について説明する。コンデンサ
C₃には、抵抗R₁₃を介してトランジスタQ₆が接続されて
いる。トランジスタQ₆のコレクタは、トランジスタQ₇,Q
₈のベースに接続されている。トランジスタQ₇,Q₈のエミ
ッタは、抵抗R₁₄を介して接続され、トランジスタQ₇,Q₈
のコレクタはそれぞれコンデンサC₃の両端に接続されて
いる。トランジスタQ₆がオンすると、そのコレクタ電位
が低下するので、トランジスタQ₇がオフ状態、トランジ
スタQ₈がオンできる状態となり、スイッチング素子Q₁の
ゲートは、抵抗R₁₅,トランジスタQ₈を介して、グランド
レベルにプルダウンされる。トランジスタQ₆がオフする
と、そのコレクタ電位が上昇するので、トランジスタQ₈
がオフ、トランジスタQ₇がオンとなり、抵抗R₁₄,R₁₅,R
₁₆の直列回路にコンデンサC₃の充電電圧が印加され、抵
抗R₁₆の両端に生じる分圧電圧によりスイッチング素子Q
₁のゲート電位が上昇する。これによって、スイッチン
グ素子Q₁のゲートが電圧駆動されるものである。

次に、スイッチング素子Q₁の制御回路について説明す
る。tm₁,tm₂は汎用のタイマーIC（NEC製μPD15555）で
ある。タイマーICtm₁の時定数回路を構成する抵抗R₁₇,R
₁₈,コンデンサC₈の直列回路には電源電圧Vccが印加され
ている。抵抗R₁₇とR₁₈の接続点はタイマーICtm₁の放電
端子（７番端子）に接続され、抵抗R₁₈とコンデンサC₈
の接続点はタイマーICtm₁のスレショルド端子（６番端
子）及びトリガ端子（２番端子）に接続されている。こ
れによって、タイマーICtm₁は無安定マルチバイブレー
タとして動作する。その発振周波数は、抵抗R₁₇,R₁₈及
びコンデンサC₈の時定数と、制御端子（５番端子）の電
圧によって決まる。タイマーICtm₁の出力端子（３番端
子）は、タイマーICtm₂のトリガ端子（２番端子）に接
続されている。

タイマーICtm₂の時定数回路を構成する抵抗R₁₉,コン
デンサC₁₀の直列回路には、電源電圧Vccが印加されてい
る。抵抗R₁₉とコンデンサC₁₀の接続点はタイマーICtm₂
の放電端子（７番端子）及びスレショルド端子（６番端
子）に接続されている。タイマーICtm₂の制御端子（５
番端子）はコンデンサC₉を介して接地されている。これ
によって、タイマーICtm₂は単安定マルチバイブレータ
として動作する。タイマーICtm₂の出力端子（３番端
子）は、前述のスイッチング素子Q₁の駆動回路における
トランジスタQ₆のベースに接続されている。

周波数制御部４の構成については、実施例１の場合と
ほぼ同様である。電源投入後、一定時間はタイマー回路
３の出力が高レベルでトランジスタQ₅がオンであるの
で、オペアンプOPには抵抗R₀,R₃の並列回路と抵抗R₂と
の分圧電圧が入力され、オペアンプOPにて低インピーダ
ンス化されて、タイマーICtm₁の制御端子（５番端子）
に入力され、予熱時の発振周波数f₁が決定される。タイ
マーICtm₂よりなる単安定マルチバイブレータは、スイ
ッチング素子Q₁のオフ期間を決定するために用いられて
いる。

次にタイマー回路３のタイマー時間t₁の経過後におい
ては、トランジスタQ₅がオフし、抵抗R₀を介してコンデ
ンサC₄が充電されるので、オペアンプOPへの入力電圧
は、予熱時に比べて徐々に高くなり、それによってタイ
マーICtm₁の発振周波数が徐々に低くなる。この変化に
より、予熱時の発振周波数f₁から点灯時の発振周波数f₂
へとスムーズに移行するようになっている。

（発明の効果）本発明は上述のように、共振用インダクタと共振用コ
ンデンサとからなる直列共振回路と、この共振用コンデ
ンサと並列的に接続される放電灯とからなる負荷回路を
含み、発振周波数可変のインバータ回路を用いた放電灯
点灯装置において、インバータ回路を放電灯の予熱時に
は前記負荷回路の固有振動周波数より高い所定の周波数
で一定時間発振させ、その後、時間の経過と共に発振周
波数を前記負荷回路の固有振動周波数より高く、且つ予
熱周波数より低い範囲で滑らかに低い方向に変化させて
始動させると共に、遅相電流が流れる範囲の点灯周波数
まで滑らかに変化させるようにしたから、予熱時間中は
十分な予熱電流を得ることができ、したがって、放電灯
の寿命を損なうことがなく、また、始動時においては、
周波数が徐々に変化するので、従来例のように周波数の
急変によりインバータ回路のスイッチング素子に過大な
ストレスが加わるようなことがなく、放電灯をスムーズ
に始動させることが可能になるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の動作説明図、第２図は本発明の一実施
例の回路図、第３図は本発明の他の実施例の回路図、第
４図は本発明のさらに他の実施例の回路図、第５図は従
来例の回路図、第６図は同上の動作説明図、第７図は他
の従来例の動作説明図である。Ｅは直流電源、Q₁,Q₂はスイッチング素子、ｌは放電
灯、３はタイマー回路、４は周波数制御部である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者竹内啓泰門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者松川一行門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者安宅薫門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (56)参考文献特開昭59−16300（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−241295（ＪＰ，Ａ) 特開昭61−296696（ＪＰ，Ａ) 実開昭59−126497（ＪＰ，Ｕ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】共振用インダクタと共振用コンデンサとか
らなる直列共振回路と、この共振用コンデンサと並列的
に接続される放電灯とからなる負荷回路を含み、発振周
波数が可変のインバータ回路の発振出力にて放電灯を点
灯させる放電灯点灯装置において、インバータ回路を放
電灯の予熱時に前記負荷回路の固有振動周波数より高い
所定の周波数で一定時間発振させた後、時間の経過と共
に発振周波数を前記負荷回路の固有振動周波数より高
く、且つ予熱周波数より低い範囲で滑らかに低い方向に
変化させて始動させると共に、遅相電流が流れる範囲の
点灯周波数まで滑らかに変化させる周波数制御部を設け
て成ることを特徴とする放電灯点灯装置。