JP2586918B2 - 励磁切換式リラクタンスモータの作動方法及び制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、励磁切換リラクタンスモータに係り、一層
詳細には、回転子位置センサを有していない励磁切換式
リラクタンスモータの制御システム及び制御方法に係
る。

励磁切換式リラクタンスモータは、固定子及び回転子
の双方に歯を有する二重突極電動機である。固定子の相
が順次にサイクリックに励磁されることにより、励磁さ
れた固定子極と回転する回転子との間に励磁的吸引力が
生ずる。この励磁電流は、いったん回転子が固定子と整
列する位置に達したならば負又は制動吸引力を生ずるこ
となく回転子極と励磁された固定子極との間に適当な吸
引力を生ずるように、適当な時点でスイッチオン及びス
イッチオフされなければならない。これらの相励磁電流
を回転子の回転位置と同期させてスイッチオン又はスイ
ッチオフする必要があるので、これまで一般に回転子の
回転位置を検出するべく軸位置センサが利用されてき
た。しかし、光学的軸エンコーダ又は他の軸位置センサ
は電動機内に空間を必要とするので、また軸位置センサ
から制御回路への信号線が必要とされるので、軸位置セ
ンサを励磁切換式リラクタンスモータに設けることは不
利である。この不利はこれまで励磁切換式リラクタンス
モータをステップモータと類似の仕方で駆動することに
より克服されてきた。この場合、励磁切換式リラクタン
スモータは、相数に適するように供給される半サイクル
方形電圧パルスの順序で直流（DC）源から一定電圧を供
給される。このようなシステムで発生されるトルクは必
要とされるトルクよりも大きい。すなわち大きいトルク
マージンが存在し、このことは大きいユニットでは経済
的でない。

発明の概要 本発明の種々の目的及び特徴のなかで第一にあげるべ
きことは、励磁切換式リラクタンスモータの作動を制御
するためのシステム及び方法であって、軸位置センサを
使用しないでモータの相への励磁電流の供給を正確に制
御するシステム及び方法を提供することである。

本発明の他の目的は、このようなシステム及び方法で
あって、エネルギー変換効率を改善するべくモータのト
ルクマージンを減じ得るシステム及び方法を提供するこ
とである。

本発明の他の目的は、このようなシステム及び方法で
あって、モータにより駆動される負荷の変化を迅速に補
償し得るシステム及び方法を提供することである。

本発明の第四の目的は、このようなシステム及び方法
であって、負荷の減少への応答よりも迅速に負荷の増大
に応答し得るシステム及び方法を提供することである。

本発明の第五の目的は、このようなシステム及び方法
であって、負荷の変化に迅速に応答し得ると共に改善さ
れたエネルギー効率で回転子位置の制御を維持し得るシ
ステム及び方法を提供することである。

他の目的及び特徴は以下の説明から一部は自ずから明
らかとなり、また一部は指摘されよう。

要約すると、本発明による励磁切換式リラクタンスモ
ータの作動方法は、所望の速度でモータを作動させるべ
く相巻線をサイクリックに励磁する過程と、サイクルの
開始後の予め定められた時点で励磁電流をサンプリング
する過程とを含んでいる。その時点での励磁電流は回転
子位置の関数である。サンプリングされた電流値は次い
で、サイクルの開始時に回転子位置と所望の回転子位置
との間の差を表す誤差信号を発生するべく、参照値と比
較される。励磁電流は、所望の回転子位置の方向に次の
サイクルの間に回転子位置を補正するように誤差信号に
応答して制御される。

第二の実施例では、本発明による励磁切換式リラクタ
ンスモータの作動方法は、所望の速度でモータを作動さ
せるべく相巻線をサイクリックに励磁する過程と、サイ
クルの開始後の予め定められた時点で励磁電流をサンプ
リングする過程とを含んでいる。その時点での励磁電流
は回転子位置の関数である。励磁電流は電流制限値と比
較される。この電流制限値は、実際の回転子位置と所望
の回転子位置との間の差を反映するように励磁電流サン
プルの関数である。励磁電流は、回転子位置を補正する
べく、電流制限値に制限される。

本発明による励磁切換式リラクタンスモータの制御装
置は、所望の速度でモータを作動させるべく相巻線をサ
イクリックに励磁するための励磁回路を含んでいる。ま
た、サイクルの開始後の予め定められた時点で、励磁電
流をサンプリングするための回路が設けられており、そ
の時点での励磁電流は回転子位置の関数である。サイク
ルの開始時に回転子位置と所望の回転子位置との間の差
を表す誤差信号を発生するべく、サンプリングされた電
流値を参照値と比較するための比較回路が設けられてい
る。励磁回路は所望の回転子位置の方向に次のサイクル
の間に回転子位置を補正するように誤差信号に応答して
励磁電流を制御するための回路を含んでいる。

第二の局面では、本発明による励磁切換式リラクタン
スモータの制御装置は、所望の速度でモータを作動させ
るべく相巻線をサイクリックに励磁するための励磁回路
を含んでいる。また、サイクルの開始後の予め定められ
た時点で、励磁電流をサンプリングするための回路が設
けられており、その時点での励磁電流は回転子位置の関
数である。実際の回転子位置と所望の回転子位置との間
の差を反映するように励磁電流サンプルの関数である電
流制限値を発生するため、励磁電流サンプルに応答する
回路が設けられている。励磁回路は、励磁電流を電流制
限値と比較するため、また回転子位置を補正するべく励
磁電流を電流制限値に制限するための回路を含んでい
る。

好ましい実施例の説明 第１図には固定子13及び回転子15を有する励磁切換式
リラクタンスモータ11が、また第1A図にはその制御シス
テムが示されている。固定子13は８個の極を有する四相
（PS1、PS2、PS3、PS4）の装置として示されている。図
面を見易くするため、相PS1を構成する極の巻線17のみ
が示されているが、他の相も同様の巻線を含んでいる。

回転子15は６個の極又は歯19を含んでいる。回転子15
は、固定子の種々の相の励磁に応答して、固定子13によ
り形成されるキャビティのなかを回転する。一つの相、
例えば相PS1の励磁は回転子を、第１図中に示されてい
るように、最も近い回転子歯又は極が最小リラクタンス
位置に達する位置まで回転する。いったん回転子がこの
位置に達すると、それに対応する相巻線は無励磁とさ
れ、また次の相が励磁される。この場合、相PS2は反時
計回り方向に回転するように励磁される。

相巻線17（第1A図）及び図示されていない他の相巻線
はDC源とスイッチング要素21との間に接続されており、
スイッチング要素21が閉じられると相巻線は接地点に接
続される。スイッチング要素21は好ましくはパワトラン
ジスタ又はその類似物である。スイッチング要素21が電
流を導いていない時に電力をDC源（参照符号RETを付さ
れている）に戻すため、ダイオードD1が相巻線17とスイ
ッチング要素21との間に接続されている。

スイッチング要素21は、アンドゲートG1の制御下にあ
る通常のドライバ回路23により駆動される。アンドゲー
トG1は三つの入力端を有する。アンドゲートG1の最も上
側の入力端は、絶対電流最大値が相巻線17で超過される
時にアンドゲートG1のその入力端をＬレベルにする最大
電流制限回路25と接続されている。最大電流制限回路25
はアンドゲートG1と電流センサ27との間に接続されてお
り、また電流センサ27の検出端子は相巻線17とスイッチ
ング要素21との間に接続されている。こうして電流セン
サ27の出力は相巻線17を通って流れる実際電流の直接的
な尺度である。この電流が最大電流制限回路25により設
定された最大電流制限値を超過する時、最大電流制限回
路25の出力はＬレベルになる。それと同時にアンドゲー
トG1の出力端もＬレベルになり、スイッチング要素21を
開く。

アンドゲートG1の中央入力端は適当なヒステリシスを
有するコンパレータ29の出力端に接続されている。コン
パレータ29の反転入力端は電流センサ27の出力端に接続
されている。コンパレータ29の非反転入力端は、目下の
負荷条件の間にモータ内に維持することが望まれる電流
を表す信号を供給される。電流センサ27の出力がこの所
望の電流を超過する時、相巻線17を通って流れる電流は
過大であり、またコンパレータ29の出力はＬレベルにな
る。それによりアンドゲートG1がディスエーブルされ
て、スイッチング要素21を開く。相巻線17の電流が、コ
ンパレータ29のヒフテリシスにより設定されているよう
に、所望の値よりも小さい値に減少すると、コンパレー
タ29の出力は再びＨレベルになり、またそれと同時にス
イッチング要素21が閉じられる。それによりDC源から相
巻線17及びコンパレータ29を通って接地点に至る回路が
完成され、従って電流が再びDC源から相巻線17を通って
流れる。こうして、コンパレータ29は相巻線17を通って
流れる電流を所望のレベルに維持するべく電流のチョッ
ピングを行う。

アンドゲートG1の第三の入力端は、モータ11の種々の
相PS1ないしPS4の励磁サイクルを制御する四相発生論理
回路31の相１出力端に接続されている。この回路31は図
示されているようにPS2、PS3及びPS4相のそれぞれの相
巻線を励磁するための回路33、33′及び33″に接続され
ているデータの他の三つの相に対する他の三つの出力端
をも含んでいる。相回路33、33′及び33″は、モータの
相PS1に対して第1A図中に示されている回路と同一であ
るので、詳細には図示されていない。実際、これらの回
路は相PS1に対して第1A図中に示されている要素の多く
を共用しており、従って一つの相で検出された回転個位
置誤差は次の相で少なくとも部分的に補正され得る。四
相発生論理回路31は、どの相に対してこれらの共通の回
路要素が実際に使用されるかを選択するのに使用されて
いる。図面を見易くするため、第1A図の種々の要素が回
路33、33′及び33″に共通に使用されていることは図示
されていないが、それは当業者に明らかであろう。

モータ11の作動の速度はポテンシオメータP1又は類似
の装置により手動で設定されている。ポテンシオメータ
P1のアームから取り出された電圧は、カウンタ37に接続
されている電圧制御発振器35に供給される。カウンタ37
の出力は、ポテンシオメータP1により設定された速度で
モータを作動させるのに適当なレートで信号φ１ないし
φ４をイネーブルするべく、四相発生論理回路31に供給
される。

速度設定信号はサンプル時間回路39（その出力信号は
時間又は時間間隔を表す）及び参照回路41にも供給され
る。参照回路41の出力信号は、サンプル時間回路39の出
力信号と同じくポテンシオメータP1により設定された速
度の関数である。サンプル時間回路39の出力信号はサン
プル・アンド・ホールド回路43に供給される。サンプル
・アンド・ホールド回路43は電流センサ27にも接続され
ており、また四相発生論理回路31からの相SP1イネーブ
ル信号によりイネーブルされる。

サンプル・アンド・ホールド回路43は巻線への電圧印
加後にサンプル時間回路39により設定された予め定めら
れた時間の後に巻線27を通って流れる電流のサンプルを
入力される。サンプル時間は、電圧印加後のその特定の
時点での電流サンプルが固定子13に対する回転子15の回
転位置を表すように選定されている。サンプル・アンド
・ホールド回路13の出力信号は加算点45に供給され、そ
こで参照回路41から出力される参照信号値と比較され
る。参照回路41の出力信号はそのサンプル時間に於ける
回転子の所望の位置を表す。従って、加算点45の出力信
号はいずれかの方向にそのサンプル時間に於ける実際の
回転子位置とその時間に於ける所望の回転子位置との間
の差を表している。

加算値45からの誤差信号は誤差信号を積分する積分器
47と誤差信号に比例する信号を発生するゲイン回路49と
に供給される。詳細には、電流増加の必要を示す正の誤
差信号に対しては、ゲイン回路49は負の誤差信号に対す
る比例係数よりも大きい比例係数で誤差信号に比例する
信号を発生する。誤差信号の正負に応じて比例係数を変
える理由は、モータ11はトルクの急速な増大が要請され
る場合には急速にフォールアウトし得るが、それにくら
べてトルクの減少が要請される場合の制御の喪失の可能
性ははるかに少ないからである。ゲイン回路49及び積分
器47からの出力信号は加算点51で加算され、その出力信
号は所望の電流を表す信号としてコンパレータ29の非反
転入力端に供給される。

以上の説明から、励磁切換式リラクタンスモータ11が
第２図の曲線ａに示されているような半サイクル方形電
圧パルスの順序で一定のDC電圧を供給されることは理解
されよう。また前記のように、巻線の各々を通って流れ
る電流はチョッピングによりその定格値に制限されてい
る。この定格又は所望電流値は可変であり、またモータ
が始動負荷トルクを克服し且つ所望の加速をするのに十
分に高く選定されている。

負荷トルクのもとに所望の速度に達した後に、電圧パ
ルスに対して相対的な回転子位置がサンプル・アンド・
ホールド回路43により検出され、また電流制限値（加算
点51の出力信号）が、モータ11のエネルギー変換の効率
を改善するべく下記のように補正される。

電圧パルスに対して相対的な回転子位置は固定時間間
隔の間の電流増大の開始の電流値をサンプル・アンド・
ホールドすることにより測定される。これは、固定時間
間隔がΔｔで示されており、またΔｉで示されているサ
ンプリングされた電流値が、巻線17を通って流れる電流
がまだ増大している間にとられている第２図の曲線ｂに
示されている。これは磁気回路のインダクタンスの間接
的な尺度である。電圧パルスに対して相対的な回転子位
置は、電圧がスイッチオンされた瞬間から後の固定時間
間隔により確立される。一層詳細には、サンプリングさ
れた電流値は時間間隔Δｔの間の磁気回路に対するイン
ダクタンス平均値の逆数に比例している。

第２図には、上記のコンセプトだけでなくモータ11の
一つの相に対する時間の関数として制御過程も示されて
いる。巻線17の両端の電圧変化が第２図の曲線ａに示さ
れている。これらの半サイクル方形電圧変化の周波数は
上記のようにモータの所望の速度を設定するポテンシオ
メータP1により固定されている。もし励磁切換式リラク
タンスモータが回転子位置センサにより制御され、また
速度が遅いならば、巻線17に対するスイッチオンは非整
列回転子位置、すなわち二つの隣接する回転子歯が固定
子歯から同一の距離にある回転子位置と合致する。この
回転子位置は第２図の曲線ｂ中にＮにより示されてい
る。この場合、電流は所望の速度及び負荷により閉ルー
プ内で制御されるその制限値まで増大する。回転子がそ
の整列位置（曲線ｂ中のＡ）に達した後、巻線はスイッ
チオフされ、また電流はダイオードD1を通じて減少し、
DC源を通じて磁界内に蓄積されたエネルギーを戻す。

本発明によれば、第２図に曲線ａないしｆ中に示され
ている固定時間間隔Δｔ（この時間間隔はもちろん速度
の関数である）の後に、電流がサンプリングされ、また
値Δｉがサンプル・アンド・ホールド回路41によりホー
ルドされる。回転子位置センサを有するモータに対し
て、これは最適のスイッチオンの瞬間である。回転子位
置センサを有していない本発明によるモータに対して、
これは安定な駆動のため臨界的な制限値であり、またト
ルクは曲線ｂ中に示されている電流に対応して発生され
る電流よりも小さくなければならない。

負荷トルクが減ぜられ、ただし所望の回転子電流が曲
線ｂ中に示されている電流と同一にとどまる時、回転子
は進み、また電圧がスイッチオンされる以前にその非整
列位置を通過する。この状況が曲線ｃに示されている。
回転子位置が進んでいるので、回転子はその非整列位置
に達し、また電圧は、曲線ｃ中にＡにより示されている
ように、まだ巻線に印加されており、モータは短時間の
間発電機として作動し、電気エネルギーをエネルギー源
に戻す。

巻線の実際の作動及び励磁を考察すると、第３図に一
層詳細に示されているように、チョッピング周期の間に
モータは交互にモータとして、また発電機として動作す
ることが理解されよう。モータ11は整列回転子位置まで
はモータとして動作している時間が長く、整列回転子位
置の後は発電機として動作している時間が長い。第２図
の曲線ｃ中に示されている電流変化に相当する第３図に
は、チョッピングの間の実際のエネルギーの流れが詳細
に示されている。巻線17を通って流れる電流は実線によ
り、またダイオードD1を通って流れる電流は破線及びク
ロスハッチングにより示されている。整列回転子位置Ａ
まで、モータが発電機として動作している時間はモータ
がモータとして動作している時間よりも短い。回転子が
その整列位置を通過した後は、モータが発電機として動
作として動作している時間はモータがモータとして動作
している時間よりも長い。

このような条件のもとでのエネルギー変換は効率が低
い。なぜならば、チョッパ損失は第２図の曲線ａに示さ
れている状況の場合と同一であるが、変換されるエネル
ギーがより小さいからである。この場合、より小さい負
荷トルクがスイッチオンの瞬間の回転子位置を曲線ｃ上
にＮで示されている位置に変えており、また磁気回路内
のインダクタンスが大きくされている。従って、同一の
時間間隔Δｔの後のサンプリングされた電流値Δｉは第
２図の曲線ｃに見られるように減少する。

しかし、本発明によれば、第２図の曲線ｃに示されて
いる状況は、曲線ｄに示されている状況となるように補
正される。なぜならば、サンプリングされた電流値Δｉ
が曲線ｃで生じたように参照値よりも低い値に低下する
時、加算点45の出力が負に移行するからである。この負
の出力は、負の信号に対してはゲイン回路49の比例係数
が小さいので、ゲイン回路49の出力を小さい大きさに減
少させ、従ってまた積分器47の出力を徐々に減少させ
る。これらの因子はいずれも、所望のモータ電流を表す
加算点51の出力を徐々に減少させる。この過程は、サン
プルされた電流値Δｉが加算点51の出力により設定され
た制限値に近い値に増大するまで継続し得る。曲線ｄは
この補正された状況に対する回転子位置電流変化を示
す。曲線ｄ中の非整列位置Ｎ及び整列位置Ａは、曲線ｃ
中に示されている位置よりも、それらの所望の値にはる
かに近い。その結果、第1A図の回路による補正後の作動
ではモータの効率がかなり改善される。負荷トルクは同
一であるが、銅損は減ぜられており、また曲線ｄのサイ
クル終端で発生されるエネルギーはごく小さい。

過負荷の場合の第1A図の回路の作動が曲線ｅに示され
ている。過負荷の場合には、回転子の回転質量がトルク
の増大のいくらかを吸収するが、スイッチオンの瞬間の
固定子に対して相対的な回転子位置は非整列位置に近接
し、またおそらく曲線ｅに示されているようにそれと交
わる。この状況でサンプルされる電流値Δｉは臨界値に
達する。本発明によれば、所望の電流値、加算回路51の
出力、は可能なかぎり迅速に増大されなければならな
い。これは、正の信号に対してはゲイン回路49の比例係
数がより大きいことにより生ずる。曲線中のサンプリン
グされる電流値Δｉは、電圧が印加される瞬間の回転子
の位置のために、参照値よりも大きいことは理解されよ
う。この位置信号はゲイン回路49により増幅され、それ
により加算点51の出力を迅速に増大させる。負荷トルク
の変化は迅速に生起し得るけれども、回転子の回転質量
は常に、第1A図の電子回路が介入する時間を与えるのに
十分に高い。さらに、エネルギー変換サイクルは回転子
のただ一回の回転の間に多数回生起する。すなわち、加
算点51の出力である所望の巻線電流は各サイクルに一回
ではなく各相に対して一回増大される。従って、サンプ
リングされる電流値及び所望のモータ電流値は共に迅速
に増大される。さらに、エネルギー変換サイクルは一回
の回転子の回転の間に複数回起こる。すなわち、加算点
51の出力である所望の巻線電流は各サイクルに一回では
なく各相に対して一回増大される。従って、サンプルさ
れる電流値及び所望のモータ電流値はいずれも迅速に大
きくされる。

速いトルク増大の場合には、モータ11の安定性は、も
し同時に曲線ｅの補正が行われ、曲線ａの電圧パルスの
周波数が少し減ぜられるならば、保証され得る。このよ
うな場合、スイッチオンの瞬間の相対的な回転子位置は
その非整列位置を通り過ぎ、またいくつかのサイクルの
後に曲線ｅに示されているように安定位置に戻され得
る。このようなオプションによる回路は第1A図中に示さ
れており、加算点51の出力端に接続されているキャパシ
タC1と、キャパシタC1を通過する信号を一つの入力とし
て与えられる追加的な加算点55とを含んでいる。加算点
55への他の入力はポテンシオメータP1からの速度設定信
号である。加算点51からの出力が速く増大する時、電流
パルスはキャパシタC1を通過させられる。このパルス
は、より低い電圧信号を電圧制御発振器（VCO）に与え
るべく、速度設定ポテンシオメータP1の出力から差し引
かれ、それにより電圧パルスの周波数を瞬間的に少し低
下させる。

いったん回転子位置が確立されると、可能なトルク発
生は所望の負荷トルクに対して過大であり、回転子位置
の遅い補正が行われなければならない。電流変化に対応
する新しいエネルギー変換は第２図の曲線ｆに示されて
いる。

もしモータ11の所望の速度がより高いならば、時間間
隔Δｔを変更する必要がある。その理由は、電圧パルス
の周波数が増大される時、回転子歯がそれらの非整列位
置に達する以前にスイッチオンの瞬間が生起する場合に
のみ最適なエネルギー変換が実現され得るからである。
磁気回転のインダクタンスは増大し、また信頼できるサ
ンプルされた電流値を受けるべく時間間隔Δｔが速度の
増大と共に増大されなければならない。従って、Δｔは
ポテンシオメータP1により設定された所望の速度の関数
であるものとして示されている。

以上の説明から本発明の種々の目的及び特徴が達成さ
れ、また他の有利な結果が得られることは理解されよ
う。また以上に於ては本発明を特定の好ましい実施例に
ついて説明してきたが、本発明はこれらの実施例に限定
されるものではなく、本発明の範囲内にて種々の実施例
が可能であることは当業者にとって明らかであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明が用いられ得る電動機の機械的構造の
概要図である。 第1A図は本発明による制御回路のブロック図である。 第２図は本発明の作動に含まれている電圧及び電流の時
間的経過を示す図である。 第３図は第２図の一部分を拡大して示す図である。 11……励磁切換式リラクタンスモータ、13……固定子、
15……回転子、17……巻線、19……回転子極又は歯、21
……スイッチング要素、23……ドライバ回路、25……最
大電流制限回路、27……電流センサ、29……コンパレー
タ、31……四相発生論理回路、33、33′33″……相２〜
４用の回路、35……電圧制御発振回路、37……カウン
タ、39……サンプル時間回路、41……参照回路、43……
サンプル・アンド・ホールド回路、45……加算点、47…
…積分器、49……ゲイン回路、51、55……加算点

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】固定子相巻線及び回転子を有する励磁切換
   式リラクタンスモータの作動方法に於いて、 所望の速度でモータを作動させるべく相巻線をサイクリ
   ックに励磁する過程と、 サイクルの開始後の予め定められた時点で、その時点で
   の回転子位置の関数である励磁電波をサンプリングする
   過程と、 サイクルの開始時に回転子位置と所望の回転子位置との
   間の差を表す誤差信号を発生するべく、サンプリングさ
   れた電流値を参照値と比較する過程と、 所望の回転子位置の方向にサイクルの間に回転子位置を
   補正するように誤差信号に応答して励磁電流を制御する
   過程と を含んでいることを特徴とする励磁切換式リラクタンス
   モータの作動方法。
2. 【請求項２】固定子相巻線及び回転子を有する励磁切換
   式リラクタンスモータの制御装置に於いて、 所望の速度でモータを作動させるべく相巻線をサイクリ
   ックに励磁するための励磁手段と、 サイクルの開始後の予め定められた時点で、その時点で
   の回転子位置の関数である励磁電波をサンプリングする
   ためのサンプリング手段と、 サイクルの開始時に回転子位置と所望の回転子位置との
   間の差を表す誤差信号を発生するべく、サンプリングさ
   れた電流値を参照値と比較するための比較手段とを含ん
   でおり、 前記励磁手段が所望の回転子位置の方向に次のサイクル
   の間に回転子位置を補正するように誤差信号に応答して
   励磁電流を制御するための手段と を含んでいることを特徴とする励磁切換式リラクタンス
   モータの制御装置。