JP2000116005A

JP2000116005A - 交流電源装置

Info

Publication number: JP2000116005A
Application number: JP10296021A
Authority: JP
Inventors: Osamu Iyama; 井山　　治; Yoichi Ito; 洋一伊東
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1998-10-02
Filing date: 1998-10-02
Publication date: 2000-04-21

Abstract

(57)【要約】【課題】波形改善、力率改善、及び電圧調整機能を有
する無停電電源装置を低コストに製造することが困難で
あった。【解決手段】交流電源１と負荷３との間に波形改善及
び力率改善及び電圧制御を行うための変換器５を設け
る。電源１と変換器５との間の電源ラインにリアクトル
Ｌを直列に接続する。電源電圧の変動に応じてスイッチ
Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 でタップ切換を行うトランス１４を設
ける。トランス１４のタップ切換で電圧調整できない分
をリアクトルＬの電圧降下で調整する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は波形改善、力率改
善、及び電圧調整が可能な単相又は多相交流電源装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】コンピュータシステム等において使用さ
れる無停電電源装置は、交流を直流に変換するコンバー
タと、コンバータの出力で充電される蓄電池と、コンバ
ータの出力又は蓄電池の出力を交流に変換するインバー
タとで構成されている。この種の無停電電源装置は蓄電
池を有するので、交流電源が停電状態又は低い電圧状態
になった時に、蓄電池の直流をインバータで交流に変換
して負荷に電力を供給する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、負荷の電流
が高調波電流成分を含み、且つ無効電流成分を含む場合
には、交流入力における波形改善及び力率改善が必要に
なる。波形改善及び力率改善の技術は既に存在するが、
独立した波形改善及び力率改善装置を設けると電源装置
がコスト高になる。また、従来技術に従ってコンバータ
によって蓄電池を充電し且つインバータを駆動する場合
には、コンバータ及びインバータの電力容量を負荷の電
力容量と同一又はこれよりも大きく設定することが必要
になり、電源装置が大型になるばかりでなく、電力損失
が大きくなった。

【０００４】そこで、本発明の目的は、波形改善、力率
改善及び電圧調整が可能な交流電源装置の低コスト化、
小型化を図ることにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、負荷に交流電力を供給するための交流電源
端子と、前記交流電源端子と前記負荷との間に接続され
且つ複数の電圧切換端子を有しているトランスと、前記
交流電源端子と前記負荷との間の電源ラインに直列に接
続されたリアクトルと、前記トランス及び前記リアクト
ルよりも負荷側において前記負荷に対して並列に接続さ
れ且つ前記負荷の電流の高調波成分及び無効電力成分を
打ち消すための補償電流成分と前記負荷の電圧を一定に
するための補償電流成分とを含む補償電流を発生する補
償電流供給回路と、前記複数の電圧切換端子を前記電源
ラインに選択的に接続するための複数の電圧切換スイッ
チと、前記交流電源端子の電圧変化を補償するように前
記複数の電圧切換スイッチを選択的にオン状態にするた
めのスイッチ制御回路とを備えた交流電源装置に係わる
ものである。なお、請求項２に示すように補償電流供給
回路をコンデンサとブリッジ型変換回路との組み合せで
構成することができる。また、請求項３に示すように補
償電流供給回路を対のコンデンサとハーフブリッジ型変
換回路との組み合せで構成することができる。また、請
求項４に示すように変換回路を補償電流の供給動作（第
１の動作）と、コンデンサから負荷に電力を供給する直
流−交流変換動作（第２の動作）とを選択的に行うよう
に構成することができる。また、請求項５に示すよう
に、電圧切換スイッチの切換操作時に変換器をインバー
タ動作（ＤＣ−ＡＣ変換動作）させて負荷に電力を供給
することができる。また、請求項６に示すように蓄電池
を設けて停電時における電力供給可能時間を長くするこ
とが望ましい。また、請求項７に示すように変換回路を
第１〜第４のスイッチのブリッジ回路に構成することが
できる。また、請求項８に示すように変換回路を第１及
び第２のスイッチのハーフブリッジ型回路に構成するこ
とができる。また、請求項９に示すようにトランスを複
数の電圧切換端子（タップ）を有する単巻型トランスと
することができる。また、請求項１０に示すように巻線
の電圧切換端子と出力側ラインとの間に電圧切換スイッ
チを接続することができる。また、請求項１１に示すよ
うにトランスに２次巻線を設け、この２次巻線に負荷を
接続することができる。また、請求項１２及び１３に示
すようにトランスに３次巻線を設け、この３次巻線に補
償電流供給回路又は変換器を接続することができる。ま
た、請求項１４に示すように３相交流電源端子から３相
負荷に電力を供給する場合にも本発明を適用することが
できる。

【０００６】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、リアクトルと
電圧切換端子（タップ）付トランスと補償電流供給回路
又は変換器との組み合せによって高調波電流成分、無効
電力成分、電圧変動を補償するので、これ等の補償を簡
単且つ小型な装置によって達成することができ、電源装
置の低コスト化を図ることができる。即ち、補償電流供
給回路又は変換器によって波形改善及び力率改善のため
の補償電流を流すと同時に、負荷の電圧を一定にするた
めの電圧調整用補償電流をリアクトルに流す。リアクト
ルに流れる電流値が変化すると、ここでの電圧降下値が
変化し、負荷電圧を一定にすることができる。この補償
電流のみに依存して負荷電圧を調整すると、交流電源端
子の電圧（入力電圧）が大幅に高くなった時には大きな
補償電流を流すことが必要になり、入力容量が増加し、
且つ入力力率が悪化する。そこで、本発明では、交流電
源端子の電圧変化を補償するように電圧切換スイッチを
制御し、リアクトルによる電圧調整範囲の拡大を阻止す
る。これにより、リアクトルと電圧切換端子（タップ）
付トランスと電圧切換スイッチとの簡単な構成によって
一定の負荷電圧を得ることが可能になる。また、請求項
４の発明によれば、電源電圧の低下又は停電時に変換器
のコンデンサを直流電源として変換器から交流電圧を
得、これを負荷に供給することができる。従って、負荷
に対する無停電電力供給が可能になる。また、請求項５
の発明によれば電圧切換スイッチの切換操作時において
変換器から負荷に電力を供給するので、電力供給の瞬断
を防ぐことができる。また、請求項６の発明によれば、
変換器から負荷に電力を供給することができる期間が長
くなる。また、請求項２、３、７及び８の発明によれ
ば、ブリッジ型又はハーフブリッジ型変換回路によって
補償電流の供給を容易に達成することができる。また、
請求項９又は１０の発明によれば、単巻トランスを使用
した簡単な構成によって電圧切換を実行できる。

【０００７】

【実施形態及び実施例】次に、図面を参照して本発明の
実施形態及び実施例を説明する。

【０００８】

【第１の実施例】図１に示す第１の実施例の無停電電源
装置は、周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ、電圧が１００
Ｖの商用交流電源１に接続された第１及び第２の交流電
源端子２ａ、２ｂと、例えばパソコン等の電源回路を含
む負荷３が接続された第１及び第２の出力端子４ａ、４
ｂと、波形及び力率改善及び電圧調整機能とインバータ
（ＤＣ−ＡＣ変換）機能とを有する変換器５と、この変
換器５のための第１の制御回路６と、電圧調整回路７
と、この調整回路７のための第２の制御回路８と、蓄電
池１０と、第１及び第２の電流検出器１１、１２と、交
流出力電圧検出器１３と、入力電圧検出器１５と、整流
平滑回路１６と、停電検出回路１７と、電圧調整用リア
クトルＬとから成る。

【０００９】変換器５は一対のライン１８、１９によっ
て第１及び第２の出力端子４ａ、４ｂに接続されてい
る。即ち変換器５は負荷３に対して並列に接続されてい
る。この変換器５は、非停電時（正常時）に負荷３に基
づいて生じる高調波電流成分及び無効電流成分を打ち消
して交流電源電圧にほぼ同相の正弦波を得るための第１
の補償電流成分とリアクトルＬによって負荷３の電圧を
調整するための第２の補償電流成分とを含む補償電流を
発生する第１の動作と、停電時及び電圧調整回路７にお
ける電圧切換時において図２に示すコンデンサ９及び蓄
電池１０の直流電圧を交流電圧に変換し、これを負荷３
に供給する第２の動作とを行うことができるように構成
されている。即ち、この変換器５は補償電流供給回路と
しての機能とインバータとの機能を有する。この変換器
５の詳細は図２を参照して追って説明する。

【００１０】第１の制御回路６は、補償電流を発生させ
るように変換器５を制御するための回路と、コンデンサ
９及び蓄電池１０の直流電圧を交流電圧に変換するよう
に変換器５を制御するための回路とを含み、ライン２
０、２１、２２、２３によって変換器５に接続され、ラ
イン２４によって入力電圧検出器１５に接続され、ライ
ン２５によって停電検出回路１７に接続され、ライン２
６によって第１の電流検出器１１に接続され、ライン２
７によって第２の電流検出器１２に接続され、ライン２
８によって出力電圧検出器１３に接続され、ライン２９
によって第２の制御回路８に接続されている。第１の制
御回路６の詳細は追って図３、図４及び図５を参照して
説明する。

【００１１】電圧調整回路７は交流電源端子２ａ、２ｂ
に電圧調整用リアクトルＬを介して接続され、交流電源
端子２ａ、２ｂから供給された入力電源電圧を段階的に
変えるように構成されている。この電圧調整回路７の詳
細は追って説明する。

【００１２】第２の制御回路８は、電圧調整回路７の電
圧切換スイッチを制御するためにライン３０、３１、３
２によって電圧調整回路７に接続され、また電源端子２
ａ、２ｂの電圧の変動に応じて電圧調整回路７を制御す
るために入力電圧検出器１５に接続され、また、停電検
出回路１７の出力ライン２５に接続されている。この第
２の制御回路８の詳細は追って説明する。

【００１３】第１の電流検出器１１は負荷３に流れる電
流を検出するためのものであって、第１の交流電源端子
２ａと第１の出力端子４ａとの間の交流電源ラインに電
磁結合されている。なお、この第１の電流検出器１１は
負荷電流のみを検出するために変換器５の出力ライン１
８の交流電源ラインに対する接続点Ｐ1 と第１の出力端
子４ａとの間に電磁結合されている。第２の電流検出器
１２は変換器５によって供給される補償電流を検出する
ものであって、変換器５の出力ライン１８に電磁結合さ
れている。出力電圧検出器１３は定格電圧が１００Ｖに
設定されている負荷３の電圧を検出するために第１及び
第２の出力端子４ａ、４ｂに接続されている。入力電圧
検出器１５は第１及び第２の交流電源端子２ａ、２ｂ間
に接続されている。

【００１４】整流平滑回路１６は入力電圧検出器１５に
接続され、電源１の電圧に対応した直流電圧を第２の制
御回路８及び停電検出回路１７に与える。停電検出回路
１７はコンパレータから成り、電源１の電圧が所定電圧
よりも低下したことを示す信号をライン２５に出力す
る。

【００１５】図２には、変換器５、及び電圧調整回路７
が詳しく示されている。変換器５はトランジスタから成
る第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ
3 、Ｑ4 と、第１、第２、第３及び第４のダイオードＤ
1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 と、第１のフィルタ用リアクトル
（インダクタンス素子）Ｌ1 と第１のフィルタ用コンデ
ンサＣ1 と補償及び電源用コンデンサ９から成る。第１
及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路及び第３及び
第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路はコンデンサ９及
び蓄電池１０に対して並列に接続されている。第１、第
２、第３及び第４のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4
は第１、第２、第３及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ
3 、Ｑ4 に逆方向並列に接続されている。第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点は第１のフィルタ用
リアクトルＬ1 とライン１８とを介して第１の出力端子
４ａに接続され、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の
相互接続点はライン１９を介して第２の出力端子４ｂに
接続されている。第１のフィルタ用コンデンサＣ1 はラ
イン１８、１９を介して第１及び第２の出力端子４ａ、
４ｂに接続されている。即ち第１のフィルタ用コンデン
サＣ1 は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続
点と第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の相互接続点と
の間に第１のフィルタ用リアクトルＬ1 を介して接続さ
れている。ブリッジ型に接続された第１〜第４のスイッ
チＱ1 〜Ｑ4 と第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 は補
償電流供給動作（第１の動作）とインバータ動作（第２
の動作）とを行う。また、補償電流供給動作中にコンデ
ンサ９及び蓄電池１０を充電する。第１のフィルタ用リ
アクトルＬ1 と第１のフィルタ用コンデンサＣ1 とから
成るフィルタ回路は第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 を
交流電源１の周波数（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）よ
りも十分に高い繰返し周波数（例えば２０ｋＨｚ）でオ
ン・オフすることによって生じる高調波成分を除去す
る。

【００１６】電圧調整回路７は、電源端子２ａ、２ｂと
負荷３との間の一対の電源ライン２９ａ、２９ｂにおけ
る変換器の接続点Ｐ1 、Ｐ2 よりも電源側に接続され、
トランス１４とトライアックから成る第１、第２及び第
３の電圧切換スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 とを有する。ト
ランス１４は１つの巻線Ｎ1 をコアに巻回したものであ
って、一端側端子Ｔ1 、他端側端子Ｔ4 、タツプとして
の中間端子Ｔ2 、Ｔ3を有する。以下、端子Ｔ1 、Ｔ2
、Ｔ3 を第１、第２及び第３の電圧切換端子と呼ぶ。
第１、第２及び第３の電圧切換スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ
3 は電源端子２ａと第１、第２及び第３の電圧切換端子
Ｔ1 、Ｔ2 、Ｔ3 との間に電圧調整用リアクトルＬを介
してそれぞれ接続されている。また、端子Ｔ2 は出力端
子４ａに接続され、端子Ｔ4 は電源ライン２９ｂによっ
て電源端子２ｂ及び出力端子４ｂに接続されている。従
って、トランス４はタップ付き単巻トランスである。電
圧切換スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 の制御端子即ちゲート
Ｇ1 、Ｇ2 、Ｇ3 は図１の第２の制御回路８の制御ライ
ン３０、３１、３２に接続される。第１、第２及び第３
の電圧切換スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 は電源端子２ａ、
２ｂ間の電圧変動を補償するように択一的にオン状態に
なる。従って、電圧調整回路７は段階的電圧調整回路で
あり、これのみでは精度の高い電圧調整を行うことがで
きない。そこで、段階的電圧調整の各段において負荷３
の電圧の安定化を図るためにリアクトルＬが使用され
る。このリアクトルＬに流れる電流値は変換器５で制御
される。リアクトルＬは電圧降下素子として機能し、こ
こでの電圧降下の変化によって負荷３の電圧の安定化が
図られる。

【００１７】図３は図１の第１の制御回路６を概略的に
示す。この第１の制御回路６は大別して補償電流制御回
路３６とインバータ制御回路３７と切換回路３８と論理
和ゲートＯＲとから成る。補償電流制御回路３６は、ラ
イン２４、２６、２７、２８の信号に基づいて、電源端
子２ａ、２ｂにおける電流を電源電圧に同相の正弦波に
するための第１の補償電流成分と負荷３の電圧を所定値
にするための第２の補償電流成分とから成る補償電流を
供給するように変換器５の第１〜第４のスイッチＱ1 〜
Ｑ4 を制御するための信号を発生する。インバータ制御
回路３７はライン２４、２８の信号に基づいてコンデン
サ９及び蓄電池１０の直流電圧を交流電圧に変換するよ
うに変換器５の第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 を制御
するための信号を発生する。切換回路３８は４つの補償
制御信号選択スイッチ３９ａ、３９ｂ、３９ｃ、３９ｄ
と４つのインバータ制御信号選択スイッチ４０ａ、４０
ｂ、４０ｃ、４０ｄとから成る。補償制御信号選択スイ
ッチ３９ａ、３９ｂ、３９ｃ、３９ｄは、停電検出ライ
ン２５が非停電状態を示している時及び第２の制御回路
８からのライン２９にスイッチ切換期間信号が発生して
いない時にオンになって補償電流制御回路３６の４つの
出力ライン４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、４１ｄの信号を選
択してスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 の制御信号ライ
ン２０、２１、２２、２３に送出する。インバータ制御
信号選択スイッチ４０ａ、４０ｂ、４０ｃ、４０ｄは停
電検出ライン２５が停電状態を示している時及びライン
２９がスイッチ切換期間信号を発生している時にオンに
なってインバータ制御回路３６の４つの出力ライン４２
ａ、４２ｂ、４２ｃ、４２ｄの信号を選択してスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3、Ｑ4 の制御信号ライン２０、２１、
２２、２３に送出する。制御信号ライン２０、２１、２
２、２３は図２の第１、第２、第３及び第４のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2、Ｑ3 、Ｑ4 の制御端子（ベース）に接続さ
れる。

【００１８】図３の補償電流制御回路３６の詳細を図
４、図５及び図８を参照して説明する。この補償電流供
給回路３６は、図４に示すように基準正弦波電圧発生器
４３と、乗算器４４と、加算器４４ａと、基準電圧源４
５と、第１の減算器４６と、比例積分器４７と、高調波
及び位相ずれ成分検出回路４８と、第２の減算器４９
と、コンパレータ５０と、第１の波形整形回路５０ａ
と、三角波発生器５１と、ＮＯＴ回路５２と、第２の波
形整形回路５２ａとから成る。基準正弦波発生器４３は
ライン２４によって図１の入力電圧検出器１５に接続さ
れており、電源１の正弦波交流電圧に同期して図８に示
す所定振幅の基準正弦波電圧Ｅ0 を発生し、これを乗算
器４４に送る。基準電圧源４５は、負荷３の目標電圧に
相当する基準電圧を発生する。第１の減算器４６は基準
電圧源４５と負荷電圧検出ライン２８とに接続され、基
準電圧源４５の基準電圧と図１の電圧検出器１３から得
られた検出電圧との差の信号即ち誤差出力を発生する。
比例積分器４７は、オペアンプ４７ａと３つの抵抗４７
ｂ、４７ｃ、４７ｄとから成り、第１の減算器４６の出
力に所定のゲインを乗算し且つ積分し、負荷３の電圧を
一定に制御するための電圧制御信号を発生する。なお、
この比例積分器４７は電源１の周波数（５０Ｈｚ又は６
０Ｈｚ）以下の周波数に応答するように構成されてい
る。従って、比例積分器４７から出力する電圧制御信号
は緩慢に変化する信号であって、スイッチＱ1 〜Ｑ4 の
オン・オフに基づく高調波成分を含まない。乗算器４４
は、図８に示す基準正弦波電圧Ｅ0 に比例積分器４７か
ら得られた電圧制御信号を乗算して図８に示す電圧Ｅ1
を出力する。即ち、乗算器４４は、基準正弦波電圧Ｅ0
の振幅を電圧制御信号で変調するものであり、負荷電圧
の制御情報と基準正弦波情報との両方を有する正弦波電
圧Ｅ1 を発生する。加算器４４ａの一方の入力端子は乗
算器４４に接続され、この他方の入力端子は高調波及び
位相ずれ成分検出回路４８に接続されている。従って、
この加算器４４ａは、乗算器４４から得られた正弦波電
圧Ｅ1 に負荷電流Ｉ1 の高調波及び位相ずれ成分を加算
して補償指令信号Ｅ3 を出力する。図８では負荷３に流
れる電流Ｉ1 の波形に対応する検出信号Ｅ2 が一例とし
て説明的に電源電圧に同相の方形波電圧で示されている
ので、加算器４４ａから得られる補償指令信号Ｅ3 は正
弦波のピーク及びこの近傍に凹状部を有する電圧波形と
なる。なお、負荷電流検出信号Ｅ2 が図８の方形波以外
の波形になった場合、又は、負荷電流検出信号Ｅ2 と基
準正弦波との間に位相差が生じた場合においても図８と
同様な補償動作が生じる。第２の減算器４９の一方の入
力端子は加算器４４ａの出力端子に接続され、他方の入
力端子はライン２７によって第２の電流検出器２７に接
続されている。従って、この第２の減算器４９は加算器
４４ａから得られた補償指令信号Ｅ3 と第２の電流検出
器１２から得られた実際の補償電流を示す検出信号Ｅ4
との差を示す信号Ｅ5 を出力する。今、補償指令信号Ｅ
3 に近い補償が実行されていると仮定すれば、図８に示
すように補償電流検出信号Ｅ4 は補償指令信号Ｅ3 に近
い波形を有する電圧となる。コンパレータ５０は第３の
減算器４９から得られた誤差信号Ｅ5 と三角波発生器５
１から得られた三角波電圧Ｅ6 とを比較して図８に示す
２値の出力電圧Ｅ7を発生する。三角波発生器５１は交
流電源１の電圧の周波数（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈ
ｚ）よりも十分に高い繰返し周波数（例えば２０ｋＨ
ｚ）で三角波電圧Ｅ6 を発生する。なお、図８では三角
波電圧Ｅ6 が低い繰返し周波数で説明的に示されてい
る。誤差信号Ｅ5 と三角波電圧Ｅ6 との比較は両波形の
中心値を一致させた状態で行われ、コンパレータ５０の
出力Ｅ7 は図８に示す２値信号となる。この実施例で
は、コンパレータ５０の出力Ｅ7 は第１の波形整形回路
５０ａを介してライン４１ａ、４１ｄに送られ、第１及
び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 の制御信号として使用さ
れ、コンパレータ５０の出力Ｅ7 の反転信号を形成する
ＮＯＴ回路５２の出力Ｅ8 は第２の波形整形回路５２ａ
を介してライン４１ｂ、４１ｃに送られ、第２及び第３
のスイッチＱ2 、Ｑ3 の制御信号として使用される。従
って、以下の説明において、Ｅ7 、Ｅ8 を制御信号と呼
ぶこともある。第１の波形整形回路５０ａはコンパレー
タ５０の出力Ｅ7 のパルス幅を僅かに狭くするものであ
り、第２の波形整形回路５２ａはＮＯＴ回路５２の出力
Ｅ8 のパルス幅を僅かに狭くするものである。第１及び
第２の波形整形回路５０ａ、５２ａは、第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 、並びに第３及び第４のスイッチＱ
3 、Ｑ4がキャリアの蓄積（ストレージ）作用によって
同時にオンになることを防ぐための働きを有する。高調
波成分及び位相ずれ検出回路４８は図５に示すように基
本波有効成分演算回路４８ａと基本波無効成分演算回路
４８ｂと加算器４８ｃと減算器４８ｄとから成る。基本
波有効成分演算回路４８ａ及び基本波無効成分演算回路
４８ｂは負荷電流検出ライン２６に接続され、負荷電流
の基本波の有効成分と無効成分を検出する。加算器４８
ｃは基本波有効成分演算回路４８ａの出力と基本波無効
成分演算回路４８ｂの出力とを加算する。減算器４８ｄ
は加算器４８ｃの出力からライン２６の負荷電流検出値
を減算し、位相ずれ情報を有する高調波成分を出力す
る。

【００１９】

【補償動作及び充電動作】図３の切換回路３８のスイッ
チ３９ａ、３９ｂ、３９ｃ、３９ｄがオン状態の時に
は、図７に示すコンパレータ５０の出力Ｅ7 とＮＯＴ回
路５２の出力Ｅ8 とに基づいて図２の第１〜第４のスイ
ッチＱ1 〜Ｑ4 がオン・オフ動作する。変換器５のスイ
ッチＱ1 〜Ｑ4 が補償電流制御回路３６の出力に基づい
て制御されている時には、変換器５の出力ライン１８に
負荷３の電流の無効成分Ｉr を除去するための電流Ｉr
′と負荷３の電流の高調波成分Ｉh を除去する電流Ｉh
′と負荷３の電圧を安定化するための電流Ｉb とコン
デンサ９及び蓄電池１０を充電するための有効電流Ｉ0
とが流れる。これを更に詳しく説明すると、負荷電流Ｉ
1は有効電流成分Ｉe と無効電流成分Ｉr との合成Ｉ1
＝Ｉe ＋Ｉr で示される。また、負荷電流Ｉ1 は基本波
成分Ｉf と高調波成分Ｉh との合成Ｉ1 ＝Ｉf ＋Ｉh で
示される。図１及び図２の交流電源１と変換器５の接続
点Ｐ1 、Ｐ2 との間に流れる電流を有効電流成分Ｉe 及
び基本波成分Ｉf のみにする時には、負荷電流Ｉ1 の無
効電流成分Ｉr を打ち消すための無効分補償電流Ｉr ′
と負荷電流Ｉ1 の高調波成分Ｉh を打ち消すための高調
波補償電流Ｉh ′を変換器５から供給する。なお、この
実施例ではリアクトルＬによる定電圧化制御を実行する
ために電源１と変換器５との間に電圧補償電流Ｉb も流
し、この電流Ｉb の変化によってリアクトルＬの電圧降
下量を制御する。電源１の電圧の正の半サイクル期間中
の図７のｔ1 〜ｔ2 期間では第１及び第４のスイッチＱ
1 、Ｑ4 がオフ、第２及び第３のスイッチＱ2 、Ｑ3 が
オンになり、電源１、リアクトルＬ、電圧調整回路７、
第１のフィルタ用リアクトルＬ1、第１のダイオードＤ1
、及び第３のスイッチＱ3 の閉回路が形成され、同時
に、電源１、リアクトルＬ、電圧調整回路７、第１のフ
ィルタ用リアクトルＬ1 、第２のスイッチＱ2 及び第４
のダイオードＤ4 の閉回路が形成される。これにより、
図７に示す補償電流検出信号Ｅ4 に相当する補償電流を
第１の変換器５から交流電源ラインに供給することがで
き、負荷３の電流Ｉ1 の無効電流成分Ｉr 及び高調波電
流成分Ｉh を除去することができる。従って、電源１と
接続点Ｐ1 、Ｐ2 との間の電流は、実質的に有効電流及
び基本波電流のみとなり、力率改善、及び電流の波形改
善が達成され、電力損失及び高調波ノイズが少なくな
る。但し、負荷電圧の変動が生じた時には、上記の補償
電流供給回路がリアクトルＬの電圧降下量を変えるたる
の無効電流成分から電圧補償電流成分を供給する。図８
のｔ2 〜ｔ3 期間では、第１及び第４のスイッチＱ1 、
Ｑ4 がオン状態になるので、第２及び第３のスイッチＱ
2 、Ｑ3 がオフ状態となり、電源１、リアクトルＬ、電
圧調整回路７、第１のフィルタ用リアクトルＬ1 、第１
のダイオードＤ1 、コンデンサ９と蓄電池１０、及び第
４のダイオードＤ4 から成る閉回路が形成され、コンデ
ンサ９及び蓄電池１０が充電される。また、電源１の電
圧の負のサイクルにおける図７のｔ4 〜ｔ5 期間には第
１及び第４のスイッチＱ、Ｑ4 がオフ状態となり、第２
及び第３のスイッチＱ2 、Ｑ3 がオン状態になる。この
結果、電源１、第３のダイオードＤ3 、コンデンサ９と
蓄電池１０、第２のダイオードＤ2 、第１のフィルタ用
リアクトルＬ1 、電圧調整回路７、リアクトルＬから成
る閉回路が形成される。これにより、ｔ4 〜ｔ5 期間に
は、前述したｔ2 〜ｔ3 期間と同様にコンデンサ９及び
蓄電池１０の充電動作が生じる。また、負のサイクル中
のｔ5 〜ｔ6 期間には、第１及び第４のスイッチＱ1 、
Ｑ4 がオン状態になり、第２及び第３のスイッチＱ2 、
Ｑ3 がオフ状態になる。この結果、電源１、第４のスイ
ッチＱ4 、第２のダイオードＤ2 、第１のフィルタ用リ
アクトルＬ1 、電圧調整回路７、リアクトルＬから成る
閉回路、及び電源１、第３のダイオードＤ3 、第１のス
イッチＱ1 、第１のフィルタ用リアクトルＬ1 、電圧調
整回路７、リアクトルＬから成る閉回路が形成される。
これにより、このｔ5 〜ｔ6 期間には前述したｔ1 〜ｔ
2 期間と同様に補償電流を供給する動作が生じる。ｔ1
〜ｔ2 期間とｔ2 〜ｔ3 期間の割合、ｔ4 〜ｔ5 期間と
ｔ5 〜ｔ6 期間の割合は負荷３の電流の高調波電流成分
及び無効電流成分を除去し、且つ負荷３の電圧を一定に
保つように制御される。

【００２０】

【インバータ制御回路】図６は図３のインバータ制御回
路３７を詳しく示すものである。このインバータ制御回
路３７は、変換器５をインバータ動作させるために、基
準正弦波発生器５３、減算器５４、コンパレータ５５、
波形整形回路５５ａ、三角波発生器５６、ＮＯＴ回路５
７、及び波形整形回路５７ａを備えており、図９に示す
ように動作する。基準正弦波発生器５３はライン２４に
よって図１の入力電圧検出器１５に接続されており、電
源１が正常の時にはこの交流電圧に同期した基準正弦波
電圧を発生し、電源１が停電状態になった時には正常時
の基準正弦波電圧に対して連続的に配置された基準正弦
波電圧Ｅ10を図９に示すように発生する。減算器５４の
一方の入力端子は基準正弦波発生器５３に接続され、こ
の他方の入力端子はライン２８によって図１の出力電圧
検出器１３に接続されている。従って、この減算器５４
は基準正弦波電圧Ｅ0 と出力検出電圧Ｅ11との誤差電圧
Ｅ12を図９に示すように発生する。コンパレータ５５は
減算器５４と三角波発生器５６とに接続されており、誤
差電圧Ｅ12と三角波電圧Ｅ13とを比較して図９に示す２
値の出力電圧Ｅ14即ちＰＷＭ（パルス幅変調）波形を発
生する。三角波発生器５６は図４の三角波発生器５１と
同様に電源１の電圧及び基準正弦波電圧Ｅ0 の周波数
（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）よりも十分に高い繰返
し周波数（例えば２０ｋＨｚ）で三角波電圧Ｅ13を発生
する。図９から明らかなように誤差電圧Ｅ12の中心レベ
ルと三角波電圧Ｅ13の中心レベルとは一致している。コ
ンパレータ５５の出力Ｅ14は波形整形回路５５ａを介し
てライン４２ａ、４２ｄに送出され、第１の変換器５の
第１及び第４のスイッチＱ1 、Ｑ4 の制御に使用され
る。コンパレータ５５に接続されたＮＯＴ回路５７はコ
ンパレータ５５の出力Ｅ14を反転した出力Ｅ15を図９に
示すように発生する。このＮＯＴ回路５７の出力電圧Ｅ
15は波形整形回路５７ａを介してライン４２ｂ、４２ｃ
に送出され、第２及び第３のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御
に使用される。波形整形回路５５ａはコンパレータ５５
の出力Ｅ14のパルスの幅を僅かに狭くするものであり、
また波形整形回路５７ａはＮＯＴ回路５７の出力Ｅ15の
パルスの幅を僅かに狭くするものである。図６の波形整
形回路５５ａ、５７ａは図４の波形整形回路５０ａ、５
２ａと同一の目的で設けられている。なお、コンパレー
タ５５の出力Ｅ14及びＮＯＴ回路５７の出力Ｅ15を以後
スイッチ制御信号と呼ぶ場合もある。電源１が停電状態
又は電圧が所定値よりも低下した状態になると、図１の
電源スイッチ制御及び停電検出回路１７によってこの停
電状態が検出された時又はライン２９からスイッチ切換
期間を示す信号が発生した時には、図３のスイッチ３９
ａ〜３９ｄがオフに制御され、スイッチ４０ａ〜４０ｄ
がオンに制御される。これにより、インバータ制御回路
３７のスイッチ制御信号がスイッチ４０ａ〜４０ｓとラ
イン２０〜２３を介して変換器５のスイッチＱ1 〜Ｑ4
のベースに供給される。変換器５の第１〜第４のスイッ
チＱ1 〜Ｑ4 が図９に示す制御信号Ｅ14、Ｅ15に従って
オン・オフ動作すると、変換器５はコンデンサ９及び蓄
電池１０の直流電圧を電源１の周波数と同一の周波数の
交流電圧に変換して負荷３に供給する。インバータ制御
回路３７は出力電圧Ｅ11を一定に保つようにスイッチＱ
1 〜Ｑ4を帰還制御しているので、停電時においても負
荷３に交流電圧を安定的に供給することができる。電源
１の停電状態又は電圧低下状態から正常状態に戻った時
又はライン２９のスイッチ切換期間信号が終了した時に
は、変換器５が補償電流供給モード動作に戻る。

【００２１】

【第２の制御回路】電圧調整回路７の電圧切換スイッチ
Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 を制御するための第２の制御回路８は
図７に示すように第１、第２及び第３のスイッチ切換決
定回路６１、６２、６３と、第１、第２及び第３の遅延
回路６４、６５、６６と切換期間信号発生回路６７と、
３つのオフ制御スイッチ６８、６９、７０とを有する。
第１のスイッチ切換決定回路６１は、コンパレ−タ７１
と基準電圧源６９とタイマ７３とトリガ回路７４フリッ
ブフロップ７５とから成る。この実施例では電源１の定
格電圧が１００Ｖであるので、基準電圧源６９の基準電
圧はこれよりも少し高い値の例えば１０５Ｖを示すよう
に設定される。コンパレ−タ６８の正の入力端子はライ
ン３５に接続され、負の入力端子は基準電圧源６９に接
続されているので、コンパレ−タ７１はライン３５の信
号が１０５Ｖよりも高いことを示している時に第１の電
圧切換スイッチＳ1 をオンにするための高レベル出力を
発生する。タイマ７３はコンパレ−タ７１の高レベル出
力が所定時間（例えば１０秒）継続していることをタイ
マ７３で検出し、フリップフロップ７５をセットし、高
レベル出力を送出する。フリップフロップ７５はコンパ
レ−タ７１の出力が低レベルに立下ったことを示すトリ
ガ回路７４の出力でリセットされる。第３のスイッチ切
換決定回路６３はコンパレ−タ７６と９５Ｖに対応する
基準電圧を発生する基準電圧源７７とタイマ７８とトリ
ガ回路７９とフリップフロップ８０とから成る。コンパ
レ−タ７６の負の入力端子はライン３５に接続され、正
の入力端子は基準電圧源７７に接続されているので、電
源１の電圧が９５Ｖ以下になった時に第３の電圧切換ス
イッチＳ3 をオンにするための高レベル出力を発生す
る。タイマ７８はコンパレ−タ７６の高レベル出力が所
定時間（例えば１０秒）継続したことを検出してフリッ
プフロップ８０をセットする。トリガ回路７９はコンパ
レ−タ７６の出力が低レベルに立下った時にフリップフ
ロップ８０をリセットする。第２スイッチ切換決定回路
６２は、２つのＮＯＴ回路８１、８２とＡＮＤゲ−ト８
３とから成る。ＡＮＤゲ−ト８３の一方の入力端子はＮ
ＯＴ回路８１を介してフリップフロップ７５に接続さ
れ、他方の入力端子はＮＯＴ回路８２を介してフリップ
フロップ８０に接続されている。従って、ＡＮＤゲ−ト
８３は電源１の電圧が１０５Ｖよりも低く、９５Ｖより
も高い時に第２の電圧切換スイッチＳ2をオンにするた
めの高レベル出力を発生する。第１、第２及び第３の遅
延回路６４、６５、６６は第１、第２及び第３のスイッ
チ切換決定回路６１、６２、６３の出力ライン８４、８
５、８６の信号に所定の遅延を与えた信号をスイッチ６
８、６６９、７０を介してライン３０、３１、３２に送
り出すものである。切換期間信号発生回路６７はライン
８４、８５、８６の信号が状態変化した時点から所定時
間幅のパルスを発生し、これをライン２９によって図３
の論理和ゲ−トＯＲに与えるものである。なお、切換期
間信号発生回路６７の出力パルスの所定時間幅は遅延回
路６４、６５、６６の遅延時間よりもいくらか長い時間
幅（好ましくは遅延時間の約２倍）に設定されている。

【００２２】

【電圧調整回路の動作】電圧調整回路７の第１、第２及
び第３の電圧切換スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 は図７の第
２の制御回路８で制御される。もし、電源１の電圧が９
５Ｖよりも高く、１０５Ｖよりも低い標準範囲の値を有
している時には第２の電圧切換スイッチＳ2 がオン制御
される。この結果、電源電圧はトランス１４で昇圧又は
降圧されないで、負荷３に供給される。また、電源電圧
が１０５Ｖ以上になると、ライン３０の信号によって切
換スイッチＳ1 がオンに制御される。これにより、電源
電圧は例えば５％程度（好ましくは２〜１０％の範囲の
値）降圧されて負荷３に送られる。また、電源電圧が９
５Ｖ以下になると、ライン３２の信号によって電圧切換
スイッチＳ3 がオン制御される。これにより、電源電圧
は例えば５％程度（好ましくは２〜１０％の範囲の値）
昇圧されて負荷３に送られる。従って、トランス７によ
って電圧調整が３段階に行われる。第１、第２及び第３
の電圧切換スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 は択一的に制御さ
れ、いずれか１つがオンになる。電圧切換スイッチＳ1
、Ｓ2 、Ｓ3 のみでは負荷３の電圧を高精度に一定に
することができない。このため、変換器５からリアクト
ルＬに電圧補償用の無効電流を流し、リアクトルＬにお
ける電圧降下値を制御して負荷３にほぼ一定の電圧を供
給する。電圧切換スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 の切換時に
電源１から負荷３への電力供給が瞬間的に遮断される。
これによる問題を防ぐために、電圧切換スイッチＳ1 、
Ｓ2 、Ｓ3 の切換直前に切換期間信号発生回路６７の出
力によって図３のスイッチ４０ａ、４０ｂ、４０ｃ、４
０ｄをオンにして変換器５をインバ−タ動作させ、コン
デンサ９及び蓄電池１０の直流電圧を交流電圧に変換し
て負荷３に供給する。

【００２３】

【停電時動作】電源１の電圧が所定電圧（例えば９０Ｖ
以下）になったことが停電検出回路１７で検出される
と、図３のスイッチ４０ａ、４０ｂ、４０ｃ、４０ｄが
オンになって変換器５がインバ−タ動作で負荷３に電力
を供給すると同時に図７のスイッチ６８、６９、７０が
オフに制御され、図２の全ての電圧切換スイッチＳ1 、
Ｓ2 、Ｓ3 がオフ制御される。従って、スイッチＳ1 、
Ｓ2 、Ｓ3 は電源スイッチとしての機能も有する。電源
１が所定値以上（例えば９０Ｖ以上）の電圧を再び発生
すると、停電検出回路１７による図７のスイッチ６８、
６９、７０のオフ制御が解除され、これ等がオンにな
る。また、第１、第２及び第３の電圧切換決定回路６
１、６２、６３のいずれか１つからスイッチＳ1 、Ｓ2
、Ｓ3 のいずれか１つををオンにする信号が発生す
る。また、変換器５がインバ−タ動作から補償電流供給
動作に戻る。なお、特に図示されていないが、復電時に
おけるインバ−タ動作から補償電流供給動作に戻す時点
をＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 のいずれか１つをオンする時点より
も少し遅らせる手段が設けられている。

【００２４】本実施例の電源装置は次の効果を有する。（１）単巻トランス１４と切換スイッチＳ1 、Ｓ2 、
Ｓ3 とによって電源１の電圧変動を段階的に補償すると
共に、リアクトルＬと変換器５に基づいて負荷３の電圧
即ち出力電圧を一定にするように無効電流を流すので、
電源１の電圧が比較的大幅に変化しても、リアクトルＬ
にさほど大きな電圧制御用無効電流を流さないで負荷３
の電圧を一定にすることができる。即ち、仮にタップ付
の単巻トランス１４を設けないで、リアクトルＬと変換
器５とによって負荷電圧を一定にするように構成したと
すれば、電源電圧が大幅に高くなった時に変換器５から
リアクトルＬに電圧調整用無効電流を高いレベルで流す
ことが必要になり、電源装置の電力容量が大きくなり、
且つコスト高になる。これに対して、本実施例ではリア
クトルＬによる電圧制御範囲が狭くなっているので、電
源装置の小容量化、小型化、低コスト化が達成される。（２）変換器５はリアクトルＬによる電圧補償電流供
給機能の他に高調波成分の除去及び力率改善のための補
償電流供給機能も有するので、定電圧制御、波形改善、
力率改善を共通の変換器５によって低コストに達成する
ことができる。また、Ｐ1 、Ｐ2 位置よりも電源側にお
ける無効電流は小さいので、Ｐ1 、Ｐ2位置よりも電源
側の損失を小さくすること、及び小容量化することがで
きる。（３）変換器５はインバ−タとしても動作するので、
停電時及びスイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 の切換時に変換器
５から負荷３に電力を供給することができ、無停電での
電力供給を低コストの装置で達成することができる。（４）インバータ制御回路３７の基準正弦波発生器５
３は、電源１の正常時にこの電源１の電圧に同期して基
準正弦波を発生し、電源１の停電時には停電前に連続し
て基準正弦波を発生するので、停電時における負荷３に
対する電力供給の連続性を保つことができる。

【００２５】

【第２の実施例】次に、図１０〜図１４を参照して第２
の実施例の電源装置を説明する。但し、第２の実施例を
示す図１０〜図１４及び更に別の実施例を説明するため
の図１５〜図１９において図１〜図９と実質的に同一の
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。

【００２６】図１０に示す第２の実施例の電源装置は、
変換器５ａと第１の制御回路６ａを除いて図１に示す第
１の実施例の電源装置と同一に構成されている。図１０
の変換器５ａは、図１１に示すようにハーフブリッジ型
回路であって、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 と、
第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 と、フィルタ用リ
アクトルＬ1 と、フィルタ用コンデンサＣ1 、直流側の
第１及び第２のコンデンサ９ａ、９ｂから成る。第１及
び第２のコンデンサ９ａ、９ｂの直列回路は第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路及び蓄電池１０に対
して並列に接続されている。第１及び第２のコンデンサ
９ａ、９ｂの相互接続点Ｐ3 は第２の電源端子２ｂ及び
第２の出力端子４ｂに接続されていると共にフィルタ用
コンデンサＣ1 とフィルタ用リアクトルＬ1 とを介して
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点Ｐ4 に
接続されている。フィルタ用コンデンサＣ1は第１及び
第２の出力端子４ａ、４ｂ間に接続されている。第１及
び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 は第１及び第２のスイッ
チＱ1 、Ｑ2 に逆方向並列に接続されている。

【００２７】第１の制御回路６ａは図１２に示すように
図３の第１の制御回路６の第３及び第４の制御信号ライ
ン２２、２３、スイッチ３９ｃ、３９ｄ、４０ｃ、４０
ｄ、ライン４１ｃ、４１ｄ、４２ｃ、４２ｄを省いたも
のに相当する。また、図１２の補償電流制御回路３６ａ
は、図１３に示すように図４からライン４１ｃ、４１ｄ
を省いたものに相当する。また、図１２のインバータ制
御回路３７ａは図１４に示すように図６からライン４２
ｃ、４２ｄを省いたものに相当する。従って、図１１の
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は補償電流供給モー
ド時には図７の制御信号Ｅ7 、Ｅ8 と同一の制御信号に
基づいて交互にオン・オフ制御され、インバータモード
時には図９の制御信号Ｅ14、Ｅ15と同一の制御信号に基
づいて交互にオン・オフ制御される。

【００２８】

【補償動作】変換器５ａが補償モードで動作している時
の動作を説明する。電源１から正の半波の電圧が発生し
ている期間中における図７のｔ1 〜ｔ2 に相当する期間
には、第１のスイッチＱ1 がオフ、第２のスイッチＱ2
がオンになる。この結果、電源１、リアクトルＬ、電圧
調整回路７、ライン１８、フィルタ用リアクトルＬ1、
第１のダイオードＤ1 、第１のコンデンサ９ａ、及びラ
イン２９b の閉回路が形成され、第１のコンデンサ９ａ
の充電電流が流れる。また、図８のｔ2 〜ｔ3に相当す
る期間には、第１のスイッチＱ1 がオン、第２のスイッ
チＱ2 がオフになるので、電源１、リアクトルＬ、電圧
調整回路７、ライン１８、フィルタ用リアクトルＬ1 、
第２のスイッチＱ2 、第２のコンデンサ９ｂ、及びライ
ン２９ｂの閉回路が形成され、負荷３の電流の高調波電
流成分及び無効電流成分及び負荷電圧変動を除去するた
めの補償電流が流れる。電源１の電圧の負の半波の期間
中における図７のｔ4 〜ｔ5 に相当する期間には、第１
のスイッチＱ1 がオフ、第２のスイッチＱ2 がオンにな
り、電源１、ライン２９ｂ、第２のコンデンサＣb 、第
２のダイオ−ドＤ2 、フィルタ用リアクトルＬ1 、ライ
ン１８、電圧調整回路７、及びリアクトルＬの閉回路が
形成され、第２のコンデンサ９ｂが充電される。図８の
ｔ5 〜ｔ6 期間に相当する期間には、第１のスイッチＱ
1 がオン、第２のスイッチＱ2 がオフになり、電源１、
ライン２９ｂ、第１のコンデンサ９ａ、第１のスイッチ
Ｑ1 、フィルタ用リアクトルＬ1 、ライン１８、電圧調
整回路７及びリアクトルＬの閉回路が形成され、補償電
流が流れる。図１１の第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 は図２の第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 と同様に
制御されるので、電源１から負荷３に電力が供給されて
いる時には、変換器５ａによって波形改善及び力率改善
及び定電圧化のための補償電流の供給と、コンデンサ９
ａ、９ｂ及び蓄電池１０の充電とを達成することができ
る。

【００２９】

【インバータ動作】電源１が停電状態になった時及びス
イッチＳ1 、Ｓ2 Ｓ3 の切換期間には、変換器５ａは図
９の制御信号Ｅ14、Ｅ15と同様な信号で制御され、ハー
フブリッジ型インバータとして動作し、蓄電池１０及び
コンデンサ９ａ，９ｂの直流電圧を交流電圧に変換して
負荷３に供給する。即ち、第１のスイッチＱ1 のオン期
間には、第１のコンデンサ９ａ、第１のスイッチＱ1 、
フィルタ用リアクトルＬ1 、フィルタ用コンデンサＣ1
の閉回路が形成され、第２のスイッチＱ2 のオン期間に
は第２のコンデンサ９ｂ、フィルタ用コンデンサＣ1 、
フィルタ用リアクトルＬ1 、及び第２のスイッチＱ2 の
閉回路が形成される。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 のオン時間幅は図９の誤差電圧Ｅ13の振幅の変化に応
じて変化するので、フィルタ用コンデンサＣ1 の電圧は
近似正弦波になる。コンデンサＣ1 は負荷３に並列に接
続されているので、負荷３には近似正弦波電圧が供給さ
れる。

【００３０】図１０及び図１１に示す電源装置は変換器
５ａがハーフブリッジ型変換器に構成されている点を除
いて第１の実施例と同一であるので、第１の実施例と同
一の効果を有する。

【００３１】

【第３の実施例】図１５に示す第３の実施例の電源装置
は、図１〜図９に示した第１の実施例の電圧調整回路７
を変形した電圧調整回路７ｂにした他は第１の実施例と
同一に構成したものである。図１５の電圧調整回路７ａ
は図２の電圧調整回路７に第４、第５及び第６の電圧切
換スイッチＳ4 、Ｓ5 、Ｓ6 を付加した他は図２と同一
に構成されている。第４の電圧切換スイッチＳ4 は巻線
Ｎ1 の第１及び第２の端子Ｔ1 、Ｔ2 間の第５の端子Ｔ
5 と出力端子４ａとの間に接続されている。第５の電圧
切換スイッチＳ5 は第２の端子Ｔ2 と出力端子４ａとの
間に接続されている。第６の電圧切換スイッチＳ6 は第
２及び第３の端子Ｔ2 、Ｔ3 間の第６の端子Ｔ6 に接続
されている。第４、第５及び第６の電圧切換スイッチＳ
4 、Ｓ5 、Ｓ6 は択一的にオンになる。従って、第１、
第２及び第３の電圧切換スイッチＳ1、Ｓ2 、Ｓ3 のい
ずれか１つと第４、第５及び第６の電圧切換スイッチＳ
4 、Ｓ5 、Ｓ6 のいずれか１つとの組み合せによって負
荷３に電力が供給される。この結果、電源１の電圧変動
に対応させた段階的電圧調整の１段当りの電圧幅を小さ
くすることができる。これにより、リアクトルＬに基づ
く電圧調整幅が小さくなり、電圧調整用無効電流が小さ
くなり、損失が低減し、且つ力率が良くなる。なお、第
３の実施例は第１の実施例と同一の効果も勿論有する。
図１５の第４、第５及び第６の電圧切換スイッチＳ4 、
Ｓ5 、Ｓ6 の制御信号の形成は第１、第２及び第３の電
圧切換スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 の制御信号の形成と同
様な方法で行う。

【００３２】

【第４の実施例】図１６に示す第４の実施例側の電源装
置は、２次巻線Ｎ2 を設けた電圧調整回路７ｂを設けた
他は第１の実施例の電源装置と同一の構成にしたもので
ある。２次巻線Ｎ2 には負荷３及び変換器５が接続され
ている。２次巻線Ｎ2 は１次巻線Ｎ1 に電磁結合されて
いるので、ここに１次巻線に対応した電圧を得ることが
できる。従って、第４の実施例は第１の実施例と同一の
効果を有する。また、第４の実施例は変換器５及び負荷
３を電源１から絶縁することができるという効果も有す
る。

【００３３】

【第５の実施例】図１７に示す第５の実施例の電源装置
は、１次、２次及び３次巻線Ｎ1 、Ｎ2、Ｎ3 を有する
電圧調整回路７ｃを設けた点、２次巻線Ｎ2 に負荷３を
接続した点、３次巻線Ｎ3 に変換器５を接続した点を除
いて第１の実施例と同一に構成されている。図１７にお
いて１次巻線Ｎ1 、２次巻線Ｎ2 、３次巻線Ｎ3 は相互
に電磁結合されているので、第５の実施例の電源装置は
第１の実施例と等価的に同一になり、同一の効果を有
し、更に、電源１と負荷３と変換器５とを相互に絶縁で
きるという効果も有する。

【００３４】

【第６の実施例】図１８は第６の実施例の３相電源装置
を示す。この電源装置は３相交流電源１ａに接続された
第１、第２及び第３の電源端子２ａ、２ｂ、２ｃと、３
相の負荷３ａと、出力端子４ａ、４ｂ、４ｃ、３相構成
の変換器５ｃと、第１の制御回路６ｂと、３相構成の電
圧調整回路７ｇと、第２の制御回路８ｂと、蓄電池１０
と、３個の負荷電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃと、
３個の補償電流検出器１２ａ、１２ｂ、１２ｃと、３相
出力電圧検出器１３ａと、電源電圧検出器１５ａと、３
相の整流平滑用回路１６ａと、停電検出回路１７ａと、
リアクトルＬa 、Ｌb 、Ｌc とから成る。

【００３５】変換器５ｃは図２の第１の実施例の単相回
路を３相回路に変形したものであり、図１９に示すよう
に３相ブリッジ型変換器であって、第１、第２、第３、
第４、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4
、Ｑ5 、Ｑ6 と、第１、第２、第３、第４、第５及び
第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6
と、３つのフィルタ用リアクトルＬ1a、Ｌ1b、Ｌ1cと、
３つのフィルタ用コンデンサＣ1a、Ｃ1b、Ｃ1cとから成
る。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点は
リアクトルＬ1aとライン１８ａとを介して第１の出力端
子４ａに接続されている。第３及び第４のスイッチＱ3
、Ｑ4 の相互接続点はリアクトルＬ1bとライン１８ｂ
とを介して第２の出力端子４ｂに接続されている。第５
及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の相互接続点はリアクト
ルＬ1cとライン１８ｃとを介して第３の出力端子４ｃに
接続されている。３つのフィルタ用コンデンサＣ1a、Ｃ
1b、Ｃ1cは３つのライン１８ａ、１８ｂ、１８ｃの相互
間にそれぞれ接続されている。

【００３６】３相の電圧調整回路７ｄは、第１、第２及
び第３のトランス１４ａ、１４ｂ、１４ｃと、９個の電
圧切換スイッチＳa1、Ｓa2、Ｓa3、Ｓb1、Ｓb2、Ｓb3、
Ｓc1Ｓc2、Ｓc3とから成る。各相のトランス１４ａ、１
４ｂ、１４ｃの構成及びこれに対する電圧切換スイッチ
Ｓa1〜Ｓc3の接続は図２と同一である。但し、各トラン
ス１４ａ、１４ｂ、１４ｃの巻線Ｎ1a、Ｎ1b、Ｎ1cはＹ
結線されている。第１相の３つのスイッチＳa1、Ｓa2、
Ｓa3は第１相の入力ライン９１と第１相のトランス１４
ａの巻線Ｎ1aの各端子との間に接続されている。第１相
の出力ライン２９ａは巻線Ｎ1aの中間の端子（タップ）
に接続されている。第２相の３つのスイッチＳb1、Ｓb
2、Ｓb3は第２相入力ライン９２と第２相のトランス１
４ｂの巻線Ｎ1bの各端子との間に接続されている。第２
相出力ライン２９ｂは巻線Ｎ1bの中間端子（タップ）に
接続されている。第３相の３つのスイッチＳc1、Ｓc2、
Ｓc3は第３相入力ライン９３と第３相のトランス１４ｃ
の巻線Ｎ1cの端子との間に接続されている。第３相出力
ライン２９ｃは巻線Ｎ1cの中間端子（タップ）に接続さ
れている。リアクトルＬa 、Ｌb 、Ｌc は各相入力ライ
ン９１、９２、９３に直列に接続されている。３相変換
器５ｂは、３相ライン１８ａ、１８ｂ、１８ｃによって
３相出力端子４ａ、４ｂ、４ｃに接続されている。

【００３７】図１８の第１の制御回路６ｂ、第２の制御
回路８ｂ、出力電圧検出器１３ａ、電源電圧検出器１５
ａ、整流平滑回路１６ａは３相回路構成になっている点
を除いて図１においてこれ等に対応するものと実質的に
同一である。

【００３８】この第１１の実施例によっても第１の実施
例と同一の効果を得ることができる。

【００３９】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）図１５、図１６、図１７の変換器５を図１１の
ハ−フブリッジ型変換器７ａに相当するものにすること
ができる。また、変換器５、５ａの代わりにこれと同様
な機能を有する種々の変換器を使用することができる。（２）スイッチＱ1 〜Ｑ6 、Ｓ1 〜Ｓ6 を電界効果ト
ランジスタ（ＦＥＴ）、絶縁ゲート型バイポーラトラン
ジスタ（ＩＧＢＴ）等の半導体スイッチとすることがで
きる。（３）ダイオードＤ1 〜Ｄ6 、Ｄ11〜Ｄ16をスイッチ
Ｑ1 〜Ｑ6 、Ｓ1 〜Ｓ6 の内蔵ダイオードとすることが
できる。この様に内蔵ダイオードとする場合には、スイ
ッチＱ1 〜Ｑ6 、Ｓ1 〜Ｓ6 を絶縁ゲート型電界効果ト
ランジスタ又は絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ
（ＩＧＢＴ）で構成し、ソースとドレイン間のｐｎ接合
をダイオードとして使用することが望ましい。（４）第１の変換器５のスイッチＱ1 〜Ｑ4 の制御形
式を変えることができる。例えば、変換器５の第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を２０ｋＨｚの高い繰返し周
波数でオン・オフし、第３のスイッチＱ3 を電源１の交
流電圧の正の半サイクルで連続的にオン、負の半サイク
ルで連続的にオフとし、第４のスイッチＱ4 を第３のス
イッチＱ3 と逆にオン・オフすることができる。また、
図１９の３相の変換器５ｂにおいても一部のスイッチを
交流電源１ａの交流電圧に同期させてオン・オフするこ
とができる。（５）停電期間が短い場合には蓄電池１０を省いてコ
ンデンサ９、又は９ａ、９ｂで停電時の電力供給を行う
ことができる。（６）第１の制御回路６、６ａ、第２の制御回路８、
８ａ、停電検出回路１７の一部又は全部をディジタル制
御回路で構成することができる。（７）電源端子２ａ、２ｂとリアクトルＬとの間、及
び３相電源端子２ａ、２ｂ、２ｃとリアクトルＬa 、Ｌ
b 、Ｌc との間に変換器５、５ａ、５ｃのスイッチング
動作による高調波成分を除去するためのフィルタを接続
することができる。この場合には変換器５、５ａのリア
クトルＬ1 、コンデンサＣ1 を変換器５ｂのリアクトル
Ｌ1a、Ｌ1b、Ｌ1c、コンデンサＣ1a、Ｃ1b、Ｃ1cを省く
こともできる。（８）リアクトルＬ、Ｌa 、Ｌb 、Ｌc をトランス１
４、１４ａ、１４ｂ、１４ｃの出力側の電源ラインに直
列に接続することができる。要するに、リアクトルＬ、
Ｌa 、Ｌb 、Ｌc は交流電源端子２ａ、２ｂ、２ｃとＰ
1 、Ｐ2 との間ならどこでもよい。また、１つのリアク
トルＬの代りに３つのスイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 に直列
に３つのリアクトルをそれぞれ接続することができる。（９）図１５において、スイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 を
省き、巻線Ｎ1 の端子Ｔ2 のみをリアクトルＬを介して
電源端子２ａに接続し、トランス１４の出力側の３つの
スイッチＳ4 、Ｓ5 、Ｓ6 のみで電圧切換を行うことが
できる。（１０）図１９の３つのトランス１４ａ、１４ｂ、１
４ｃを三角（デルタ）結線することができる。（１１）コンデンサ９及び蓄電池１０による電力供給
が不要の場合には、変換器５、５ａ、５ｃをインバータ
動作させないように構成することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例の電源装置を示すブロック図であ
る。

【図２】図１の変換器及び電圧調整回路を含む主回路部
分を詳しく示す回路図である。

【図３】図１の第１の制御回路を示すブロック図であ
る。

【図４】図３の補償電流制御回路を詳しく示す回路図で
ある。

【図５】図４の高調波成分及び位相ずれ成分検出回路を
示すブロック図である。

【図６】図３のインバータ制御回路を詳しく示す回路図
である。

【図７】図１の第２の制御回路を詳しく示す回路図であ
る。

【図８】図４の各部の状態を原理的に示す波形図であ
る。

【図９】図６の各部の状態を示す波形図である。

【図１０】第２の実施例の電源装置を示すブロック図で
ある。

【図１１】図１０の変換器及び電圧調整回路を含む主回
路部分を詳しく示す回路図である。

【図１２】図１０の第１の制御回路を示す回路図であ
る。

【図１３】図１２の補償電流制御回路を示す回路図であ
る。

【図１４】図１２のインバータ制御回路を示す回路図で
ある。

【図１５】第３の実施例の電源装置の主回路部分を示す
回路図である。

【図１６】第４の実施例の電源装置の主要部を示すブロ
ック図である。

【図１７】第５の実施例の電源装置の主回路部分を示す
回路図である。

【図１８】第６の実施例の３相電源装置を示すブロック
図である。

【図１９】図１８の主回路部分を詳しく示す回路図であ
る。

【符号の説明】

５変換器６第１の制御回路７電圧調整回路８第２の制御回路９コンデンサ１０蓄電池１４トランスＬリアクトルＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 スイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０２Ｍ 1/12 Ｈ０２Ｍ 1/12 Ｆターム(参考） 5G015 GA04 GA05 HA16 JA01 JA22 JA32 JA52 JA60 5G066 DA01 DA08 EA03 FA01 FA07 FB13 FC11 5H420 BB12 BB18 CC04 CC06 DD03 EA05 EA31 EA37 EA45 EA48 EB09 EB38 EB39 FF03 FF04 FF24 FF26 HJ03 5H740 BA03 BA11 BB03 BB05 BB08 MM01 MM11 NN17

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】負荷に交流電力を供給するための交流電
源端子と、前記交流電源端子と前記負荷との間に接続され且つ複数
の電圧切換端子を有しているトランスと、前記交流電源端子と前記負荷との間の電源ラインに直列
に接続されたリアクトルと、前記トランス及び前記リアクトルよりも負荷側において
前記負荷に対して並列に接続され且つ前記負荷の電流の
高調波成分及び無効電力成分を打ち消すための補償電流
成分と前記負荷の電圧を一定にするための補償電流成分
とを含む補償電流を発生する補償電流供給回路と、前記複数の電圧切換端子を前記電源ラインに選択的に接
続するための複数の電圧切換スイッチと、前記交流電源端子の電圧変化を補償するように前記複数
の電圧切換スイッチを選択的にオン状態にするためのス
イッチ制御回路とを備えた交流電源装置。
【請求項２】前記補償電流供給回路は、コンデンサ
と、このコンデンサと前記負荷との間に接続されたブリ
ッジ型変換回路とから成ることを特徴とする請求項１記
載の交流電源装置。
【請求項３】前記補償電流供給回路は対のコンデンサ
と、この対のコンデンサと前記負荷との間に接続された
ハーフブリッジ型変換回路とから成ることを特徴とする
請求項１記載の交流電源装置。
【請求項４】負荷に交流電力を供給するための交流電
源端子と、前記交流電源端子と前記負荷との間に接続され且つ複数
の電圧切換端子を有しているトランスと、前記交流電源端子と前記負荷との間の電源ラインに直列
に接続されたリアクトルと、コンデンサとこのコンデンサと前記負荷との間に接続さ
れた変換回路とから成る変換器と、前記変換器のための第１の制御回路と、前記複数の電圧切換端子を前記電源ライン選択的に接続
するための複数の電圧切換スイッチと、前記交流電源端子の電圧変化を補償するように前記複数
の電圧切換スイッチを選択的にオン状態にするための第
２の制御回路とを備え、前記変換回路は前記トランスの出力側の交流電圧を直流
電圧に変換して前記コンデンサを充電する第１の動作と
前記コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して前記負
荷に供給する第２の動作とを択一的に得ることができる
ように形成され、前記第１の制御回路は、前記交流電源端子から前記負荷
に交流電圧が供給されている時には、前記負荷電流に含
まれている高調波成分及び無効電力成分を打ち消すため
の補償電流成分及び前記負荷の電圧変化を補償するため
の補償電流成分を前記変換器から発生させ且つ前記コン
デンサの充電動作が生じるように前記変換回路を制御
し、前記交流電源端子の電圧が所定値よりも低くなった
時には前記コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して
前記負荷に供給するように前記変換回路を制御するもの
であることを特徴とする交流電源装置。
【請求項５】前記第１の制御回路は、更に、前記電圧
切換スイッチの切換期間に前記コンデンサの直流電圧を
交流電圧に変換して負荷に供給するための制御を行うこ
とを特徴とする請求項４記載の交流電源装置。
【請求項６】更に、前記コンデンサに並列に接続され
た蓄電池を有していることを特徴とする請求項４又は５
記載の交流電源装置。
【請求項７】前記変換回路は、前記コンデンサに並列に接続された第１及び第２のスイ
ッチの直列回路と、前記コンデンサに並列に接続された第３及び第４のスイ
ッチの直列回路と、前記第１、第２、第３及び第４のスイッチに並列に接続
された第１、第２、第３及び第４のダイオードと、第１及び第２のスイッチの相互接続点と前記負荷の一端
との間に接続されたフィルタ用リアクトルと、前記第１及び第２のスイッチの相互接続点と前記第３及
び第４のスイッチの相互接続点との間に前記フィルタ用
リアクトルを介して接続され且つ前記負荷の一端と他端
とに接続されたフィルタ用コンデンサとから成ることを
特徴とする請求項４又は５又は６記載の交流電源装置。
【請求項８】前記コンデンサは第１及び第２のコンデ
ンサの直列回路であり、前記変換回路は、前記第１及び第２のコンデンサの直列回路に並列に接続
された第１及び第２のスイッチの直列回路と、前記第１及び第２のスイッチに逆方向並列に接続された
第１及び第２のダイオードと、第１及び第２のスイッチの相互接続点と前記第１及び第
２のコンデンサの相互接続点との間にフィルタ用リアク
トルを介して接続され且つ前記負荷に対して並列に接続
されたフィルタ用コンデンサとを備えていることを特徴
とする請求項４又は５又は６記載の交流電源装置。
【請求項９】前記トランスは、複数の電圧切換端子を
有する巻線を備え、前記複数の電圧切換スイッチは前記トランスの入力側ラ
インと前記複数の電圧切換端子との間にそれぞれ接続さ
れ、前記トランスは前記複数の切換スイッチを選択的にオン
にすることによって複数段階の出力電圧を得ることがで
きるように構成されていることを特徴とする請求項１乃
至８のいずれかに記載の交流電源装置。
【請求項１０】前記トランスは、複数の電圧切換端子
を有する前記巻線を備え、前記複数の電圧切換スイッチは前記複数の電圧切換端子
と前記トランスの出力側ラインとの間にそれぞれ接続さ
れ、前記トランスは前記複数の切換スイッチを選択的にオン
にすることによって複数段階の出力電圧を得ることがで
きるように構成されていることを特徴とする請求項１乃
至８のいずれかに記載の交流電源装置。
【請求項１１】前記トランスは１次巻線と２次巻線と
を有し、前記１次巻線は複数の電圧切換端子を有し、前記トランスの入力ラインと前記複数の電圧切換端子と
の間に前記複数の電圧切換スイッチがそれぞれ接続さ
れ、前記２次巻線が前記負荷に接続されていることを特徴と
する請求項１乃至８のいずれかに記載の交流電源装置。
【請求項１２】負荷に交流電力を供給するための交流
電源端子と、互いに電磁結合された１次、２次及び３次
巻線を有するトランスと、リアクトルと、複数の電圧切
換スイッチと、補償電流供給回路とを有し、前記１次巻線は複数の電圧切換端子を有し、前記複数の電圧切換スイッチは前記１次巻線の入力側電
源ラインと前記複数の電圧切換端子との間にそれぞれ接
続され、前記リアクトルは前記１次巻線の入力側電源ラインに直
列に接続され、前記２次巻線は前記負荷に接続され、前記補償電流供給回路は前記３次巻線に接続され且つ前
記負荷の電流の高調波成分及び無効電力成分を打ち消す
ための補償電流成分と前記負荷の電圧を一定にするため
の補償電流成分とを含む補償電流を発生するように形成
されていることを特徴とする交流電源装置。
【請求項１３】負荷に交流電力を供給するための交流
電源端子と、互いに電磁結合された１次、２次及び３次
巻線を有するトランスと、リアクトルと、複数の電圧切
換スイッチと、変換器と、第１及び第２の制御回路とを
有し、前記１次巻線は複数の電圧切換端子を有し、前記複数の電圧切換スイッチは前記１次巻線の入力側電
源ラインと前記複数の電圧切換端子との間にそれぞれ接
続され、前記リアクトルは前記１次巻線の入力側電源ラインに直
列に接続され、前記２次巻線は前記負荷に接続され、前記変換器は前記３次巻線に接続され、且つコンデンサ
とこのコンデンサと前記３次巻線との間に接続された変
換回路とを有し、前記変換回路は前記３次巻線の交流電圧を直流電圧に変
換して前記コンデンサを充電する第１の動作と前記コン
デンサの直流電圧を交流電圧に変換して前記負荷に供給
する第２の動作とを択一的に得ることができるように形
成され、前記第１の制御回路は、前記交流電源端子から前記負荷
に交流電圧が供給されている時には、前記負荷電流に含
まれている高調波成分及び無効電力成分を打ち消すため
の補償電流成分及び前記負荷の電圧変化を補償するため
の補償電流成分を前記変換器から発生させ且つ前記コン
デンサの充電動作が生じるように前記変換回路を制御
し、前記交流電源端子の電圧が所定値よりも低くなった
時には前記コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して
前記負荷に供給するように前記変換回路を制御するもの
であり、前記第２の制御回路は、前記トランスの出力電圧の変動
を抑制するように前記交流電源端子の電圧変化に応じて
前記電圧切換スイッチを選択的にオン状態にするもので
あることを特徴とする交流電源装置。
【請求項１４】前記交流電源端子は３相交流電源端子
であり、前記負荷は３相負荷であり、前記変換器は３相の変換器であることを特徴とする請求
項１乃至１３のいずれかに記載の交流電源装置。