JPH04156274A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH04156274A JPH04156274A JP2279895A JP27989590A JPH04156274A JP H04156274 A JPH04156274 A JP H04156274A JP 2279895 A JP2279895 A JP 2279895A JP 27989590 A JP27989590 A JP 27989590A JP H04156274 A JPH04156274 A JP H04156274A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4807—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は無停電電源装置(以後、upsと略す。)や燃
料電池発電システムなどのような交流電源装置に使用す
る電力変換装置に関するものである。
料電池発電システムなどのような交流電源装置に使用す
る電力変換装置に関するものである。
第8図は例えば、特願平1−211737号に示された
電力変換装置のブロック図である。図において、(1)
は直流電源、(2)はインバータ回路、(3)は入力側
がインバータ回路(2)に接続された変圧器、(4)は
変圧!S (3)の出力側に接続されたサイクロコンバ
ータ回路、(5)はサイクロコンバータ回路(4)の出
力側に接続されたフィルタ回路、(6)は負荷回路であ
る。また、(10)はキャリア(g号発生回路、(11
)はインバータスイッチング回路、(12)はサイクロ
コンバータ回路(4)の出力電圧の基準となる基準電圧
信号発生回路、(13b)はスイッチング信号発生回路
である。
電力変換装置のブロック図である。図において、(1)
は直流電源、(2)はインバータ回路、(3)は入力側
がインバータ回路(2)に接続された変圧器、(4)は
変圧!S (3)の出力側に接続されたサイクロコンバ
ータ回路、(5)はサイクロコンバータ回路(4)の出
力側に接続されたフィルタ回路、(6)は負荷回路であ
る。また、(10)はキャリア(g号発生回路、(11
)はインバータスイッチング回路、(12)はサイクロ
コンバータ回路(4)の出力電圧の基準となる基準電圧
信号発生回路、(13b)はスイッチング信号発生回路
である。
第9図インバータ回路(2)、変圧器(3)、サイクロ
コンバータ回路(4)、フィルタ回路(5)の詳細な構
成を示す。インバータ回路(2)はトランジスタ、MO
SFET等のスイッチング素子81〜S4と、これらと
逆並列に接続されたダイオードD1〜D4から構成され
ている。また、変圧器(3)は1次巻線をインバータ回
路(2)に接続し、2次巻線をサイクロコンバータ回路
(4)に接続している。サイクロコンバータ回路(4)
はトランジスタやMOSFET等のスイッチング素子S
5〜S8.S5°〜S8’ と、これらのスイッチング
素子と逆並列に接続されたダイオードD5〜D8.D5
’〜D8°から構成されている。なお、2つの半導体ス
イッチング素子Sn、Sn’ (n=5〜8)とこれ
に逆並列接続されたダイオードDn、Dn’(n=5〜
8)とは通電方向が制御可能な双方向性スイッチを構成
しており、そのスイッチ群をQn (n=5〜8)とす
る。
コンバータ回路(4)、フィルタ回路(5)の詳細な構
成を示す。インバータ回路(2)はトランジスタ、MO
SFET等のスイッチング素子81〜S4と、これらと
逆並列に接続されたダイオードD1〜D4から構成され
ている。また、変圧器(3)は1次巻線をインバータ回
路(2)に接続し、2次巻線をサイクロコンバータ回路
(4)に接続している。サイクロコンバータ回路(4)
はトランジスタやMOSFET等のスイッチング素子S
5〜S8.S5°〜S8’ と、これらのスイッチング
素子と逆並列に接続されたダイオードD5〜D8.D5
’〜D8°から構成されている。なお、2つの半導体ス
イッチング素子Sn、Sn’ (n=5〜8)とこれ
に逆並列接続されたダイオードDn、Dn’(n=5〜
8)とは通電方向が制御可能な双方向性スイッチを構成
しており、そのスイッチ群をQn (n=5〜8)とす
る。
1J10図はインバータスイッチング回路(]1)の詳
細な構成を示し、人力信号の立ち下がりに同期して出力
信号の極性が反転する号分周器(100)と、それに接
続されたノット回路(101)から構成され、インバー
タ回路(2)のスイッチング信号T1〜T4を出力する
。なお、信号T1〜T4はそれぞれインバータ回路(2
)のスイッチ51〜S4のスイッチング信号である。
細な構成を示し、人力信号の立ち下がりに同期して出力
信号の極性が反転する号分周器(100)と、それに接
続されたノット回路(101)から構成され、インバー
タ回路(2)のスイッチング信号T1〜T4を出力する
。なお、信号T1〜T4はそれぞれインバータ回路(2
)のスイッチ51〜S4のスイッチング信号である。
第11図はスイッチング信号発生回路(13b )の詳
細な構成を示し、絶対値回路(102)、比較器(10
3)、/ット回路(105,106,108,110)
%分周回路(104,107) 、極性判別回路(+
09 )、アンド回路(]11〜118)、オア回路(
119〜122)から構成され、T5〜T8の信号を出
力する。なお、信号T5〜T8はそれぞれサイクロコン
バータ回路(4)のスイッチ群Q5〜Q8のスイッチン
グ信号である。
細な構成を示し、絶対値回路(102)、比較器(10
3)、/ット回路(105,106,108,110)
%分周回路(104,107) 、極性判別回路(+
09 )、アンド回路(]11〜118)、オア回路(
119〜122)から構成され、T5〜T8の信号を出
力する。なお、信号T5〜T8はそれぞれサイクロコン
バータ回路(4)のスイッチ群Q5〜Q8のスイッチン
グ信号である。
次に、前記した従来装置の動作を第12図のタイミング
チャートを用いて説明する。まず、キャリア信号発生回
路(10)から第12図(a)に示す右上がりのノコギ
リ波状のキャリア信号Vpが出力される。次に、第10
図に示すインバータスイッチング回路(11)から以下
の動作によってデユーティ比50%のスイッチング信号
T1〜T4が出力される。即ち、キャリア信号Vpが入
力されると、号分周期(100)からこの信号に同期し
%分周された第12図(d)に示す信号Txが出力され
、ノット回路(101)からは信号Txを符号反転した
信号Ty(第12図(f))が出力される。この結果、
信号Txがスイッチング信号T1.T4として、信号T
yがスイッチング信号T2.T3としてインバータ回路
(2)に出力される。このスイッチング信号T1〜T4
のレベルがハイのときはインバータ回路(2)の対応す
るスイッチング素子81〜S4はオンし、ローのときは
オフするものとする。又、第9図よりスイッチング素子
51〜S4のオンオフと変圧器(3)の2次電圧■2と
の関係は次式のようになる。
チャートを用いて説明する。まず、キャリア信号発生回
路(10)から第12図(a)に示す右上がりのノコギ
リ波状のキャリア信号Vpが出力される。次に、第10
図に示すインバータスイッチング回路(11)から以下
の動作によってデユーティ比50%のスイッチング信号
T1〜T4が出力される。即ち、キャリア信号Vpが入
力されると、号分周期(100)からこの信号に同期し
%分周された第12図(d)に示す信号Txが出力され
、ノット回路(101)からは信号Txを符号反転した
信号Ty(第12図(f))が出力される。この結果、
信号Txがスイッチング信号T1.T4として、信号T
yがスイッチング信号T2.T3としてインバータ回路
(2)に出力される。このスイッチング信号T1〜T4
のレベルがハイのときはインバータ回路(2)の対応す
るスイッチング素子81〜S4はオンし、ローのときは
オフするものとする。又、第9図よりスイッチング素子
51〜S4のオンオフと変圧器(3)の2次電圧■2と
の関係は次式のようになる。
Sl、S4がオンのとき: V2=VdC(A)S2、
S3がオンのとき: V2=−Vdc従って、2次電圧
v2は第12図(g)に示すようにデユーティ比が50
%の矩形波電圧となる。
S3がオンのとき: V2=−Vdc従って、2次電圧
v2は第12図(g)に示すようにデユーティ比が50
%の矩形波電圧となる。
一方、基準電圧信号発生回路(12)からサイクロコン
バータ回路(4)が圧力すべき基準電圧信号Vcc”か
出力され、キャリア信号Vpとともにスイッチング信号
発生回路(13b)に入力される。スイッチング信号発
生回路(13b )はこれを受けて次のようにPWM変
調されたスイッチング信号T5〜T8を出力する。まず
、基準電圧信号Vcc″は絶対値回路(102)により
絶対値信号1Vcc”lに変換される。この絶対値信号
IVcc″ 1は、キャリア信号Vpと共に比較器(1
03)に入力され、比較器(103)は第12図(b)
に示す信号TPを圧力する。信号TPは号分周器(+0
4)に入力され、信号Ta(第12図(C))に変換さ
れる。また、信号Tpかノット回路(106)によって
符号反転された後%分周器(107)に入力されると、
第8図に示す信号Txと同一波形の信号Tbが出力され
る。さらに、信号Taをノット回路(105)に入力す
ると信号Tcか出力され、信号Tbをノット回路(10
B)に人力すると第8図示す信号T3/と同一波形の信
号Tdが圧力される。
バータ回路(4)が圧力すべき基準電圧信号Vcc”か
出力され、キャリア信号Vpとともにスイッチング信号
発生回路(13b)に入力される。スイッチング信号発
生回路(13b )はこれを受けて次のようにPWM変
調されたスイッチング信号T5〜T8を出力する。まず
、基準電圧信号Vcc″は絶対値回路(102)により
絶対値信号1Vcc”lに変換される。この絶対値信号
IVcc″ 1は、キャリア信号Vpと共に比較器(1
03)に入力され、比較器(103)は第12図(b)
に示す信号TPを圧力する。信号TPは号分周器(+0
4)に入力され、信号Ta(第12図(C))に変換さ
れる。また、信号Tpかノット回路(106)によって
符号反転された後%分周器(107)に入力されると、
第8図に示す信号Txと同一波形の信号Tbが出力され
る。さらに、信号Taをノット回路(105)に入力す
ると信号Tcか出力され、信号Tbをノット回路(10
B)に人力すると第8図示す信号T3/と同一波形の信
号Tdが圧力される。
ここで、信号Ta〜Tdとサイクロコンバータ回路(4
)の出力電圧Vccとの関係について説明する。出力電
圧Vccの極性を正にしたい場合には、次式に従って、
スイッチング信号T5〜T8を決定する。
)の出力電圧Vccとの関係について説明する。出力電
圧Vccの極性を正にしたい場合には、次式に従って、
スイッチング信号T5〜T8を決定する。
T5=Ta、T6=Tc、T7=Td。
Ts=Tb (B)こ
のスイッチング信号T5〜T8に応じて、双方向性スイ
ッチを構成するスイッチ群Qn (n=5〜8)がオン
オフしくただし、QnがオンオフするということはSn
、Sn“が同時のオンオフするものとする。)、サイク
ロコンバータ回路(4)の出力電圧Vccが制御される
。このときのスイッチ群Qn (n=5〜8)のオンオ
フと前記出力電圧Vccとの関係は、次式で示される。
のスイッチング信号T5〜T8に応じて、双方向性スイ
ッチを構成するスイッチ群Qn (n=5〜8)がオン
オフしくただし、QnがオンオフするということはSn
、Sn“が同時のオンオフするものとする。)、サイク
ロコンバータ回路(4)の出力電圧Vccが制御される
。このときのスイッチ群Qn (n=5〜8)のオンオ
フと前記出力電圧Vccとの関係は、次式で示される。
Q5.Q8がオンのとき:Vcc=V2Q6.Q7がオ
ンノとき: Vcc=−V2Q5.Q7がオンノとき:
Vcc=0 (C)Q6.Q8がオンノとき:
Vcc=0従って、(B)式および(C)式より、第1
3図において信号Ta、Tbが共にハイレベルのときV
cc=V2、信号Tc、Tdがともにハイレベルのとき
Vcc=ニーV2、信号Ta、Tbまたは信号Tb、T
cがハイレベルのときVcc=Oとなるので、サイクロ
コンバータ回路(4)の出力電圧Vccは第12図(h
)に示すようにPWM変調され、かつ極性が正の電圧と
なる。反対に、Vccの極性を負にしたい場合は、次式
に従ってスイッチング信号T5〜T8を決定すればよい
。
ンノとき: Vcc=−V2Q5.Q7がオンノとき:
Vcc=0 (C)Q6.Q8がオンノとき:
Vcc=0従って、(B)式および(C)式より、第1
3図において信号Ta、Tbが共にハイレベルのときV
cc=V2、信号Tc、Tdがともにハイレベルのとき
Vcc=ニーV2、信号Ta、Tbまたは信号Tb、T
cがハイレベルのときVcc=Oとなるので、サイクロ
コンバータ回路(4)の出力電圧Vccは第12図(h
)に示すようにPWM変調され、かつ極性が正の電圧と
なる。反対に、Vccの極性を負にしたい場合は、次式
に従ってスイッチング信号T5〜T8を決定すればよい
。
T5=Tc、T6=Ta、T7=Tb。
T8=Td (D)次
に、第11図の動作説明の続きを説明する。
に、第11図の動作説明の続きを説明する。
極性判別回路(109)から基準電圧信号Vcc’の極
性信号Vsgnが出力される。また、ノット回路(11
0)から極性信号V sgnを符号反転した信号が出力
される。これらの信号および信号Ta〜Tdはアント回
路(111〜118)を介してオア回路(119〜12
2)に入力され、基準電圧信号Vcc’の極性が正のと
きはアンド回路(l]1、】14.116.117)か
らそれぞれ信号Ta、Tc。
性信号Vsgnが出力される。また、ノット回路(11
0)から極性信号V sgnを符号反転した信号が出力
される。これらの信号および信号Ta〜Tdはアント回
路(111〜118)を介してオア回路(119〜12
2)に入力され、基準電圧信号Vcc’の極性が正のと
きはアンド回路(l]1、】14.116.117)か
らそれぞれ信号Ta、Tc。
Td、Tbが出力されるので、(B)式に応じたスイッ
チング信号がサイクロコンバータ回路(4)のスイッチ
群Q5〜Q8に出力される。同様にして、基準電圧Vc
c“の極性か負のとき、(D)式に応したスイッチング
信号が前記スイッチ群Q5〜Q8に出力される。以上の
動作によって、基準電圧信号発生回路(12)から出力
された交流の基準電圧信号Vcc”をPWM変凋した波
形の電圧Vccがサイクロコンバータ回路(4)から出
力される。さらにこの出力電圧VccをリアクトルしF
、とコンデンサCFとから構成されるフィルタ回路(5
)に入力すると、PWM変調による高周波成分が除去さ
れた正弦波電圧が負荷回路(6)に供給される。
チング信号がサイクロコンバータ回路(4)のスイッチ
群Q5〜Q8に出力される。同様にして、基準電圧Vc
c“の極性か負のとき、(D)式に応したスイッチング
信号が前記スイッチ群Q5〜Q8に出力される。以上の
動作によって、基準電圧信号発生回路(12)から出力
された交流の基準電圧信号Vcc”をPWM変凋した波
形の電圧Vccがサイクロコンバータ回路(4)から出
力される。さらにこの出力電圧VccをリアクトルしF
、とコンデンサCFとから構成されるフィルタ回路(5
)に入力すると、PWM変調による高周波成分が除去さ
れた正弦波電圧が負荷回路(6)に供給される。
従来の電力変換装置は以上のように構成されているので
、サイクロコンバータ回路(4)のスイッチング素子の
オンオフ時に、電流経路か開路し、回路インダクタンス
に蓄えられたエネルギによりサージ電圧が発生するとい
う問題点があった。例えば第12図(イ)の時点につい
て考えると、V2は正極性でQ5とQ8とかオンしてV
ccに正の電圧を出力している状態から、Q5がオフし
、Q6とQ8とかオンして零電圧を出力する状態に移行
しようとしている。
、サイクロコンバータ回路(4)のスイッチング素子の
オンオフ時に、電流経路か開路し、回路インダクタンス
に蓄えられたエネルギによりサージ電圧が発生するとい
う問題点があった。例えば第12図(イ)の時点につい
て考えると、V2は正極性でQ5とQ8とかオンしてV
ccに正の電圧を出力している状態から、Q5がオフし
、Q6とQ8とかオンして零電圧を出力する状態に移行
しようとしている。
ここで、実際のスイッチング素子かスイッチングするに
は、ある有限の時間かかかることを考慮すると、Q5と
Q6とか同時にオンして変圧器(3)の2次側端子を短
絡してしまう動作モードを避けるために、必ずS5かオ
フした後にQ6をオンさせる必要かある。ところが、Q
5を流れていた電流を見ると、Q5からQ6に移行する
間に回路が一旦開路されることになるので、フィルタ回
路(5)および負荷回路(6)のインダクタンス分に流
れる電流を遮断することになり、サージ電圧が発生し、
サイクロコンバータのスイッチ素子や負荷回路に過大な
電圧が印加されてしまうことになる。
は、ある有限の時間かかかることを考慮すると、Q5と
Q6とか同時にオンして変圧器(3)の2次側端子を短
絡してしまう動作モードを避けるために、必ずS5かオ
フした後にQ6をオンさせる必要かある。ところが、Q
5を流れていた電流を見ると、Q5からQ6に移行する
間に回路が一旦開路されることになるので、フィルタ回
路(5)および負荷回路(6)のインダクタンス分に流
れる電流を遮断することになり、サージ電圧が発生し、
サイクロコンバータのスイッチ素子や負荷回路に過大な
電圧が印加されてしまうことになる。
このような問題点を解消するために、従来、・イクロコ
ンバータ回路(4)のスイッチ1Sn(n=5〜8)を
サイクロコンバータ回1(4)の出力電流の極性により
、下記のようにノ方向のみスイッチングして前記と同様
にPWMン調することが行なわれている。
ンバータ回路(4)のスイッチ1Sn(n=5〜8)を
サイクロコンバータ回1(4)の出力電流の極性により
、下記のようにノ方向のみスイッチングして前記と同様
にPWMン調することが行なわれている。
サイクロコンバータ出力電流の極性が正のとき、55=
75.S’ 6=76、S’ 7=T7゜58=T
8 (E)S“ 5.
S6.S7.S’ 8はすべてオフ電流の極性が負のと
き、 S5.S’ 6.S’ 7.S8はすべてオフ(F) S’ s=”r5,56=T6,57=T7゜S’
8=78 しかしながら、サイクロコンバータ出力電流ムはPWM
によるリップル成分が含有されており、電流が少ないと
きには極性が正負に変化するた占に、上記のようなスイ
ッチの選択がうまくでき4いので、結局サイクロコンバ
ータに開路状態を作す らざるを得す、サージ電圧
が発生してしまう。
75.S’ 6=76、S’ 7=T7゜58=T
8 (E)S“ 5.
S6.S7.S’ 8はすべてオフ電流の極性が負のと
き、 S5.S’ 6.S’ 7.S8はすべてオフ(F) S’ s=”r5,56=T6,57=T7゜S’
8=78 しかしながら、サイクロコンバータ出力電流ムはPWM
によるリップル成分が含有されており、電流が少ないと
きには極性が正負に変化するた占に、上記のようなスイ
ッチの選択がうまくでき4いので、結局サイクロコンバ
ータに開路状態を作す らざるを得す、サージ電圧
が発生してしまう。
洋 この為従来の電力変換装置では、サージ電圧を
各 吸収する為に大容量のスナバ回路が必要であった
ヤ リ、スイッチング素子の電圧定格を大きく選ばな
肥 ければならないのて、装置が大きくなフたり、損
失が増大するなどの問題点があフた。
各 吸収する為に大容量のスナバ回路が必要であった
ヤ リ、スイッチング素子の電圧定格を大きく選ばな
肥 ければならないのて、装置が大きくなフたり、損
失が増大するなどの問題点があフた。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、サージ電圧の発生が少なく、小形で損失の小
さな装置を得ることを目的としている。
たもので、サージ電圧の発生が少なく、小形で損失の小
さな装置を得ることを目的としている。
(課題を解決するための手段)
この発明に係る電力変換装置のサイクロコンバータは通
電方向が制御可能な双方向性スイッチから構成したもの
で、インバータの出力する第1の周波数の交流電力を第
2の周波数の交流電力に変換するものである。
電方向が制御可能な双方向性スイッチから構成したもの
で、インバータの出力する第1の周波数の交流電力を第
2の周波数の交流電力に変換するものである。
) この発明における双方向性スイッチは、インC
バークの出力電圧を短絡しないような極性のスイッチが
常時オンされ、電流の環流経路を形成する。
バークの出力電圧を短絡しないような極性のスイッチが
常時オンされ、電流の環流経路を形成する。
以下、この発明の一実施例を第1図〜第3図について説
明する。第1図はこの発明の一実施例を示す構成図であ
る。図において、(11)はインバータスイッチング回
路、(13)はサイクロコンバータのスイッチング信号
発生回路である。なお、他の部分は従来と同様である。
明する。第1図はこの発明の一実施例を示す構成図であ
る。図において、(11)はインバータスイッチング回
路、(13)はサイクロコンバータのスイッチング信号
発生回路である。なお、他の部分は従来と同様である。
第2図はスイッチング信号発生回路(13)の詳細な構
成を示し、絶対値回路(1(12)、比較器(103)
、ノット回路(105,106,1081,110)
、弼分周回路(104,107) 、’極性判別回路(
,109) 、アンド回路(111〜+18 ) 、オ
ア回路(119〜126)から構成され、P5〜P8.
P’ 5〜P’ 8の信号を出力する。これらの信号は
それぞれサイクロコンバータ回路の対応するスイッチ5
5〜S8゜s’ s〜S’ 8に供給される。
成を示し、絶対値回路(1(12)、比較器(103)
、ノット回路(105,106,1081,110)
、弼分周回路(104,107) 、’極性判別回路(
,109) 、アンド回路(111〜+18 ) 、オ
ア回路(119〜126)から構成され、P5〜P8.
P’ 5〜P’ 8の信号を出力する。これらの信号は
それぞれサイクロコンバータ回路の対応するスイッチ5
5〜S8゜s’ s〜S’ 8に供給される。
次に、この実施例の動作を第3図のタイミングチャート
を用いて説明する。第3図(b)。
を用いて説明する。第3図(b)。
(C)にそれぞれ示すTx、Tyの信号がインバータ回
路(2)に供給され、デユーティ比50%の矩形波電圧
v2が変圧器(3)から出力されるのは従来と同様であ
る。
路(2)に供給され、デユーティ比50%の矩形波電圧
v2が変圧器(3)から出力されるのは従来と同様であ
る。
一方、スイッチング信号発生回路(]S3では従来と同
様に信号Ta、Tb、Tc、Tdが作成され、(第3図
(f)(b)(g)(c))ざらにVcc“の極性信号
Vsgnによって切りかえられ、■5〜T8の信号にな
る。
様に信号Ta、Tb、Tc、Tdが作成され、(第3図
(f)(b)(g)(c))ざらにVcc“の極性信号
Vsgnによって切りかえられ、■5〜T8の信号にな
る。
ここで、オア回路(+23)に信号T5とTdとが入力
され、第3図(h)に示すスイッチング信号P5が作成
されてスイッチング素子s5に出力される。同様に、オ
ア回路(−124)〜(126)からそれぞれ信号T5
又はT7とTd又はTbとの論理和として、第3図(i
)〜(k)に示すスイッチング信号P’ 5.P6.P
’ 6が作成されて、スイッチング素子S’ 5.S6
.S’ 6にそれぞれ出力される。
され、第3図(h)に示すスイッチング信号P5が作成
されてスイッチング素子s5に出力される。同様に、オ
ア回路(−124)〜(126)からそれぞれ信号T5
又はT7とTd又はTbとの論理和として、第3図(i
)〜(k)に示すスイッチング信号P’ 5.P6.P
’ 6が作成されて、スイッチング素子S’ 5.S6
.S’ 6にそれぞれ出力される。
又、スイッチング信号T7.T8はそのままスイッチン
グ信号P7.P’ 7およびP8.P’8としてそれぞ
れスイッチング素子S7.S’7.S8.S”8に出力
される。
グ信号P7.P’ 7およびP8.P’8としてそれぞ
れスイッチング素子S7.S’7.S8.S”8に出力
される。
次に第3図(ロ)の時点の動作について考える。v2は
正極性でQ5とQ8がオンしており、Vccに正の電圧
を出力している状態から、Q5がオフし、Q6とQ8と
がオンして零電圧を出力する状態に移行しようとしてい
る。又、電流はS5・D’ 5→フィルタ回路(5)
→負荷回路(6)→S8・D’8という経路で正方向に
流れているものとする。ここでS5がオフすると、フィ
ルタ回路(5)および負荷回路(6)のインダクタンス
分により電流は流れ続けようとする。
正極性でQ5とQ8がオンしており、Vccに正の電圧
を出力している状態から、Q5がオフし、Q6とQ8と
がオンして零電圧を出力する状態に移行しようとしてい
る。又、電流はS5・D’ 5→フィルタ回路(5)
→負荷回路(6)→S8・D’8という経路で正方向に
流れているものとする。ここでS5がオフすると、フィ
ルタ回路(5)および負荷回路(6)のインダクタンス
分により電流は流れ続けようとする。
ところで、この時点でS’ 6には既にオン信号が与
えられているので、上記の電流はS゛6−D6のスイッ
チに移行して環流される。従って、インダクタンス分を
流れている電流を遮断することはなくなり、サージ電圧
も発生されない。
えられているので、上記の電流はS゛6−D6のスイッ
チに移行して環流される。従って、インダクタンス分を
流れている電流を遮断することはなくなり、サージ電圧
も発生されない。
従って、サージ電圧を吸収する大容量のスナバ回路も必
要ない。
要ない。
次にこの発明の第2の実施例を第4図〜第7図について
説明する。
説明する。
第4図は第2の実施例を示す構成図である。図において
、(4a)は3相のサイクロコンバータ回路、(5a)
はサイクロコンバータ回路(4a)の出力側に接続され
た3相のフィルタ回路、(6a)はフィルタ回路(5a
)の出力側に接続された3相の負荷回路、(12a )
はサイクロコンバータ回路(4a)の出力電圧の基準と
なる3相の基準電圧信号発生回路、(13a)はサイク
ロコンバータのスイッチング信号発生回路である。
、(4a)は3相のサイクロコンバータ回路、(5a)
はサイクロコンバータ回路(4a)の出力側に接続され
た3相のフィルタ回路、(6a)はフィルタ回路(5a
)の出力側に接続された3相の負荷回路、(12a )
はサイクロコンバータ回路(4a)の出力電圧の基準と
なる3相の基準電圧信号発生回路、(13a)はサイク
ロコンバータのスイッチング信号発生回路である。
第5図はサイクロコンバータ回路(4a)、フィルタ回
路(5a)の詳細な構成を示す構成図であり、サイクロ
コンバータ回路(4a)はスイッチ素子S5〜sioお
よびS′ 5〜S“ 10と、これらのスイッチ素子と
逆並列接続されたダイオードD5〜DIOおよびD”
5〜D゛ 10とから構成されており、フィルタ回路
(5a)はりアクドルLPとコンデンサCFとから構成
されている。
路(5a)の詳細な構成を示す構成図であり、サイクロ
コンバータ回路(4a)はスイッチ素子S5〜sioお
よびS′ 5〜S“ 10と、これらのスイッチ素子と
逆並列接続されたダイオードD5〜DIOおよびD”
5〜D゛ 10とから構成されており、フィルタ回路
(5a)はりアクドルLPとコンデンサCFとから構成
されている。
第6図はスイッチング信号発生回路(13a)の詳細な
構成を示すブロック図であり、(201)〜(203)
は比較器、(204)〜(206) 、 (2]1)
は入力信号の立下がりに同期して出力信号の極性が反転
する%分周器、(207)〜(210)。
構成を示すブロック図であり、(201)〜(203)
は比較器、(204)〜(206) 、 (2]1)
は入力信号の立下がりに同期して出力信号の極性が反転
する%分周器、(207)〜(210)。
(212)はノット回路、(21,3)〜(224)は
オア回路である。
オア回路である。
次にこの実施例の動作を第7図のタイミングチャートを
用いて説明する。まず、キャリア信号Vpに同期したデ
ユーティ比50%の矩形波電圧v2が変圧器(3)から
出力されるのは前記第1の実施例と同様である。一方、
スイッチング信号発生回路ではキャリア信号Vpと、3
相の基準電圧信号(Vccu、Vccv、Vccw)と
が比較器(201)〜(203)で比較され、信号Tp
u〜Tpwが作成される。(第7図(e))U相の局分
周器(204)ではTpuを変換して第7図(f)に示
すT5の信号を得、更にこの信号をノット回路(207
)で反転して第7図(i)に示すT6の信号を得る。又
、T p wの信号をノット回路(2]0)で反転して
入力された局分周器(211)ではキャリア信号Vpに
同期した信号Tb(第7図(b))を得、さらにこの信
号をノット回路(212−)で反転して信号Td(第7
図(C)を得る。
用いて説明する。まず、キャリア信号Vpに同期したデ
ユーティ比50%の矩形波電圧v2が変圧器(3)から
出力されるのは前記第1の実施例と同様である。一方、
スイッチング信号発生回路ではキャリア信号Vpと、3
相の基準電圧信号(Vccu、Vccv、Vccw)と
が比較器(201)〜(203)で比較され、信号Tp
u〜Tpwが作成される。(第7図(e))U相の局分
周器(204)ではTpuを変換して第7図(f)に示
すT5の信号を得、更にこの信号をノット回路(207
)で反転して第7図(i)に示すT6の信号を得る。又
、T p wの信号をノット回路(2]0)で反転して
入力された局分周器(211)ではキャリア信号Vpに
同期した信号Tb(第7図(b))を得、さらにこの信
号をノット回路(212−)で反転して信号Td(第7
図(C)を得る。
オア回路(213)には、信号T5とTdとが入力され
スイッチング素子S5のスイッチング信号P5が、 オア回路(2]4)には、信号T5とTbとが入力され
、S′5のスイッチング信号P’ 5か、オア回路(
215)には、信号T6とTdとが人力され、S6のス
イッチング信号P6か、 オア回路(216)には、信号T6とTbとが入力され
、S’ 6のスイッチング信号P’ 6が、それぞれ出
力される。
スイッチング素子S5のスイッチング信号P5が、 オア回路(2]4)には、信号T5とTbとが入力され
、S′5のスイッチング信号P’ 5か、オア回路(
215)には、信号T6とTdとが人力され、S6のス
イッチング信号P6か、 オア回路(216)には、信号T6とTbとが入力され
、S’ 6のスイッチング信号P’ 6が、それぞれ出
力される。
同様にV相、W相のスイッチング素子37〜510、S
’ 7〜S° 10にはスイッチング信号27〜PI
O,P’ 7〜P゛ 10が出力される。
’ 7〜S° 10にはスイッチング信号27〜PI
O,P’ 7〜P゛ 10が出力される。
ここで第7図(ハ)の時点の動作について考える。v2
は正極性でQ5かオンしており、Vccu (u相の仮
想中性点:例えば変圧器(3)の2次巻線の中点:に対
する電圧)に正の電圧を出力している状態から、Q5が
オフしQ6がオンしてVccuに負の電圧を出力する状
態に移行しようとしている。又、電流は55−D’ 5
からフィルタ回路(5a)という経路で正方向で流れて
いるものとする。この状態で55をオフさせると55を
流九ている電流はこの時点で既にオン信号が与えられて
いるS゛6−D6のスイッチに移行する。
は正極性でQ5かオンしており、Vccu (u相の仮
想中性点:例えば変圧器(3)の2次巻線の中点:に対
する電圧)に正の電圧を出力している状態から、Q5が
オフしQ6がオンしてVccuに負の電圧を出力する状
態に移行しようとしている。又、電流は55−D’ 5
からフィルタ回路(5a)という経路で正方向で流れて
いるものとする。この状態で55をオフさせると55を
流九ている電流はこの時点で既にオン信号が与えられて
いるS゛6−D6のスイッチに移行する。
従ってこの場合も、フィルタ回路および負荷回路のイン
ダクタンス分を流れている電流を遮断しないので、サー
ジ電圧も発生されず、大容量のスナバ回路も必要ない。
ダクタンス分を流れている電流を遮断しないので、サー
ジ電圧も発生されず、大容量のスナバ回路も必要ない。
他のタイミング、他の相についても、同様に電流経路が
開放されるモードは無くなり、同様の効果を奏する。
開放されるモードは無くなり、同様の効果を奏する。
また、上記各実施例では、サイクロコンバータのスイッ
チとして、スイッチング素子とダイオードとの組み合せ
で説明したが、電流方向が制御可能なスイッチであれば
どのような構成でもよく、上記実施例と同様の効果を奏
する。
チとして、スイッチング素子とダイオードとの組み合せ
で説明したが、電流方向が制御可能なスイッチであれば
どのような構成でもよく、上記実施例と同様の効果を奏
する。
(発明の効果〕
以上のように、この発明によれば、サイクロコンバータ
のスイッチが開放モードを作らないよう、双方向性スイ
ッチの内インバータの出力電圧を短絡しないような極性
のスイッチを常時オンし、電流の環流経路を形成するよ
うに構成したので、サージ電圧が発生せず、小形で損失
の小さな装置が得られる効果がある。
のスイッチが開放モードを作らないよう、双方向性スイ
ッチの内インバータの出力電圧を短絡しないような極性
のスイッチを常時オンし、電流の環流経路を形成するよ
うに構成したので、サージ電圧が発生せず、小形で損失
の小さな装置が得られる効果がある。
第1図はこの発明の一実施例による電力変換装置を示す
構成図、第2図はサイクロコンバータのスイッチング信
号発生回路を示すブロック図、第3図はスイッチングパ
ターン説明図である。第4図はこの発明の別の実施例を
示す構成図、第5図はこの発明の別の実施例のサイクロ
コンバータとフィルタを示す構成図、第6図はサイクロ
コンバータのスイッチング信号発生回路を示すブロック
図、第7図はスイッチングパターン説明図である。第8
図は従来の電力変換装置を示すブロック図、第9図は従
来の電力変換装置の詳細を示す構成図、第10図はイン
バータスイッチング回路の構成図、第11図はスイッチ
ング信号発生回路の構成図、第12図はタイミングチャ
ート説明図である。 図において、(1)−直流電源、(2)−インバータ回
路、(3)−変圧器、(4) (4a)−サイクロコ
ンバータ回路、(5) (5a)−フィルタ回路、(
6) (6a)−負荷回路、(10)−キャリア信号
発生回路、(11)−インバータスイッチング回路、(
12) (12a )−基準電圧信号発生回路、(13
) (13a ) (13b )−スイッチング信
号発生回路 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
構成図、第2図はサイクロコンバータのスイッチング信
号発生回路を示すブロック図、第3図はスイッチングパ
ターン説明図である。第4図はこの発明の別の実施例を
示す構成図、第5図はこの発明の別の実施例のサイクロ
コンバータとフィルタを示す構成図、第6図はサイクロ
コンバータのスイッチング信号発生回路を示すブロック
図、第7図はスイッチングパターン説明図である。第8
図は従来の電力変換装置を示すブロック図、第9図は従
来の電力変換装置の詳細を示す構成図、第10図はイン
バータスイッチング回路の構成図、第11図はスイッチ
ング信号発生回路の構成図、第12図はタイミングチャ
ート説明図である。 図において、(1)−直流電源、(2)−インバータ回
路、(3)−変圧器、(4) (4a)−サイクロコ
ンバータ回路、(5) (5a)−フィルタ回路、(
6) (6a)−負荷回路、(10)−キャリア信号
発生回路、(11)−インバータスイッチング回路、(
12) (12a )−基準電圧信号発生回路、(13
) (13a ) (13b )−スイッチング信
号発生回路 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (2)
- (1)第1の周波数の交流電力を第2の周波数の交流電
力に変換する電力変換装置において、前記周波数の変換
を行い通電方向が制御可能な双方向性スイッチを備え、
前記双方向性スイッチの内前記第1の周波数の入力交流
電圧を短絡しない極性のスイッチをオンさせることを特
徴とする電力変換装置。 - (2)直流電力を第1の周波数でデューティ比がほぼ5
0%の交流電力に変換するインバータ回路、通電方向が
制御可能な双方向性スイッチにより前記第1の周波数を
パルス幅変調された第2の周波数の交流電力に変換する
サイクロコンバータ回路を備え、前記双方向性スイッチ
の内の前記インバータ回路出力電圧を短絡しない極性の
スイッチを常にオンさせる電力変換装置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2279895A JP2598163B2 (ja) | 1990-10-16 | 1990-10-16 | 電力変換装置 |
KR1019910017094A KR920009035A (ko) | 1990-10-16 | 1991-09-30 | 전력변환장치 |
CA002053381A CA2053381C (en) | 1990-10-16 | 1991-10-11 | Power conversion apparatus |
US07/775,607 US5274538A (en) | 1990-10-16 | 1991-10-15 | Power conversion apparatus |
EP91117655A EP0481456B1 (en) | 1990-10-16 | 1991-10-16 | Power conversion apparatus |
DE69123928T DE69123928T2 (de) | 1990-10-16 | 1991-10-16 | Leistungswandlungsgerät |
KR2019960010411U KR960006374Y1 (ko) | 1990-10-16 | 1996-05-01 | 전력변환장치(power converting unit) |
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EP (1) | EP0481456B1 (ja) |
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CA (1) | CA2053381C (ja) |
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-
1990
- 1990-10-16 JP JP2279895A patent/JP2598163B2/ja not_active Expired - Fee Related
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1991
- 1991-09-30 KR KR1019910017094A patent/KR920009035A/ko not_active Application Discontinuation
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- 1991-10-16 DE DE69123928T patent/DE69123928T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-10-16 EP EP91117655A patent/EP0481456B1/en not_active Expired - Lifetime
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CA2053381C (en) | 1998-02-17 |
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