JP2023136019A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】演算負荷を抑えつつ、磁気式の回転角センサの出力誤差を低減することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ２０の制御装置３０は、モータ２０の出力軸に対して軸方向に対向する基板と、出力軸と同軸に設けられる磁気式の回転角センサ３３と、基板に設けられるＭＰＵ３１ａと、を備えている。回転角センサ３３は、出力軸の回転に応じた電気信号Ｓ１を生成する。ＭＰＵ３１ａは、電気信号Ｓ１に基づきモータ２０の回転角θを演算し、回転角θを使用してモータ２０を制御する。電気信号Ｓ１は、モータ２０に供給される電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに起因して発生する磁界の影響を受ける。ＭＰＵ３１ａは、モータ２０に供給される電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値に対して、定められた比例定数を乗算することにより電気信号Ｓ１に対する補正値Ｓ２を演算し、補正値Ｓ２を使用して電気信号Ｓ１を補正する。【選択図】図３

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

たとえば特許文献１のモータ制御装置は、センサ出力補正回路を有している。センサ出力補正回路は、モータに内蔵された磁極位置センサの出力情報を補正する。センサ出力補正回路は、磁極位置センサの出力信号、および、電流センサの出力信号を取り込む。電流センサの出力信号は、モータの固定子巻線に供給される３相電流の検知信号である。センサ出力補正回路は、電流センサの出力信号に基づきセンサ出力補正情報を生成し、このセンサ出力補正情報に基づき磁極位置センサの出力信号を補正する。これにより、モータの固定子巻線が発生する漏洩磁束の影響による、磁極位置センサの出力誤差を低減することができる。

特開２００７－０４９８６２号公報

特許文献１のモータ制御装置は、電流センサの出力信号に基づきセンサ出力補正情報を、都度生成する必要がある。モータ制御装置には、演算負荷を抑えつつ、磁気位置センサの出力誤差を低減することが求められる。

上記課題を解決し得るモータ制御装置は、モータの出力軸に対して軸方向に対向する基板と、前記出力軸と同軸に設けられる回転角センサであって、前記出力軸の回転に応じた電気信号を生成する磁気式の回転角センサと、前記基板に設けられる制御回路であって、前記電気信号に基づき前記モータの回転角を演算し、前記回転角を使用して前記モータを制御する制御回路と、を備えている。前記電気信号は、前記モータに供給される電流に起因して発生する磁界の影響を受ける。前記制御回路は、前記モータに供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより前記電気信号に対する補正値を演算し、前記補正値を使用して前記電気信号を補正するように構成される。

この構成によれば、モータに供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより、回転角センサにより生成される電気信号に対する補正値が演算される。比例定数をモータの電流値に乗算するだけ補正値が得られるため、制御回路の演算負荷を低減することができる。また、補正値を使用して回転角センサにより生成される電気信号を補正することにより、電気信号から磁界の影響を除去することができる。磁界の影響が除去された電気信号を使用することにより、より正確な回転角を演算することができる。

上記のモータ制御装置において、前記補正値は、前記磁界の影響を受けることにより発生する前記電気信号の誤差成分であって、前記制御回路は、前記電気信号から前記補正値を減算することにより、前記電気信号を補正するように構成されてもよい。

この構成によれば、電気信号から補正値を減算することにより、電気信号の誤差成分を除去することができる。電気信号から補正値を減算するだけでよいので、制御回路の演算負荷を低減することができる。

上記のモータ制御装置において、前記電気信号は、前記モータの回転に対して正弦状に変化する電気信号である正弦信号と、前記正弦信号に対して９０°だけ位相が遅れた電気信号である余弦信号と、を含んでいてもよい。この場合、前記制御回路は、前記正弦信号に対する第１の補正値、および、前記余弦信号に対する第２の補正値を演算するようにしてもよい。また、前記制御回路は、前記正弦信号から前記第１の補正値を減算することにより前記正弦信号を補正するとともに、前記余弦信号から前記第２の補正値を減算することにより前記余弦信号を補正するようにしてもよい。また、制御回路は、前記正弦信号および前記余弦信号に基づき逆正接値を演算することにより、前記回転角を演算するように構成されてもよい。

この構成によれば、正弦信号から第１の補正値を減算することにより、磁界の影響による正弦信号の誤差成分を除去することができる。また、余弦信号から第２の補正値を減算することにより、磁界の影響による余弦信号の誤差成分を除去することができる。また、磁界の影響が除去された正弦信号および余弦信号を使用することにより、より正確な回転角を演算することができる。

上記のモータ制御装置において、前記モータの極対数が「Ｐｎ」であるとき、前記補正値は、前記電気信号の「Ｐn±１」次の誤差成分であってもよい。
モータの極対数が「Ｐｎ」であるとき、回転角センサにより生成される電気信号には、Ｐｎ次の高調波が重畳する。Ｐｎ次の高調波が重畳した電気信号を使用して回転角を演算すると、「Ｐｎ±１」次の誤差が発生する。上記の構成によれば、補正値を使用して電気信号を補正することにより、電気信号の「Ｐn±１」次の誤差成分を除去することができる。

上記のモータ制御装置において、前記比例定数の値は、前記モータの電流値に比例するＰｎ次の高調波が重畳する前記電気信号を使用して前記回転角を演算する予測モデルを使用して決定されるものであってもよい。この場合、前記予測モデルから得られる前記回転角の誤差が、実際に計測される前記回転角の誤差と一致するように、前記比例定数の値が設定されることが好ましい。

この構成によれば、回転角の予測モデルを使用することにより、比例定数の値を適切に設定することができる。
上記のモータ制御装置において、前記回転角センサは、前記出力軸の軸方向の端部に固定された磁石に対して軸方向に対向するように前記基板に設けられる磁気センサを有し、前記磁気センサは、前記磁石の回転に伴う磁界の変化に応じた電気信号を生成するように構成されてもよい。

この構成によれば、磁気センサ、あるいは磁気センサが生成する電気信号は、モータに供給される電流に起因して発生する磁界の影響を受けるおそれがある。このため、制御回路は、補正値を使用して磁気センサにより生成される電気信号を補正することにより、電気信号から磁界の影響を除去する機能を有することが好ましい。

上記のモータ制御装置において、前記モータは、電動パワーステアリング装置の駆動源であって、ステアリングホイールの操作を補助するためのアシスト力を発生するアシストモータであってもよい。

電動パワーステアリング装置には、動作に対する信頼性が要求される。電気信号の補正機能を有する上記のモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置に好適である。
上記のモータ制御装置において、前記モータは、ステアバイワイヤ方式の操舵装置の駆動源であって、転舵輪を転舵させるための転舵力を発生する転舵モータ、または、ステアリングホイールに付与する操舵反力を発生する反力モータであってもよい。

ステアバイワイヤ方式の操舵装置には、動作に対する信頼性が要求される。電気信号の補正機能を有する上記のモータ制御装置は、ステアバイワイヤ方式の操舵装置に好適である。

本発明のモータ制御装置によれば、演算負荷を抑えつつ、磁気式の回転角センサの出力誤差を低減することができる。

モータ制御装置の一実施の形態を含むモータ装置の断面図。 一実施の形態にかかる回転角センサの斜視図。 モータ制御装置の一実施の形態の電気的構成を示すブロック図である。 モータの回転角に対する角度誤差の一例を示すグラフである。 モータの回転角の補正処理に使用する比例定数の設定方法を示すフローチャートである。

以下、モータ制御装置の一実施の形態を説明する。
モータ制御装置は、モータの駆動を制御する。モータは、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のブラシレスモータであって、たとえば車両の電動パワーステアリング装置の動力源として使用される。モータは、ステアリングホイールの操作を補助するためのアシスト力を発生するアシストモータである。

＜モータ装置＞
図１に示すように、モータ装置１０は、モータ２０および制御装置３０を有している。モータ２０と制御装置３０とは、一体的に設けられている。

モータ２０は、円筒状のハウジング２１、ステータ２２、出力軸２３、およびロータ２４を有している。ステータ２２は、円筒状のステータコア２２ａ、およびステータコア２２ａに設けられたステータコイル２２ｂを有している。ステータコア２２ａは、ハウジング２１の内周面に対して嵌められた状態で固定されている。出力軸２３は、２つの軸受２３ａ，２３ｂを介してハウジング２１に対して回転可能に支持されている。出力軸２３の２つの端部は、それぞれハウジング２１を軸方向に貫通している。ロータ２４は、ステータ２２の内部に設けられている。ロータ２４は、出力軸２３の外周面に固定された円柱状のロータコア２４ａ、およびロータコア２４ａの表面に固定された円筒状の永久磁石２４ｂを有している。

制御装置３０は、基板３１、回転角センサ３３およびカバー３４を有している。カバー３４は、円筒状である。カバー３４の一端は、軸方向に開口している。カバー３４は、その開口をハウジング２１へ向けた状態で、ハウジング２１の第１の端部（図１中の上端部）に固定されている。カバー３４の内部には、基板３１および回転角センサ３３がそれぞれ収容されている。基板３１は、出力軸２３の軸線に対して直交する姿勢で、カバー３４に固定されている。基板３１は、出力軸２３の第１の端部に対して、軸方向に対向している。第１の端部は、カバー３４の内部に位置する出力軸２３の端部である。出力軸２３の第２の端部は、ハウジング２１の第２の端部を軸方向に貫通している。

基板３１は、ＭＰＵ（microprocessing unit）３１ａ、およびインバータ回路３１ｂを有している。インバータ回路３１ｂは、複数のスイッチング素子を有する。これらスイッチング素子がＭＰＵ３１ａにより生成されるスイッチング指令に基づきスイッチングすることにより三相の交流電力が生成される。当該生成される交流電力は、図示しない給電経路を介して三相各相のステータコイル２２ｂに供給される。回転角センサ３３は、ロータ２４の回転角を検出する。ロータ２４の回転角は、モータ２０の回転角である。ＭＰＵ３１ａは、回転角センサ３３を通じて検出されるロータ２４の回転角に基づき、インバータ回路３１ｂに対するスイッチング指令を生成する。スイッチング指令は、モータ２０の駆動を制御するためのモータ制御信号である。

＜回転角センサ＞
つぎに、回転角センサ３３の構成を説明する。回転角センサ３３は、磁気式である。
図１に示すように、回転角センサ３３は、円柱状のバイアス磁石４１および磁気センサ４２を有している。磁気センサ４２は、たとえばＭＲセンサ（磁気抵抗効果センサ）である。バイアス磁石４１は、出力軸２３の第１の端部に固定されている。磁気センサ４２は、基板３１に設けられている。磁気センサ４２は、バイアス磁石４１に対して軸方向に対向している。

図２に示すように、バイアス磁石４１は、その半径方向にＮ極およびＳ極が着磁された２極の永久磁石である。バイアス磁石４１によって、磁気センサ４２にはＮ極からＳ極へ向かう実線の矢印４３で示される方向の磁界が付与される。たとえば出力軸２３が図中の位置から矢印４４で示される方向へ向けて回転角θだけ回転したとき、バイアス磁石４１も矢印４４で示される方向へ向けて回転角θだけ回転する。これにより、磁気センサ４２に付与されるバイアス磁界の向きが、実線の矢印４３で示される方向から軸線Ｏを中心として回転角θだけ回転した一点鎖線の矢印４５で示される方向に変化する。このように、磁気センサ４２に付与される磁界の方向は、出力軸２３の回転角θに応じて変化する。磁気センサ４２は、バイアス磁界の向きに応じた電気信号を生成する。ＭＰＵ３１ａは、磁気センサ４２により生成される電気信号に基づき、出力軸２３、すなわちロータ２４の回転角θを演算する。

＜制御装置の電気的構成＞
つぎに、制御装置３０の電気的構成について説明する。
図３に示すように、制御装置３０は、ＭＰＵ３１ａおよびインバータ回路３１ｂを有している。また、制御装置３０は、メモリ（図示略）を有している。メモリは、コンピュータ（ここでは、ＭＰＵ３１ａ）により読み取り可能とされた媒体であって、コンピュータに対する処理あるいは命令を記述したプログラムを記憶している。メモリは、ＲＡＭ（random access memory）およびＲＯＭ（read only memory）を含む。

インバータ回路３１ｂは、モータ駆動回路である。インバータ回路３１ｂの電力変換方式は、ＰＷＭ（pulse width modulation）方式である。インバータ回路３１ｂは、直列に接続された一対のスイッチング素子を含む３つのアームを有している。スイッチング素子は、たとえば電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：field effect transistor）である。各アームは、三相の各相に対応する。３つのアームは、並列に接続されている。ＭＰＵ３１ａが生成するスイッチング指令は、各スイッチング素子のデューティ比を規定する。スイッチング指令は、各スイッチング素子のゲート端子に印加される。スイッチング指令に応答して各スイッチング素子がオンオフすることにより、車載されるバッテリ５３の直流電圧が三相の交流電力に変換される。交流電力は、モータ２０に供給される。交流電力は、モータ２０の駆動電力である。

ＭＰＵ３１ａは、メモリに記憶されたプログラムを、定められた演算周期で実行することによって各種の制御を実行する制御回路あるいは処理部である。ＭＰＵ３１ａは、車載のトルクセンサ（図示略）を通じて検出される操舵トルクＴｈ、および、車載の車速センサ（図示略）を通じて検出される車速Ｖを取り込む。また、ＭＰＵ３１ａは、３つの電流センサ５４ｕ，５４ｖ，５４ｗを通じて検出されるモータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を取り込む。電流センサ５４ｕ，５４ｖ，５４ｗは、インバータ回路３１ｂとモータ２０との間の給電経路に設けられている。また、ＭＰＵ３１ａは、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１を取り込む。ＭＰＵ３１ａは、電気信号Ｓ１を使用して、ロータ２４の回転角θを演算する。

ＭＰＵ３１ａは、操舵トルクＴｈ、車速Ｖ、モータ２０の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値、およびロータ２４の回転角θに基づき、モータ２０への給電を制御する。ＭＰＵ３１ａは、たとえば、ステアリングホイールの操作状態、あるいは車両の走行状態に応じた適切なアシスト力が得られるように、モータ２０への給電を制御する。制御装置３０は、２相の回転座標系であるｄｑ座標系で記述されるベクトル制御によりモータ２０を制御する。

＜ＭＰＵの詳細構成＞
つぎに、ＭＰＵ３１ａの構成を詳細に説明する。
図２に示されるように、ＭＰＵ３１ａは、回転角演算部６１、回転速度演算部６２、電流指令値演算部６３、三相／二相座標変換部６４、フィードバック制御部６５、二相／三相座標変換部６６、および制御信号生成部６７を有している。

回転角演算部６１は、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１に基づき、ロータ２４の回転角θを演算する。電気信号Ｓ１は、正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび余弦信号Ｓ_ｃｏｓを含む。

正弦信号Ｓ_ｓｉｎは、ロータ２４の回転角θに対して、正弦状に変化する電気信号であって、つぎの数式（１）で表される。

ただし、「Ｒ」は振幅である。
余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、正弦信号Ｓ_ｓｉｎに対して９０°だけ位相が遅れた電気信号であって、つぎの数式（２）で表される。

ただし、「Ｒ」は振幅である。
回転角演算部６１は、つぎの数式（３）で表されるように、正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび余弦信号Ｓ_ｃｏｓに基づき逆正接値を演算することによりロータ２４の回転角θを演算する。

ただし、「Ａｔａｎ」は、「Ａｒｃｔａｎ」を略記したものであって、逆正接関数であることを示す。
回転速度演算部６２は、微分器であって、回転角演算部６１により演算されるロータ２４の回転角θを時間で微分することによりロータ２４の回転速度ωを演算する。

電流指令値演算部６３は、ｑ軸電流指令値演算部７１およびｄ軸電流指令値演算部７２を有している。
ｑ軸電流指令値演算部７１は、トルクセンサを通じて検出される操舵トルクＴｈおよび車速センサを通じて検出される車速Ｖに基づき、基本アシストトルクを演算する。ｑ軸電流指令値演算部７１は、操舵トルクＴｈの絶対値が大きいほど、また車速Ｖが遅いほど、より絶対値の大きい目標アシストトルクを演算する。また、ｑ軸電流指令値演算部７１は、回転速度演算部６２により演算されるロータ２４の回転速度ωを使用して、基本アシストトルクに対する補償値を演算する。補償値は、たとえば、操舵角に比例して大きくなるステアリングホイールの中立位置への復帰力と、ロータ２４の回転速度ωに比例して大きくなるステアリングホイールの回転に対する抵抗力に対応した戻しトルクとの和である。ｑ軸電流指令値演算部７１は、基本アシストトルクと補償値との和を目標アシストトルクとして設定する。ｑ軸電流指令値演算部７１は、目標アシストトルクをトルク定数で除算することにより、ｄｑ座標系におけるｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を演算する。

ｄ軸電流指令値演算部７２は、回転速度演算部６２により演算されるロータ２４の回転速度ωに基づき、ｄｑ座標系におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を演算する。ｄ軸電流指令値演算部７２は、ロータ２４の回転速度ωに応じてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を負の値とする弱め界磁制御を実行する。詳述すると、ロータ２４の回転速度ωが増大するにつれて各相のステータコイル２２ｂに生ずる誘起電圧（逆起電力）が増大する。しかし、ロータ２４の回転速度には上限（基底速度）がある。そこで、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を負の値、すなわち負方向のｄ軸電流を流すことにより、ｄ軸電機子反作用による減磁起磁力を利用してｄ軸方向の磁束を減少させて誘起電圧を低く抑えることが可能である。これにより、基底速度を超えた高速領域までロータ２４の運転範囲（回転領域）を拡張することが可能となる。

三相／二相座標変換部６４は、回転角演算部６１により演算されるロータ２４の回転角θ、および電流センサ５４ｕ，５４ｖ，５４ｗを通じて検出されるモータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を取り込む。三相／二相座標変換部６４は、ロータ２４の回転角θに基づき、モータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値をｄｑ座標系における二相の電流であるｑ軸電流値Ｉｑおよびｄ軸電流値Ｉｄに変換する。

フィードバック制御部６５は、電流指令値演算部６３により演算されるｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊およびｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を取り込む。また、フィードバック制御部６５は、三相／二相座標変換部６４により演算されるｑ軸電流値Ｉｑおよびｄ軸電流値Ｉｄを取り込む。フィードバック制御部６５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｑ軸電流値Ｉｑとの差の値であるｑ軸電流偏差、ならびにｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｄ軸電流値Ｉｄとの差の値であるｄ軸電流偏差を演算する。フィードバック制御部６５は、ｑ軸電流値Ｉｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に追従させるべくｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を演算する。フィードバック制御部６５は、ｄ軸電流値Ｉｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊に追従させるべくｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を演算する。フィードバック制御部６５は、たとえばｑ軸電流偏差およびｄ軸電流偏差に所定のフィードバックゲインを乗ずることによってｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を演算する。

二相／三相座標変換部６６は、フィードバック制御部６５により演算されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を取り込む。二相／三相座標変換部６６は、回転角演算部６１により演算されるロータ２４の回転角θに応じてｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を３相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。

制御信号生成部６７は、二相／三相座標変換部６６により演算される三相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を取り込む。制御信号生成部６７は、電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に基づき、モータ制御信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成する。モータ制御信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗは、電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に対応するデューティ比を有するＰＷＭ信号である。これらモータ制御信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗに基づきインバータ回路３１ｂの各スイッチング素子がスイッチング動作を行うことにより、目標アシストトルクに応じた電流がモータ２０へ供給される。

＜磁界の影響＞
モータ装置は、つぎの懸念事項を有する。
モータ２０の三相各相のステータコイル２２ｂは、三相各相のバスバーを介して、基板３１に接続されている。三相各相のバスバーは、基板３１に設けられるパターン配線を介して、インバータ回路３１ｂの三相各相のアームに接続されている。バスバーおよびパターン配線は、インバータ回路３１ｂとモータ２０との間の給電経路を構成する。インバータ回路３１ｂおよび給電経路の周囲には、電流の値に比例する磁界が発生する。

インバータ回路３１ｂおよび給電経路には、大電流が流れるため、インバータ回路３１ｂおよび給電経路の周囲には、より強い磁界が発生する。このため、たとえば制御装置３０の小型化に伴い、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路が回転角センサ３３（磁気センサ４２およびバイアス磁石４１）の近傍に位置する場合、磁気センサ４２がインバータ回路３１ｂあるいは給電経路の周囲に形成される磁界の影響を受けるおそれがある。

たとえばバイアス磁石４１からの理想的な磁束以外にも、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束が磁気センサ４２に印加されることが考えられる。また、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束がバイアス磁石４１からの磁束に干渉することによって、バイアス磁石４１の磁界が歪められることも考えられる。この場合、磁気センサ４２を通じて検出されるロータ２４の回転角θと実際の回転角θとの間に誤差が生じることが懸念される。

図２に示すように、たとえば、出力軸２３が図中の位置から矢印４４で示される方向へ向けて回転角θだけ回転したとき、本来であれば磁気センサ４２に付与されるバイアス磁界の向きは実線の矢印４３で示される方向から軸線Ｏを中心として回転角θだけ回転した一点鎖線の矢印４５で示される方向に変化する。

しかし、磁気センサ４２あるいはバイアス磁石４１からの理想的な磁束が、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響を受ける場合、磁気センサ４２に付与されるバイアス磁界の向きは矢印４５で示される本来の方向ではなく、たとえば、二点鎖線の矢印４６で示される方向となる。この矢印４６で示される方向は、図２に実線の矢印４３で示される方向から回転角θよりも大きな回転角θ１だけ回転した方向になることもあるし、回転角θよりも小さな回転角θ２だけ回転した方向になることもある。このため、磁気センサ４２は本来の回転角θではなく、回転角θ１または回転角θ２に応じた電気信号を生成する。したがって、ＭＰＵ３１ａは、回転角θ１または回転角θ２に応じた電気信号に基づき、誤ったロータ２４の回転角θ１または回転角θ２を演算する。

図４のグラフに示すように、誤って演算される回転角θ１，θ２は、実際の回転角θに対して誤差Δθを含む。誤差Δθは、つぎの数式（４）または数式（５）で表される。誤差Δθは、機械角誤差である。

モータ２０の極対数が「Ｐｎ」であるとき、正弦信号および余弦信号には、Ｐｎ次の高調波が重畳する。Ｐｎ次の高調波が重畳した正弦信号および余弦信号を使用して回転角θを演算すると、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθが発生する。たとえば、モータ２０の極対数Ｐｎが「５」である場合、４次／ｒｅｖおよび６次／ｒｅｖの誤差Δθが発生する。誤差Δθは、モータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値の大きさに比例して大きくなる。

そこで、本実施の形態では、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響を補償するために、つぎの構成を採用している。
＜補正処理部＞
図３に示すように、ＭＰＵ３１ａは、補正処理部６８を有している。補正処理部６８は、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１から、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響を除去するための処理を実行する。

補正処理部６８は、補正値演算部６８ａおよび減算器６８ｂを有している。
補正値演算部６８ａは、電流センサ５４ｕ，５４ｖ，５４ｗを通じて検出されるモータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を取り込む。つぎの数式（６）に示すように、補正値演算部６８ａは、取り込まれる三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値に、定められた比例定数を乗算することにより、電気信号Ｓ１に対する補正値Ｓ２を演算する。

ただし、「Ｍ_ＵＣ」，「Ｍ_ＵＳ」は、Ｕ相の電流Ｉｕに対する比例定数である。「Ｍ_ＶＣ」，「Ｍ_ＶＳ」は、Ｖ相の電流Ｉｖに対する比例定数である。「Ｍ_ＷＣ」，「Ｍ_ＷＳ」は、Ｗ相の電流Ｉｗに対する比例定数である。

比例定数は、モータ２０の回転角θを予測する予測モデルを使用して決定される。予測モデルは、モータ２０の電流値に比例するＰｎ次の高調波が重畳した電気信号Ｓ１を使用して、モータ２０の回転角θを演算するモデルである。このため、予測モデルから得られる回転角θは、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθを含む。この予測モデルから得られる誤差Δθが実際に計測される誤差Δθと一致するように、比例定数の値が設定される。比例定数は、制御装置３０の不揮発性メモリに記憶されている。比例定数の設定方法については、後に詳述する。

補正値Ｓ２は、正弦信号Ｓ_ｓｉｎに対する第１の補正値Ｓ２１、および余弦信号Ｓ_ｃｏｓに対する第２の補正値Ｓ２２を含む。第１の補正値Ｓ２１は、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響による正弦信号Ｓ_ｓｉｎの変化に対応する値を有する。第２の補正値Ｓ２２は、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響による余弦信号Ｓ_ｃｏｓの変化に対応する値を有する。第１の補正値Ｓ２１および第２の補正値Ｓ２２の値は、電圧値である。

第１の補正値Ｓ２１は、つぎの数式（７）で表される。

ただし、「Ｍ_ＵＳ・Ｉｕ」は、Ｕ相の電流Ｉｕの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。「Ｍ_ＶＳ・Ｉｖ」は、Ｖ相の電流Ｉｖの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。「Ｍ_ＷＳ・Ｉｗ」は、Ｗ相の電流Ｉｗの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。

第２の補正値Ｓ２２は、つぎの数式（８）で表される。

ただし、「Ｍ_ＵＣ・Ｉｕ」は、Ｕ相の電流Ｉｕの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。「Ｍ_ＶＣ・Ｉｖ」は、Ｖ相の電流Ｉｖの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。「Ｍ_ＷＣ・Ｉｗ」は、Ｗ相の電流Ｉｗの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。

減算器６８ｂは、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１から、補正値演算部６８ａにより演算される補正値Ｓ２を減算することにより、モータ２０の制御に使用する最終的な電気信号Ｓ３を演算する。最終的な電気信号Ｓ３は、正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび余弦信号Ｓ_ｃｏｓを含む。

減算器６８ｂは、回転角センサ３３により生成される正弦信号Ｓ_ｓｉｎから第１の補正値Ｓ２１を減算することにより、モータ２０の制御に使用する最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎを演算する。最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎは、つぎの数式（９）で表される。

ただし、「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。
減算器６８ｂは、回転角センサ３３により生成される余弦信号Ｓ_ｃｏｓから第２の補正値Ｓ２２を減算することにより、モータ２０の制御に使用する最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓを演算する。最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、つぎの数式（１０）で表される。

ただし、「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。
回転角演算部６１は、減算器６８ｂにより演算される最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓを使用して、ロータ２４の回転角θを演算する。最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎ、および最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値に応じた誤差成分を含まない電気信号である。このため、最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓを使用して得られる回転角θは、誤差Δθを含まない正確な値を有する。

＜比例定数の設定方法＞
つぎに、比例定数の設定方法について説明する。比例定数は、制御装置３０とは異なる外部のコンピュータ装置を使用したシミュレーションによって決定される。

図５のフローチャートに示すように、コンピュータ装置は、誤差Δθを測定する三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を取り込む（ステップＳ１０１）。三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値は、コンピュータ装置のキーボードなどの入力装置を介して入力される。実測条件として、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値は、所定の値に設定される。

三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、つぎの数式（１１）で表される。

ただし、「θｅ」はロータ２４の回転角であって、添字「ｅ」は電気角であることを示す。「Ｉｄ」は、ｄ軸電流値である。「Ｉｑ」は、ｑ軸電流値である。
つぎに、コンピュータ装置は、予測モデルを使用して、モータ２０の回転角θを演算する（ステップＳ１０２）。コンピュータ装置は、ステップＳ１０１で取り込まれる三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を予測モデルに適用する。予測モデルは、つぎの数式（１２）で表される。

ただし、「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。「Ａｔａｎ」は、「Ａｒｃｔａｎ」を略記したものであって、逆正接関数であることを示す。「Ｓ_ｓｉｎ」は、正弦信号である。「Ｓ_ｃｏｓ」は余弦信号である。

予測モデルの正弦信号Ｓ_ｓｉｎは、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値に応じた誤差成分を含んでいる。予測モデルの正弦信号Ｓ_ｓｉｎは、つぎの数式（１３）で表される。

ただし、「Ｒ」は、振幅である。「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。「Ｍ_ＵＳ・Ｉｕ」は、Ｕ相の電流Ｉｕの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。「Ｍ_ＶＳ・Ｉｖ」は、Ｖ相の電流Ｉｖの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。「Ｍ_ＷＳ・Ｉｗ」は、Ｗ相の電流Ｉｗの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。

なお、シミュレーションの実行開始時、比例定数Ｍ_ＵＳ，Ｍ_ＶＳ，Ｍ_ＷＳの値は、所定の初期値に設定されている。
予測モデルの余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値に応じた誤差成分を含んでいる。予測モデルの余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、つぎの数式（１４）で表される。

ただし、「Ｒ」は、振幅である。「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。「Ｍ_ＵＣ・Ｉｕ」は、Ｕ相の電流Ｉｕの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。「Ｍ_ＶＣ・Ｉｖ」は、Ｖ相の電流Ｉｖの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。「Ｍ_ＷＣ・Ｉｗ」は、Ｗ相の電流Ｉｗの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。

なお、シミュレーションの実行開始時、比例定数Ｍ_ＵＣ，Ｍ_ＶＣ，Ｍ_ＷＣの値は、所定の初期値に設定されている。
つぎに、コンピュータ装置は、ステップＳ１０２で演算されるモータ２０の回転角θ_Ｍについて、ＦＦＴ分析（Fast Fourier Transform Analysis）を実行する（ステップＳ１０３）。ＦＦＴ分析は、時間領域の電気信号を周波数領域の電気信号へ変換することにより、時刻軸上の電気信号に含まれる周波数成分と、周波数成分ごとの大きさ（レベル）とを検出する処理である。

ＦＦＴ分析によって、ステップＳ１０２で演算されるモータ２０の回転角θ_Ｍは、各周波数成分に分解される。各周波数成分は、さらに、余弦波成分である実部と、正弦波成分である虚部とに分解することができる。コンピュータ装置は、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの周波数成分の余弦波成分である実部と、正弦波成分である虚部とを抽出する。モータ２０の極対数Ｐｎが「５」である場合、コンピュータ装置は、４次／ｒｅｖおよび６次／ｒｅｖの周波数成分の余弦波成分である実部と、正弦波成分である虚部とを抽出する。コンピュータ装置は、抽出した余弦波成分の振幅および位相を演算する。また、コンピュータ装置は、抽出した正弦波成分の振幅および位相を演算する。

つぎに、コンピュータ装置は、予測モデルから得られる回転角θ_Ｍに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθが、実測の回転角θに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθと一致するかどうかを判定する（ステップＳ１０４）。

実測のモータ２０の回転角θは、モータ装置１０を実際に駆動させた状態で制御装置３０が演算する回転角θである。実測条件として、モータ２０には、先のステップＳ１０１で予測モデルに適用される三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと同じ値の三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが供給される。コンピュータ装置は、制御装置３０が演算する回転角θを、定められたサンプリング周期で取得する。取得されるロータ２４の１回転分の回転角θと、理想的なロータ２４の１回転分の回転角θとの差の値が、実測の回転角θに含まれる誤差Δθである。

コンピュータ装置は、実測の回転角θにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの周波数成分の余弦波成分の振幅および位相を記憶している。また、コンピュータ装置は、実測の回転角θにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの周波数成分の正弦波成分の振幅および位相を記憶している。これら振幅および位相は、つぎのようにして得られる。

コンピュータ装置は、取得されるロータ２４の１回転分の回転角θ、すなわち「０°～３６０°」を２^ｎ個のデータに線形補間する。「ｎ」は自然数であって、たとえば、ロータ２４の回転速度ωに応じて設定される。コンピュータ装置は、補間した２^ｎ個のデータについて、ＦＦＴ分析を実行することにより、実測の回転角θを各周波数成分に分解するとともに、各周波数成分の余弦波成分である実部と、正弦波成分である虚部とを取得する。

コンピュータ装置は、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの周波数成分における余弦波成分および正弦波成分を抽出する。コンピュータ装置は、抽出した余弦波成分の振幅および位相を演算する。また、コンピュータ装置は、抽出した正弦波成分の振幅および位相を演算する。コンピュータ装置は、抽出した余弦波成分の振幅および位相、ならびに、抽出した正弦波成分の振幅および位相を、自己の不揮発性のメモリに記憶する。

コンピュータ装置は、つぎの２つの条件（Ａ１），（Ａ２）の両方が満たされるとき、予測モデルから得られる回転角θ_Ｍに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθが、実測の回転角θに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθと一致すると判定する（ステップＳ１０４でＹＥＳ）。このとき予測モデルで使用された比例定数が、補正値演算部６８ａで使用される比例定数として、制御装置３０の不揮発性メモリに記憶される。

（Ａ１）ステップＳ１０３で得られた予想モデルに基づく回転角θ_Ｍにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの余弦波成分の振幅および位相が、コンピュータ装置に記憶されている実測の回転角θ_Ｍにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの余弦波成分の振幅および位相と一致すること。

（Ａ２）ステップＳ１０３で得られた予想モデルに基づく回転角θ_Ｍにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの正弦波成分の振幅および位相が、コンピュータ装置に記憶されている実測の回転角θ_Ｍにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの正弦波成分の振幅および位相と一致すること。

コンピュータ装置は、２つの条件（Ａ１），（Ａ２）の少なくとも一方を満たさないとき、予測モデルから得られる回転角θ_Ｍに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθが、実測の回転角θに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθと一致しないと判定する（ステップＳ１０４でＮＯ）。

このとき、コンピュータ装置は、予測モデルの比例定数の値を変更し（ステップＳ１０５）、先のステップＳ１０２へ処理を移行する。コンピュータ装置は、予測モデルの比例定数の現在値に対して所定の値を加算または減算することにより、予測モデルの比例定数の値を変更する。ステップＳ１０２～ステップＳ１０５の処理は、先の２つの条件（Ａ１），（Ａ２）の両方が満たされるまで繰り返し実行される。

＜実施の形態の効果＞
本実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。
（１）ＭＰＵ３１ａは、モータ２０に供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより電気信号Ｓ１に対する補正値Ｓ２を演算し、補正値Ｓ２を使用して電気信号Ｓ１を補正する。モータに供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより、電気信号Ｓ１に対する補正値が得られるため、ＭＰＵ３１ａの演算負荷を低減することができる。また、補正値Ｓ２を使用して電気信号Ｓ１を補正することにより、電気信号Ｓ１から磁界の影響を除去することができる。磁界の影響が除去された補正後の電気信号Ｓ３を使用することにより、誤差Δθを含まない、より正確な回転角θを演算することができる。

なお、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１に対してローパスフィルタ処理を施すことにより、磁界の影響による電気信号Ｓ１の誤差成分を除去することが考えられる。しかし、ロータ２４の回転速度が遅いときには、電気信号Ｓ１が限りなく低周波の信号になる。また、応答速度も低下する。このため、ローパスフィルタのみでは、磁界の影響による電気信号Ｓ１の誤差成分を除去することができないおそれがある。

（２）補正値Ｓ２は、磁界の影響を受けることにより発生する電気信号Ｓ１の誤差成分である。ＭＰＵ３１ａは、電気信号Ｓ１から補正値Ｓ２を減算することにより、電気信号Ｓ１を補正する。電気信号Ｓ１から補正値Ｓ２を減算することにより、電気信号の誤差成分を除去することができる。また、電気信号Ｓ１から補正値Ｓ２を減算するだけでよいので、ＭＰＵ３１ａの演算負荷を低減することができる。

（３）電気信号Ｓ１は、正弦信号Ｓ_ｓｉｎと余弦信号Ｓ_ｃｏｓとを含んでいる。ＭＰＵ３１ａは、正弦信号Ｓ_ｓｉｎに対する第１の補正値Ｓ２１、および、余弦信号Ｓ_ｃｏｓに対する第２の補正値Ｓ２２を演算する。ＭＰＵ３１ａは、正弦信号Ｓ_ｓｉｎから第１の補正値Ｓ２１を減算することにより正弦信号Ｓ_ｓｉｎを補正する。すなわち、正弦信号Ｓ_ｓｉｎから第１の補正値Ｓ２１を減算することにより、磁界の影響による正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分を除去することができる。ＭＰＵ３１ａは、余弦信号Ｓ_ｃｏｓから第２の補正値Ｓ２２を減算することにより余弦信号Ｓ_ｃｏｓを補正する。すなわち、余弦信号Ｓ_ｃｏｓから第２の補正値Ｓ２２を減算することにより、磁界の影響による余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分を除去することができる。そして、ＭＰＵ３１ａは、磁界の影響が除去された正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび余弦信号Ｓ_ｃｏｓを使用することにより、より正確な回転角θを演算することができる。

（４）モータ２０の極対数が「Ｐｎ」であるとき、補正値Ｓ２は、電気信号Ｓ１の「Ｐn±１」次の誤差成分である。
モータ２０の極対数が「Ｐｎ」であるとき、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１には、Ｐｎ次の高調波が重畳する。Ｐｎ次の高調波が重畳した電気信号Ｓ１を使用して回転角θを演算すると、「Ｐｎ±１」次の誤差が発生する。この点、補正値Ｓ２を使用して電気信号Ｓ１を補正することにより、電気信号Ｓ１の「Ｐn±１」次の誤差成分を除去することができる。

なお、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの補正マップを使用して、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１を補正することが考えられる。この場合、演算周期毎に補正マップを参照して、電気信号Ｓ１の適切な振幅および位相を取得する。電気信号Ｓ１は、ロータ２４の回転角θに応じて、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖのサインテーブルを参照して補正される。サインテーブルは、たとえば、Ｒ_１ｓｉｎ｛（Ｐｎ－１）θ＋φ１｝、および、Ｒ_２ｓｉｎ｛（Ｐｎ＋１）θ＋φ２｝である。「Ｐｎ」は極対数、「Ｒ１，Ｒ２」は振幅、「φ１，φ２」は位相である。

しかし、この補正処理を実行する場合、ＭＰＵ３１ａの演算負荷が増加するおそれがある。また、メモリの消費量も増加するおそれがある。このため、より高性能なＭＰＵ３１ａが必要となることにより、製品コストの増加が懸念される。この点、本実施の形態によれば、三相の電流に応じた補正マップを作成する必要がない。また、新テーブルを参照する必要もない。このため、ＭＰＵ３１ａの演算負荷を低減することができる。また、メモリの使用量も抑えることができる。したがって、製品コストを低減することができる。

（５）比例定数の値は、モータ２０の電流値に比例するＰｎ次の高調波が重畳する電気信号Ｓ１を使用して回転角θを演算する予測モデルを使用して決定される。予測モデルから得られる回転角θの誤差Δθが、実際に計測される回転角θの誤差Δと一致するように、比例定数の値が設定される。このように、回転角θの予測モデルを使用することにより、比例定数の値を適切に設定することができる。

（６）回転角センサ３３は、磁気センサ４２を有している。磁気センサ４２は、モータ２０の出力軸２３の軸方向の端部に固定されたバイアス磁石４１に対して軸方向に対向するように、基板３１に設けられている。磁気センサ４２は、バイアス磁石４１の回転に伴う磁界の変化に応じた電気信号Ｓ１を生成する。磁気センサ４２、あるいは磁気センサが生成する電気信号Ｓ１は、モータ２０に供給される電流に起因して発生する磁界の影響を受けるおそれがある。このため、ＭＰＵ３１ａは、補正値Ｓ２を使用して電気信号Ｓ１を補正することにより、電気信号Ｓ１から磁界の影響を除去する機能を有することが好ましい。

（７）モータ２０は、電動パワーステアリング装置の駆動源であって、ステアリングホイールの操作を補助するためのアシスト力を発生するアシストモータである。電動パワーステアリング装置には、動作に対する信頼性が要求される。電気信号Ｓ１の補正機能を有する制御装置３０は、電動パワーステアリング装置に好適である。

＜他の実施の形態＞
本実施の形態は、つぎのように変更して実施してもよい。
・バッテリ５３からの直流電力は、バスバーを介して基板３１に供給される。このため、磁気センサ４２が、バスバーの周囲に形成される磁界の影響を受けるおそれがある。この直流電力に起因する電気信号Ｓ１の誤差成分も、本実施の形態と同様にして除去することができる。ただし、この場合、直流電流が余弦信号Ｓ_ｃｏｓおよび正弦信号Ｓ_ｓｉｎに与える影響を考慮するため、２つの比例定数を追加する必要がある。すなわち、合計８つの比例定数が必要となる。

・回転角センサ３３は、磁気式のレゾルバであってもよい。レゾルバは、磁気センサであって、モータ２０と同軸に設けられる。このため、レゾルバにより生成される電気信号が、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに起因して発生する磁界の影響を受けるおそれがある。

・モータ２０は、ステアリングホイールと転舵輪との間の動力伝達が分離されたステアバイワイヤ方式の操舵装置の駆動源であってもよい。たとえば、モータ２０は、ステアリングホイールに付与する操舵反力を発生する反力モータであってもよい。また、モータ２０は、転舵輪を転舵させるための転舵力を発生する転舵モータであってもよい。ステアバイワイヤ方式の操舵装置には、動作に対する信頼性が要求される。電気信号Ｓ１の補正機能を有する制御装置３０は、ステアバイワイヤ方式の操舵装置に好適である。

・モータ２０は、車両の操舵装置の駆動源にかぎらず、各種の機械装置の駆動源であってもよい。機械装置は、たとえばモータにより駆動する工作機械であってもよい。

２０…モータ
２３…出力軸
３０…制御装置（モータ制御装置）
３１…基板
３１ａ…ＭＰＵ（制御回路）
３３…回転角センサ
４１…バイアス磁石（永久磁石）
４２…磁気センサ
Ｍ_ＵＳ，Ｍ_ＶＳ，Ｍ_ＷＳ…正弦信号に対する比例定数
Ｍ_ＵＣ，Ｍ_ＶＣ，Ｍ_ＷＣ…余弦信号に対する比例定数
Ｓ１…電気信号
Ｓ２…補正値
Ｓ２１…第１の補正値
Ｓ２２…第２の補正値
Ｓ_ｓｉｎ…正弦信号
Ｓ_ｃｏｓ…余弦信号

Claims (8)

1. モータの出力軸に対して軸方向に対向する基板と、
   前記出力軸と同軸に設けられる回転角センサであって、前記出力軸の回転に応じた電気信号を生成する磁気式の回転角センサと、
   前記基板に設けられる制御回路であって、前記電気信号に基づき前記モータの回転角を演算し、前記回転角を使用して前記モータを制御する制御回路と、を備え、
   前記電気信号は、前記モータに供給される電流に起因して発生する磁界の影響を受け、
   前記制御回路は、前記モータに供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより前記電気信号に対する補正値を演算し、前記補正値を使用して前記電気信号を補正するように構成されるモータ制御装置。
2. 前記補正値は、前記磁界の影響を受けることにより発生する前記電気信号の誤差成分であって、
   前記制御回路は、前記電気信号から前記補正値を減算することにより、前記電気信号を補正するように構成される請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電気信号は、前記モータの回転に対して正弦状に変化する電気信号である正弦信号と、
   前記正弦信号に対して９０°だけ位相が遅れた電気信号である余弦信号と、を含み、
   前記制御回路は、前記正弦信号に対する第１の補正値、および、前記余弦信号に対する第２の補正値を演算し、
   前記正弦信号から前記第１の補正値を減算することにより前記正弦信号を補正するとともに、前記余弦信号から前記第２の補正値を減算することにより前記余弦信号を補正し、
   前記正弦信号および前記余弦信号に基づき逆正接値を演算することにより、前記回転角を演算するように構成される請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記モータの極対数が「Ｐn」であるとき、前記補正値は、前記電気信号の「Ｐn±１」次の誤差成分である請求項１～請求項３のうちいずれか一項に記載のモータ制御装置。
5. 前記比例定数の値は、前記モータの電流値に比例するＰｎ次の高調波が重畳する前記電気信号を使用して前記回転角を演算する予測モデルを使用して決定されるものであって、
   前記予測モデルから得られる前記回転角の誤差が、実際に計測される前記回転角の誤差と一致するように、前記比例定数の値が設定される請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記回転角センサは、前記出力軸の軸方向の端部に固定された磁石に対して軸方向に対向するように前記基板に設けられる磁気センサを有し、
   前記磁気センサは、前記磁石の回転に伴う磁界の変化に応じた電気信号を生成するように構成される請求項１～請求項５のうちいずれか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記モータは、電動パワーステアリング装置の駆動源であって、ステアリングホイールの操作を補助するためのアシスト力を発生するアシストモータである請求項１～請求項６のうちいずれか一項に記載のモータ制御装置。
8. 前記モータは、ステアバイワイヤ方式の操舵装置の駆動源であって、転舵輪を転舵させるための転舵力を発生する転舵モータ、または、ステアリングホイールに付与する操舵反力を発生する反力モータである請求項１～請求項６のうちいずれか一項に記載のモータ制御装置。

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