JP2023136019A - Motor controller - Google Patents

Abstract

To provide a motor controller capable of reducing an output error of a magnetic rotation angle sensor while suppressing an arithmetic operation load.SOLUTION: A controller 30 of a motor 20 comprises: a substrate facing an output shaft of the motor 20 in an axial direction; a magnetic rotation angle sensor 33 provided coaxially to the output shaft; and an MPU 31a provided on the substrate. The rotation angle sensor 33 generates an electric signal S1 along with rotation of the output shaft. The MPU 31a calculates a rotational angle θ of the motor 20 on the basis of the electric signal S1, and controls the motor 20 by using the rotational angle θ. The electric signal S1 is affected by a magnetic field generated due to currents Iu, Iv, Iw supplied to the motor 20. The MPU 31a multiplies values of the currents Iu, Iv, Iw supplied to the motor 20 by a defined proportional constant to calculate a correction value S2 for the electric signal S1, and corrects the electric signal S1 by using the correction value S2.SELECTED DRAWING: Figure 3

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device.

たとえば特許文献１のモータ制御装置は、センサ出力補正回路を有している。センサ出力補正回路は、モータに内蔵された磁極位置センサの出力情報を補正する。センサ出力補正回路は、磁極位置センサの出力信号、および、電流センサの出力信号を取り込む。電流センサの出力信号は、モータの固定子巻線に供給される３相電流の検知信号である。センサ出力補正回路は、電流センサの出力信号に基づきセンサ出力補正情報を生成し、このセンサ出力補正情報に基づき磁極位置センサの出力信号を補正する。これにより、モータの固定子巻線が発生する漏洩磁束の影響による、磁極位置センサの出力誤差を低減することができる。 For example, the motor control device disclosed in Patent Document 1 includes a sensor output correction circuit. The sensor output correction circuit corrects output information from a magnetic pole position sensor built into the motor. The sensor output correction circuit takes in the output signal of the magnetic pole position sensor and the output signal of the current sensor. The output signal of the current sensor is a detection signal of the three-phase current supplied to the stator winding of the motor. The sensor output correction circuit generates sensor output correction information based on the output signal of the current sensor, and corrects the output signal of the magnetic pole position sensor based on this sensor output correction information. Thereby, it is possible to reduce the output error of the magnetic pole position sensor due to the influence of leakage magnetic flux generated by the stator winding of the motor.

特開２００７－０４９８６２号公報Japanese Patent Application Publication No. 2007-049862

特許文献１のモータ制御装置は、電流センサの出力信号に基づきセンサ出力補正情報を、都度生成する必要がある。モータ制御装置には、演算負荷を抑えつつ、磁気位置センサの出力誤差を低減することが求められる。 The motor control device of Patent Document 1 needs to generate sensor output correction information each time based on the output signal of the current sensor. Motor control devices are required to reduce output errors of magnetic position sensors while suppressing calculation load.

上記課題を解決し得るモータ制御装置は、モータの出力軸に対して軸方向に対向する基板と、前記出力軸と同軸に設けられる回転角センサであって、前記出力軸の回転に応じた電気信号を生成する磁気式の回転角センサと、前記基板に設けられる制御回路であって、前記電気信号に基づき前記モータの回転角を演算し、前記回転角を使用して前記モータを制御する制御回路と、を備えている。前記電気信号は、前記モータに供給される電流に起因して発生する磁界の影響を受ける。前記制御回路は、前記モータに供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより前記電気信号に対する補正値を演算し、前記補正値を使用して前記電気信号を補正するように構成される。 A motor control device capable of solving the above problem includes a substrate facing the output shaft of the motor in the axial direction, and a rotation angle sensor provided coaxially with the output shaft. A magnetic rotation angle sensor that generates a signal, and a control circuit provided on the board, which calculates a rotation angle of the motor based on the electric signal and controls the motor using the rotation angle. It is equipped with a circuit. The electrical signal is influenced by a magnetic field generated due to the current supplied to the motor. The control circuit calculates a correction value for the electrical signal by multiplying the value of the current supplied to the motor by a predetermined proportionality constant, and uses the correction value to correct the electrical signal. configured to do so.

この構成によれば、モータに供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより、回転角センサにより生成される電気信号に対する補正値が演算される。比例定数をモータの電流値に乗算するだけ補正値が得られるため、制御回路の演算負荷を低減することができる。また、補正値を使用して回転角センサにより生成される電気信号を補正することにより、電気信号から磁界の影響を除去することができる。磁界の影響が除去された電気信号を使用することにより、より正確な回転角を演算することができる。 According to this configuration, the correction value for the electrical signal generated by the rotation angle sensor is calculated by multiplying the value of the current supplied to the motor by a predetermined proportionality constant. Since the correction value can be obtained by simply multiplying the motor current value by the proportionality constant, the calculation load on the control circuit can be reduced. Further, by correcting the electrical signal generated by the rotation angle sensor using the correction value, the influence of the magnetic field can be removed from the electrical signal. By using electrical signals from which the influence of the magnetic field has been removed, a more accurate rotation angle can be calculated.

上記のモータ制御装置において、前記補正値は、前記磁界の影響を受けることにより発生する前記電気信号の誤差成分であって、前記制御回路は、前記電気信号から前記補正値を減算することにより、前記電気信号を補正するように構成されてもよい。 In the above motor control device, the correction value is an error component of the electric signal generated due to the influence of the magnetic field, and the control circuit subtracts the correction value from the electric signal. The electrical signal may be configured to be corrected.

この構成によれば、電気信号から補正値を減算することにより、電気信号の誤差成分を除去することができる。電気信号から補正値を減算するだけでよいので、制御回路の演算負荷を低減することができる。 According to this configuration, the error component of the electrical signal can be removed by subtracting the correction value from the electrical signal. Since it is only necessary to subtract the correction value from the electrical signal, the calculation load on the control circuit can be reduced.

上記のモータ制御装置において、前記電気信号は、前記モータの回転に対して正弦状に変化する電気信号である正弦信号と、前記正弦信号に対して９０°だけ位相が遅れた電気信号である余弦信号と、を含んでいてもよい。この場合、前記制御回路は、前記正弦信号に対する第１の補正値、および、前記余弦信号に対する第２の補正値を演算するようにしてもよい。また、前記制御回路は、前記正弦信号から前記第１の補正値を減算することにより前記正弦信号を補正するとともに、前記余弦信号から前記第２の補正値を減算することにより前記余弦信号を補正するようにしてもよい。また、制御回路は、前記正弦信号および前記余弦信号に基づき逆正接値を演算することにより、前記回転角を演算するように構成されてもよい。 In the above motor control device, the electric signal includes a sine signal that is an electric signal that changes sinusoidally with respect to the rotation of the motor, and a cosine signal that is an electric signal whose phase is delayed by 90 degrees with respect to the sine signal. It may include a signal. In this case, the control circuit may calculate a first correction value for the sine signal and a second correction value for the cosine signal. Further, the control circuit corrects the sine signal by subtracting the first correction value from the sine signal, and corrects the cosine signal by subtracting the second correction value from the cosine signal. You may also do so. Further, the control circuit may be configured to calculate the rotation angle by calculating an arctangent value based on the sine signal and the cosine signal.

この構成によれば、正弦信号から第１の補正値を減算することにより、磁界の影響による正弦信号の誤差成分を除去することができる。また、余弦信号から第２の補正値を減算することにより、磁界の影響による余弦信号の誤差成分を除去することができる。また、磁界の影響が除去された正弦信号および余弦信号を使用することにより、より正確な回転角を演算することができる。 According to this configuration, by subtracting the first correction value from the sine signal, it is possible to remove the error component of the sine signal due to the influence of the magnetic field. Furthermore, by subtracting the second correction value from the cosine signal, it is possible to remove error components of the cosine signal due to the influence of the magnetic field. Further, by using the sine signal and cosine signal from which the influence of the magnetic field has been removed, a more accurate rotation angle can be calculated.

上記のモータ制御装置において、前記モータの極対数が「Ｐｎ」であるとき、前記補正値は、前記電気信号の「Ｐn±１」次の誤差成分であってもよい。
モータの極対数が「Ｐｎ」であるとき、回転角センサにより生成される電気信号には、Ｐｎ次の高調波が重畳する。Ｐｎ次の高調波が重畳した電気信号を使用して回転角を演算すると、「Ｐｎ±１」次の誤差が発生する。上記の構成によれば、補正値を使用して電気信号を補正することにより、電気信号の「Ｐn±１」次の誤差成分を除去することができる。 In the above motor control device, when the number of pole pairs of the motor is "Pn", the correction value may be an error component of "Pn±1" order of the electric signal.
When the number of pole pairs of the motor is "Pn", Pn-order harmonics are superimposed on the electrical signal generated by the rotation angle sensor. When a rotation angle is calculated using an electrical signal on which Pn-order harmonics are superimposed, an error of "Pn±1" order occurs. According to the above configuration, by correcting the electrical signal using the correction value, it is possible to remove the "Pn±1" order error component of the electrical signal.

上記のモータ制御装置において、前記比例定数の値は、前記モータの電流値に比例するＰｎ次の高調波が重畳する前記電気信号を使用して前記回転角を演算する予測モデルを使用して決定されるものであってもよい。この場合、前記予測モデルから得られる前記回転角の誤差が、実際に計測される前記回転角の誤差と一致するように、前記比例定数の値が設定されることが好ましい。 In the above motor control device, the value of the proportionality constant is determined using a prediction model that calculates the rotation angle using the electrical signal on which a Pn-order harmonic proportional to the current value of the motor is superimposed. It may be something that is done. In this case, it is preferable that the value of the proportionality constant is set so that the error in the rotation angle obtained from the prediction model matches the error in the rotation angle actually measured.

この構成によれば、回転角の予測モデルを使用することにより、比例定数の値を適切に設定することができる。
上記のモータ制御装置において、前記回転角センサは、前記出力軸の軸方向の端部に固定された磁石に対して軸方向に対向するように前記基板に設けられる磁気センサを有し、前記磁気センサは、前記磁石の回転に伴う磁界の変化に応じた電気信号を生成するように構成されてもよい。 According to this configuration, the value of the proportionality constant can be appropriately set by using the rotation angle prediction model.
In the above motor control device, the rotation angle sensor includes a magnetic sensor provided on the substrate so as to be axially opposed to a magnet fixed to an axial end of the output shaft, and The sensor may be configured to generate an electrical signal responsive to changes in the magnetic field as the magnet rotates.

この構成によれば、磁気センサ、あるいは磁気センサが生成する電気信号は、モータに供給される電流に起因して発生する磁界の影響を受けるおそれがある。このため、制御回路は、補正値を使用して磁気センサにより生成される電気信号を補正することにより、電気信号から磁界の影響を除去する機能を有することが好ましい。 According to this configuration, the magnetic sensor or the electric signal generated by the magnetic sensor may be affected by the magnetic field generated due to the current supplied to the motor. Therefore, it is preferable that the control circuit has a function of removing the influence of the magnetic field from the electrical signal by correcting the electrical signal generated by the magnetic sensor using the correction value.

上記のモータ制御装置において、前記モータは、電動パワーステアリング装置の駆動源であって、ステアリングホイールの操作を補助するためのアシスト力を発生するアシストモータであってもよい。 In the above motor control device, the motor may be an assist motor that is a drive source of an electric power steering device and generates an assist force for assisting operation of a steering wheel.

電動パワーステアリング装置には、動作に対する信頼性が要求される。電気信号の補正機能を有する上記のモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置に好適である。
上記のモータ制御装置において、前記モータは、ステアバイワイヤ方式の操舵装置の駆動源であって、転舵輪を転舵させるための転舵力を発生する転舵モータ、または、ステアリングホイールに付与する操舵反力を発生する反力モータであってもよい。 Electric power steering devices are required to have operational reliability. The above motor control device having an electric signal correction function is suitable for an electric power steering device.
In the above motor control device, the motor is a drive source of a steer-by-wire steering device, and is a steering motor that generates a steering force for steering steering wheels, or a steering motor that generates a steering force for steering steering wheels, or a steering motor that generates a steering force for steering steering wheels. It may also be a reaction force motor that generates a reaction force.

ステアバイワイヤ方式の操舵装置には、動作に対する信頼性が要求される。電気信号の補正機能を有する上記のモータ制御装置は、ステアバイワイヤ方式の操舵装置に好適である。 Steer-by-wire steering devices are required to have operational reliability. The above motor control device having an electric signal correction function is suitable for a steer-by-wire steering device.

本発明のモータ制御装置によれば、演算負荷を抑えつつ、磁気式の回転角センサの出力誤差を低減することができる。 According to the motor control device of the present invention, it is possible to reduce the output error of the magnetic rotation angle sensor while suppressing the calculation load.

モータ制御装置の一実施の形態を含むモータ装置の断面図。1 is a sectional view of a motor device including an embodiment of a motor control device. 一実施の形態にかかる回転角センサの斜視図。FIG. 1 is a perspective view of a rotation angle sensor according to an embodiment. モータ制御装置の一実施の形態の電気的構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the electrical configuration of an embodiment of a motor control device. モータの回転角に対する角度誤差の一例を示すグラフである。It is a graph which shows an example of the angle error with respect to the rotation angle of a motor. モータの回転角の補正処理に使用する比例定数の設定方法を示すフローチャートである。7 is a flowchart illustrating a method of setting a proportionality constant used in correction processing of a rotation angle of a motor.

以下、モータ制御装置の一実施の形態を説明する。
モータ制御装置は、モータの駆動を制御する。モータは、三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のブラシレスモータであって、たとえば車両の電動パワーステアリング装置の動力源として使用される。モータは、ステアリングホイールの操作を補助するためのアシスト力を発生するアシストモータである。 An embodiment of a motor control device will be described below.
The motor control device controls driving of the motor. The motor is a three-phase (U, V, W) brushless motor, and is used, for example, as a power source for an electric power steering device of a vehicle. The motor is an assist motor that generates an assist force to assist the operation of the steering wheel.

＜モータ装置＞
図１に示すように、モータ装置１０は、モータ２０および制御装置３０を有している。モータ２０と制御装置３０とは、一体的に設けられている。 <Motor device>
As shown in FIG. 1, the motor device 10 includes a motor 20 and a control device 30. The motor 20 and the control device 30 are provided integrally.

モータ２０は、円筒状のハウジング２１、ステータ２２、出力軸２３、およびロータ２４を有している。ステータ２２は、円筒状のステータコア２２ａ、およびステータコア２２ａに設けられたステータコイル２２ｂを有している。ステータコア２２ａは、ハウジング２１の内周面に対して嵌められた状態で固定されている。出力軸２３は、２つの軸受２３ａ，２３ｂを介してハウジング２１に対して回転可能に支持されている。出力軸２３の２つの端部は、それぞれハウジング２１を軸方向に貫通している。ロータ２４は、ステータ２２の内部に設けられている。ロータ２４は、出力軸２３の外周面に固定された円柱状のロータコア２４ａ、およびロータコア２４ａの表面に固定された円筒状の永久磁石２４ｂを有している。 The motor 20 has a cylindrical housing 21, a stator 22, an output shaft 23, and a rotor 24. The stator 22 has a cylindrical stator core 22a and a stator coil 22b provided in the stator core 22a. The stator core 22a is fixed and fitted onto the inner peripheral surface of the housing 21. The output shaft 23 is rotatably supported by the housing 21 via two bearings 23a and 23b. The two ends of the output shaft 23 each pass through the housing 21 in the axial direction. The rotor 24 is provided inside the stator 22. The rotor 24 has a cylindrical rotor core 24a fixed to the outer peripheral surface of the output shaft 23, and a cylindrical permanent magnet 24b fixed to the surface of the rotor core 24a.

制御装置３０は、基板３１、回転角センサ３３およびカバー３４を有している。カバー３４は、円筒状である。カバー３４の一端は、軸方向に開口している。カバー３４は、その開口をハウジング２１へ向けた状態で、ハウジング２１の第１の端部（図１中の上端部）に固定されている。カバー３４の内部には、基板３１および回転角センサ３３がそれぞれ収容されている。基板３１は、出力軸２３の軸線に対して直交する姿勢で、カバー３４に固定されている。基板３１は、出力軸２３の第１の端部に対して、軸方向に対向している。第１の端部は、カバー３４の内部に位置する出力軸２３の端部である。出力軸２３の第２の端部は、ハウジング２１の第２の端部を軸方向に貫通している。 The control device 30 includes a substrate 31, a rotation angle sensor 33, and a cover 34. The cover 34 has a cylindrical shape. One end of the cover 34 is open in the axial direction. The cover 34 is fixed to the first end (the upper end in FIG. 1) of the housing 21 with its opening facing toward the housing 21. A substrate 31 and a rotation angle sensor 33 are housed inside the cover 34, respectively. The board 31 is fixed to the cover 34 in a position perpendicular to the axis of the output shaft 23 . The substrate 31 faces the first end of the output shaft 23 in the axial direction. The first end is the end of the output shaft 23 located inside the cover 34. The second end of the output shaft 23 passes through the second end of the housing 21 in the axial direction.

基板３１は、ＭＰＵ（microprocessing unit）３１ａ、およびインバータ回路３１ｂを有している。インバータ回路３１ｂは、複数のスイッチング素子を有する。これらスイッチング素子がＭＰＵ３１ａにより生成されるスイッチング指令に基づきスイッチングすることにより三相の交流電力が生成される。当該生成される交流電力は、図示しない給電経路を介して三相各相のステータコイル２２ｂに供給される。回転角センサ３３は、ロータ２４の回転角を検出する。ロータ２４の回転角は、モータ２０の回転角である。ＭＰＵ３１ａは、回転角センサ３３を通じて検出されるロータ２４の回転角に基づき、インバータ回路３１ｂに対するスイッチング指令を生成する。スイッチング指令は、モータ２０の駆動を制御するためのモータ制御信号である。 The board 31 includes an MPU (microprocessing unit) 31a and an inverter circuit 31b. Inverter circuit 31b has a plurality of switching elements. Three-phase AC power is generated by switching these switching elements based on switching commands generated by the MPU 31a. The generated AC power is supplied to the stator coils 22b of each of the three phases via a power supply path (not shown). The rotation angle sensor 33 detects the rotation angle of the rotor 24. The rotation angle of the rotor 24 is the rotation angle of the motor 20. The MPU 31a generates a switching command for the inverter circuit 31b based on the rotation angle of the rotor 24 detected through the rotation angle sensor 33. The switching command is a motor control signal for controlling the drive of the motor 20.

＜回転角センサ＞
つぎに、回転角センサ３３の構成を説明する。回転角センサ３３は、磁気式である。
図１に示すように、回転角センサ３３は、円柱状のバイアス磁石４１および磁気センサ４２を有している。磁気センサ４２は、たとえばＭＲセンサ（磁気抵抗効果センサ）である。バイアス磁石４１は、出力軸２３の第１の端部に固定されている。磁気センサ４２は、基板３１に設けられている。磁気センサ４２は、バイアス磁石４１に対して軸方向に対向している。 <Rotation angle sensor>
Next, the configuration of the rotation angle sensor 33 will be explained. The rotation angle sensor 33 is of a magnetic type.
As shown in FIG. 1, the rotation angle sensor 33 includes a cylindrical bias magnet 41 and a magnetic sensor 42. The magnetic sensor 42 is, for example, an MR sensor (magnetoresistive sensor). Bias magnet 41 is fixed to the first end of output shaft 23 . The magnetic sensor 42 is provided on the substrate 31. The magnetic sensor 42 faces the bias magnet 41 in the axial direction.

図２に示すように、バイアス磁石４１は、その半径方向にＮ極およびＳ極が着磁された２極の永久磁石である。バイアス磁石４１によって、磁気センサ４２にはＮ極からＳ極へ向かう実線の矢印４３で示される方向の磁界が付与される。たとえば出力軸２３が図中の位置から矢印４４で示される方向へ向けて回転角θだけ回転したとき、バイアス磁石４１も矢印４４で示される方向へ向けて回転角θだけ回転する。これにより、磁気センサ４２に付与されるバイアス磁界の向きが、実線の矢印４３で示される方向から軸線Ｏを中心として回転角θだけ回転した一点鎖線の矢印４５で示される方向に変化する。このように、磁気センサ４２に付与される磁界の方向は、出力軸２３の回転角θに応じて変化する。磁気センサ４２は、バイアス磁界の向きに応じた電気信号を生成する。ＭＰＵ３１ａは、磁気センサ４２により生成される電気信号に基づき、出力軸２３、すなわちロータ２４の回転角θを演算する。 As shown in FIG. 2, the bias magnet 41 is a two-pole permanent magnet with an N pole and an S pole magnetized in the radial direction. The bias magnet 41 applies a magnetic field to the magnetic sensor 42 in the direction indicated by a solid arrow 43 from the north pole to the south pole. For example, when the output shaft 23 rotates by a rotation angle θ from the position shown in the figure in the direction indicated by the arrow 44, the bias magnet 41 also rotates by the rotation angle θ in the direction indicated by the arrow 44. As a result, the direction of the bias magnetic field applied to the magnetic sensor 42 changes from the direction shown by the solid arrow 43 to the direction shown by the dashed-dotted arrow 45, which is rotated by the rotation angle θ about the axis O. In this way, the direction of the magnetic field applied to the magnetic sensor 42 changes depending on the rotation angle θ of the output shaft 23. The magnetic sensor 42 generates an electrical signal depending on the direction of the bias magnetic field. The MPU 31a calculates the rotation angle θ of the output shaft 23, that is, the rotor 24, based on the electric signal generated by the magnetic sensor 42.

＜制御装置の電気的構成＞
つぎに、制御装置３０の電気的構成について説明する。
図３に示すように、制御装置３０は、ＭＰＵ３１ａおよびインバータ回路３１ｂを有している。また、制御装置３０は、メモリ（図示略）を有している。メモリは、コンピュータ（ここでは、ＭＰＵ３１ａ）により読み取り可能とされた媒体であって、コンピュータに対する処理あるいは命令を記述したプログラムを記憶している。メモリは、ＲＡＭ（random access memory）およびＲＯＭ（read only memory）を含む。 <Electrical configuration of control device>
Next, the electrical configuration of the control device 30 will be explained.
As shown in FIG. 3, the control device 30 includes an MPU 31a and an inverter circuit 31b. Further, the control device 30 has a memory (not shown). The memory is a medium readable by a computer (in this case, the MPU 31a), and stores a program that describes processing or instructions for the computer. Memory includes RAM (random access memory) and ROM (read only memory).

インバータ回路３１ｂは、モータ駆動回路である。インバータ回路３１ｂの電力変換方式は、ＰＷＭ（pulse width modulation）方式である。インバータ回路３１ｂは、直列に接続された一対のスイッチング素子を含む３つのアームを有している。スイッチング素子は、たとえば電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：field effect transistor）である。各アームは、三相の各相に対応する。３つのアームは、並列に接続されている。ＭＰＵ３１ａが生成するスイッチング指令は、各スイッチング素子のデューティ比を規定する。スイッチング指令は、各スイッチング素子のゲート端子に印加される。スイッチング指令に応答して各スイッチング素子がオンオフすることにより、車載されるバッテリ５３の直流電圧が三相の交流電力に変換される。交流電力は、モータ２０に供給される。交流電力は、モータ２０の駆動電力である。 The inverter circuit 31b is a motor drive circuit. The power conversion method of the inverter circuit 31b is a PWM (pulse width modulation) method. The inverter circuit 31b has three arms including a pair of switching elements connected in series. The switching element is, for example, a field effect transistor (FET). Each arm corresponds to each of the three phases. The three arms are connected in parallel. The switching command generated by the MPU 31a defines the duty ratio of each switching element. A switching command is applied to the gate terminal of each switching element. By turning on and off each switching element in response to a switching command, the DC voltage of the battery 53 mounted on the vehicle is converted into three-phase AC power. AC power is supplied to motor 20. The alternating current power is the driving power for the motor 20.

ＭＰＵ３１ａは、メモリに記憶されたプログラムを、定められた演算周期で実行することによって各種の制御を実行する制御回路あるいは処理部である。ＭＰＵ３１ａは、車載のトルクセンサ（図示略）を通じて検出される操舵トルクＴｈ、および、車載の車速センサ（図示略）を通じて検出される車速Ｖを取り込む。また、ＭＰＵ３１ａは、３つの電流センサ５４ｕ，５４ｖ，５４ｗを通じて検出されるモータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を取り込む。電流センサ５４ｕ，５４ｖ，５４ｗは、インバータ回路３１ｂとモータ２０との間の給電経路に設けられている。また、ＭＰＵ３１ａは、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１を取り込む。ＭＰＵ３１ａは、電気信号Ｓ１を使用して、ロータ２４の回転角θを演算する。 The MPU 31a is a control circuit or a processing unit that executes various controls by executing a program stored in a memory at a predetermined calculation cycle. The MPU 31a takes in a steering torque Th detected through a vehicle-mounted torque sensor (not shown) and a vehicle speed V detected through a vehicle-mounted vehicle speed sensor (not shown). Furthermore, the MPU 31a takes in the values of the currents Iu, Iv, and Iw of each of the three phases of the motor 20 detected through the three current sensors 54u, 54v, and 54w. Current sensors 54u, 54v, and 54w are provided on a power supply path between inverter circuit 31b and motor 20. Furthermore, the MPU 31a takes in the electrical signal S1 generated by the rotation angle sensor 33. The MPU 31a calculates the rotation angle θ of the rotor 24 using the electric signal S1.

ＭＰＵ３１ａは、操舵トルクＴｈ、車速Ｖ、モータ２０の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値、およびロータ２４の回転角θに基づき、モータ２０への給電を制御する。ＭＰＵ３１ａは、たとえば、ステアリングホイールの操作状態、あるいは車両の走行状態に応じた適切なアシスト力が得られるように、モータ２０への給電を制御する。制御装置３０は、２相の回転座標系であるｄｑ座標系で記述されるベクトル制御によりモータ２０を制御する。 The MPU 31a controls power supply to the motor 20 based on the steering torque Th, the vehicle speed V, the values of the currents Iu, Iv, and Iw of the motor 20, and the rotation angle θ of the rotor 24. The MPU 31a controls power supply to the motor 20 so that an appropriate assist force is obtained depending on, for example, the operating state of the steering wheel or the driving state of the vehicle. The control device 30 controls the motor 20 by vector control described in a dq coordinate system, which is a two-phase rotational coordinate system.

＜ＭＰＵの詳細構成＞
つぎに、ＭＰＵ３１ａの構成を詳細に説明する。
図２に示されるように、ＭＰＵ３１ａは、回転角演算部６１、回転速度演算部６２、電流指令値演算部６３、三相／二相座標変換部６４、フィードバック制御部６５、二相／三相座標変換部６６、および制御信号生成部６７を有している。 <Detailed configuration of MPU>
Next, the configuration of the MPU 31a will be explained in detail.
As shown in FIG. 2, the MPU 31a includes a rotation angle calculation section 61, a rotation speed calculation section 62, a current command value calculation section 63, a three-phase/two-phase coordinate conversion section 64, a feedback control section 65, a two-phase/three-phase It has a coordinate conversion section 66 and a control signal generation section 67.

回転角演算部６１は、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１に基づき、ロータ２４の回転角θを演算する。電気信号Ｓ１は、正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび余弦信号Ｓ_ｃｏｓを含む。 The rotation angle calculating section 61 calculates the rotation angle θ of the rotor 24 based on the electric signal S1 generated by the rotation angle sensor 33. The electrical signal S1 includes a sine signal S _sin and a cosine signal S _cos .

正弦信号Ｓ_ｓｉｎは、ロータ２４の回転角θに対して、正弦状に変化する電気信号であって、つぎの数式（１）で表される。 The sine signal S _sin is an electric signal that changes sinusoidally with respect to the rotation angle θ of the rotor 24, and is expressed by the following equation (1).

ただし、「Ｒ」は振幅である。
余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、正弦信号Ｓ_ｓｉｎに対して９０°だけ位相が遅れた電気信号であって、つぎの数式（２）で表される。 However, "R" is the amplitude.
The cosine signal S _cos is an electrical signal whose phase is delayed by 90° with respect to the sine signal S _sin , and is expressed by the following equation (2).

ただし、「Ｒ」は振幅である。
回転角演算部６１は、つぎの数式（３）で表されるように、正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび余弦信号Ｓ_ｃｏｓに基づき逆正接値を演算することによりロータ２４の回転角θを演算する。 However, "R" is the amplitude.
The rotation angle calculation unit 61 calculates the rotation angle θ of the rotor 24 by calculating an arctangent value based on the sine signal S _sin and the cosine signal S _cos , as expressed by the following equation (3).

ただし、「Ａｔａｎ」は、「Ａｒｃｔａｎ」を略記したものであって、逆正接関数であることを示す。
回転速度演算部６２は、微分器であって、回転角演算部６１により演算されるロータ２４の回転角θを時間で微分することによりロータ２４の回転速度ωを演算する。 However, "Atan" is an abbreviation of "Arctan" and indicates an arctangent function.
The rotational speed calculation unit 62 is a differentiator, and calculates the rotational speed ω of the rotor 24 by differentiating the rotational angle θ of the rotor 24 calculated by the rotational angle calculation unit 61 with respect to time.

電流指令値演算部６３は、ｑ軸電流指令値演算部７１およびｄ軸電流指令値演算部７２を有している。
ｑ軸電流指令値演算部７１は、トルクセンサを通じて検出される操舵トルクＴｈおよび車速センサを通じて検出される車速Ｖに基づき、基本アシストトルクを演算する。ｑ軸電流指令値演算部７１は、操舵トルクＴｈの絶対値が大きいほど、また車速Ｖが遅いほど、より絶対値の大きい目標アシストトルクを演算する。また、ｑ軸電流指令値演算部７１は、回転速度演算部６２により演算されるロータ２４の回転速度ωを使用して、基本アシストトルクに対する補償値を演算する。補償値は、たとえば、操舵角に比例して大きくなるステアリングホイールの中立位置への復帰力と、ロータ２４の回転速度ωに比例して大きくなるステアリングホイールの回転に対する抵抗力に対応した戻しトルクとの和である。ｑ軸電流指令値演算部７１は、基本アシストトルクと補償値との和を目標アシストトルクとして設定する。ｑ軸電流指令値演算部７１は、目標アシストトルクをトルク定数で除算することにより、ｄｑ座標系におけるｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を演算する。 The current command value calculation section 63 has a q-axis current command value calculation section 71 and a d-axis current command value calculation section 72.
The q-axis current command value calculation unit 71 calculates the basic assist torque based on the steering torque Th detected through the torque sensor and the vehicle speed V detected through the vehicle speed sensor. The q-axis current command value calculating section 71 calculates a target assist torque having a larger absolute value as the absolute value of the steering torque Th becomes larger and as the vehicle speed V becomes slower. Furthermore, the q-axis current command value calculation unit 71 uses the rotational speed ω of the rotor 24 calculated by the rotational speed calculation unit 62 to calculate a compensation value for the basic assist torque. The compensation value is, for example, a force for returning the steering wheel to the neutral position, which increases in proportion to the steering angle, and a return torque corresponding to a resistance force against rotation of the steering wheel, which increases in proportion to the rotational speed ω of the rotor 24. is the sum of The q-axis current command value calculation unit 71 sets the sum of the basic assist torque and the compensation value as the target assist torque. The q-axis current command value calculation unit 71 calculates the q-axis current command value Iq ^* in the dq coordinate system by dividing the target assist torque by the torque constant.

ｄ軸電流指令値演算部７２は、回転速度演算部６２により演算されるロータ２４の回転速度ωに基づき、ｄｑ座標系におけるｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を演算する。ｄ軸電流指令値演算部７２は、ロータ２４の回転速度ωに応じてｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を負の値とする弱め界磁制御を実行する。詳述すると、ロータ２４の回転速度ωが増大するにつれて各相のステータコイル２２ｂに生ずる誘起電圧（逆起電力）が増大する。しかし、ロータ２４の回転速度には上限（基底速度）がある。そこで、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を負の値、すなわち負方向のｄ軸電流を流すことにより、ｄ軸電機子反作用による減磁起磁力を利用してｄ軸方向の磁束を減少させて誘起電圧を低く抑えることが可能である。これにより、基底速度を超えた高速領域までロータ２４の運転範囲（回転領域）を拡張することが可能となる。 The d-axis current command value calculation unit 72 calculates the d-axis current command value Id ^* in the dq coordinate system based on the rotational speed ω of the rotor 24 calculated by the rotational speed calculation unit 62. The d-axis current command value calculation unit 72 executes field-weakening control in which the d-axis current command value Id ^* is set to a negative value in accordance with the rotational speed ω of the rotor 24. Specifically, as the rotational speed ω of the rotor 24 increases, the induced voltage (back electromotive force) generated in the stator coil 22b of each phase increases. However, the rotational speed of the rotor 24 has an upper limit (base speed). Therefore, by setting the d-axis current command value Id ^* to a negative value, that is, by passing the d-axis current in the negative direction, the magnetic flux in the d-axis direction is reduced and induced using the demagnetizing magnetomotive force caused by the d-axis armature reaction. It is possible to keep the voltage low. This makes it possible to extend the operating range (rotation range) of the rotor 24 to a high speed range exceeding the base speed.

三相／二相座標変換部６４は、回転角演算部６１により演算されるロータ２４の回転角θ、および電流センサ５４ｕ，５４ｖ，５４ｗを通じて検出されるモータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を取り込む。三相／二相座標変換部６４は、ロータ２４の回転角θに基づき、モータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値をｄｑ座標系における二相の電流であるｑ軸電流値Ｉｑおよびｄ軸電流値Ｉｄに変換する。 The three-phase/two-phase coordinate conversion unit 64 calculates the rotation angle θ of the rotor 24 calculated by the rotation angle calculation unit 61, and the current Iu of each of the three phases of the motor 20 detected through the current sensors 54u, 54v, and 54w. Take in the values of Iv and Iw. The three-phase/two-phase coordinate conversion unit 64 converts the values of the currents Iu, Iv, and Iw of the three phases of the motor 20 into q-axis currents, which are two-phase currents in the dq coordinate system, based on the rotation angle θ of the rotor 24. It is converted into a value Iq and a d-axis current value Id.

フィードバック制御部６５は、電流指令値演算部６３により演算されるｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊およびｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を取り込む。また、フィードバック制御部６５は、三相／二相座標変換部６４により演算されるｑ軸電流値Ｉｑおよびｄ軸電流値Ｉｄを取り込む。フィードバック制御部６５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｑ軸電流値Ｉｑとの差の値であるｑ軸電流偏差、ならびにｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｄ軸電流値Ｉｄとの差の値であるｄ軸電流偏差を演算する。フィードバック制御部６５は、ｑ軸電流値Ｉｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に追従させるべくｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を演算する。フィードバック制御部６５は、ｄ軸電流値Ｉｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊に追従させるべくｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を演算する。フィードバック制御部６５は、たとえばｑ軸電流偏差およびｄ軸電流偏差に所定のフィードバックゲインを乗ずることによってｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を演算する。 The feedback control unit 65 takes in the q-axis current command value Iq ^* and the d-axis current command value Id ^* calculated by the current command value calculation unit 63. Further, the feedback control unit 65 takes in the q-axis current value Iq and the d-axis current value Id calculated by the three-phase/two-phase coordinate conversion unit 64. The feedback control unit 65 controls the q-axis current deviation, which is the difference between the q-axis current command value Iq ^* and the q-axis current value Iq, and the difference between the d-axis current command value Id ^* and the d-axis current value Id. The d-axis current deviation is calculated. Feedback control unit 65 calculates q-axis voltage command value Vq ^{* in order to cause q-axis current value Iq to follow q-axis current command value Iq* .} Feedback control unit 65 calculates d-axis voltage command value Vd ^{* in order to cause d-axis current value Id to follow d-axis current command value Id* .} The feedback control unit 65 calculates the q-axis voltage command value Vq ^* and the d-axis voltage command value Vd ^* by multiplying the q-axis current deviation and the d-axis current deviation by a predetermined feedback gain, for example.

二相／三相座標変換部６６は、フィードバック制御部６５により演算されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を取り込む。二相／三相座標変換部６６は、回転角演算部６１により演算されるロータ２４の回転角θに応じてｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を３相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する。 The two-phase/three-phase coordinate conversion section 66 takes in the q-axis voltage command value Vq ^* and the d-axis voltage command value Vd ^* calculated by the feedback control section 65. The two-phase/three-phase coordinate conversion unit 66 converts the q-axis voltage command value Vq ^* and the d-axis voltage command value Vd ^* into three-phase voltage commands according to the rotation angle θ of the rotor 24 calculated by the rotation angle calculation unit 61. Convert to values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* .

制御信号生成部６７は、二相／三相座標変換部６６により演算される三相の電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を取り込む。制御信号生成部６７は、電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に基づき、モータ制御信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを生成する。モータ制御信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗは、電圧指令値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に対応するデューティ比を有するＰＷＭ信号である。これらモータ制御信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗに基づきインバータ回路３１ｂの各スイッチング素子がスイッチング動作を行うことにより、目標アシストトルクに応じた電流がモータ２０へ供給される。 The control signal generation section 67 takes in the three-phase voltage command values Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* calculated by the two-phase/three-phase coordinate conversion section 66. Control signal generation section 67 generates motor control signals Du, Dv, and Dw based on voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* . Motor control signals Du, Dv, and Dw are PWM signals having duty ratios corresponding to voltage command values Vu ^* , Vv ^* , and Vw ^* . Each switching element of the inverter circuit 31b performs a switching operation based on these motor control signals Du, Dv, and Dw, so that a current corresponding to the target assist torque is supplied to the motor 20.

＜磁界の影響＞
モータ装置は、つぎの懸念事項を有する。
モータ２０の三相各相のステータコイル２２ｂは、三相各相のバスバーを介して、基板３１に接続されている。三相各相のバスバーは、基板３１に設けられるパターン配線を介して、インバータ回路３１ｂの三相各相のアームに接続されている。バスバーおよびパターン配線は、インバータ回路３１ｂとモータ２０との間の給電経路を構成する。インバータ回路３１ｂおよび給電経路の周囲には、電流の値に比例する磁界が発生する。 <Effect of magnetic field>
The motor device has the following concerns.
The stator coils 22b of each of the three phases of the motor 20 are connected to the board 31 via the bus bars of each of the three phases. The bus bars for each of the three phases are connected to the arms for each of the three phases of the inverter circuit 31b via pattern wiring provided on the board 31. The bus bar and the pattern wiring constitute a power feeding path between the inverter circuit 31b and the motor 20. A magnetic field proportional to the current value is generated around the inverter circuit 31b and the power supply path.

インバータ回路３１ｂおよび給電経路には、大電流が流れるため、インバータ回路３１ｂおよび給電経路の周囲には、より強い磁界が発生する。このため、たとえば制御装置３０の小型化に伴い、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路が回転角センサ３３（磁気センサ４２およびバイアス磁石４１）の近傍に位置する場合、磁気センサ４２がインバータ回路３１ｂあるいは給電経路の周囲に形成される磁界の影響を受けるおそれがある。 Since a large current flows through the inverter circuit 31b and the power supply path, a stronger magnetic field is generated around the inverter circuit 31b and the power supply path. Therefore, for example, as the control device 30 becomes smaller, if the inverter circuit 31b or the power supply path is located near the rotation angle sensor 33 (magnetic sensor 42 and bias magnet 41), the magnetic sensor 42 may be affected by the magnetic field formed around the

たとえばバイアス磁石４１からの理想的な磁束以外にも、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束が磁気センサ４２に印加されることが考えられる。また、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束がバイアス磁石４１からの磁束に干渉することによって、バイアス磁石４１の磁界が歪められることも考えられる。この場合、磁気センサ４２を通じて検出されるロータ２４の回転角θと実際の回転角θとの間に誤差が生じることが懸念される。 For example, in addition to the ideal magnetic flux from the bias magnet 41, magnetic flux from the inverter circuit 31b or the power supply path may be applied to the magnetic sensor 42. It is also conceivable that the magnetic flux from the inverter circuit 31b or the power supply path interferes with the magnetic flux from the bias magnet 41, thereby distorting the magnetic field of the bias magnet 41. In this case, there is a concern that an error may occur between the rotation angle θ of the rotor 24 detected through the magnetic sensor 42 and the actual rotation angle θ.

図２に示すように、たとえば、出力軸２３が図中の位置から矢印４４で示される方向へ向けて回転角θだけ回転したとき、本来であれば磁気センサ４２に付与されるバイアス磁界の向きは実線の矢印４３で示される方向から軸線Ｏを中心として回転角θだけ回転した一点鎖線の矢印４５で示される方向に変化する。 As shown in FIG. 2, for example, when the output shaft 23 is rotated by a rotation angle θ from the position shown in the figure in the direction indicated by the arrow 44, the direction of the bias magnetic field that would normally be applied to the magnetic sensor 42 is changes from the direction shown by the solid arrow 43 to the direction shown by the dashed-dotted arrow 45, which is rotated by the rotation angle θ about the axis O.

しかし、磁気センサ４２あるいはバイアス磁石４１からの理想的な磁束が、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響を受ける場合、磁気センサ４２に付与されるバイアス磁界の向きは矢印４５で示される本来の方向ではなく、たとえば、二点鎖線の矢印４６で示される方向となる。この矢印４６で示される方向は、図２に実線の矢印４３で示される方向から回転角θよりも大きな回転角θ１だけ回転した方向になることもあるし、回転角θよりも小さな回転角θ２だけ回転した方向になることもある。このため、磁気センサ４２は本来の回転角θではなく、回転角θ１または回転角θ２に応じた電気信号を生成する。したがって、ＭＰＵ３１ａは、回転角θ１または回転角θ２に応じた電気信号に基づき、誤ったロータ２４の回転角θ１または回転角θ２を演算する。 However, if the ideal magnetic flux from the magnetic sensor 42 or the bias magnet 41 is influenced by the magnetic flux from the inverter circuit 31b or the power supply path, the direction of the bias magnetic field applied to the magnetic sensor 42 will change from the original direction indicated by the arrow 45. For example, the direction is not the direction shown by the dashed double-dashed arrow 46. The direction indicated by this arrow 46 may be a direction rotated by a rotation angle θ1 larger than the rotation angle θ from the direction indicated by the solid line arrow 43 in FIG. 2, or a direction indicated by a rotation angle θ2 smaller than the rotation angle θ. Sometimes the direction is rotated. Therefore, the magnetic sensor 42 generates an electric signal according to the rotation angle θ1 or the rotation angle θ2 instead of the original rotation angle θ. Therefore, the MPU 31a calculates the incorrect rotation angle θ1 or rotation angle θ2 of the rotor 24 based on the electrical signal corresponding to the rotation angle θ1 or rotation angle θ2.

図４のグラフに示すように、誤って演算される回転角θ１，θ２は、実際の回転角θに対して誤差Δθを含む。誤差Δθは、つぎの数式（４）または数式（５）で表される。誤差Δθは、機械角誤差である。 As shown in the graph of FIG. 4, the incorrectly calculated rotation angles θ1 and θ2 include an error Δθ with respect to the actual rotation angle θ. The error Δθ is expressed by the following equation (4) or equation (5). The error Δθ is a mechanical angle error.

モータ２０の極対数が「Ｐｎ」であるとき、正弦信号および余弦信号には、Ｐｎ次の高調波が重畳する。Ｐｎ次の高調波が重畳した正弦信号および余弦信号を使用して回転角θを演算すると、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθが発生する。たとえば、モータ２０の極対数Ｐｎが「５」である場合、４次／ｒｅｖおよび６次／ｒｅｖの誤差Δθが発生する。誤差Δθは、モータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値の大きさに比例して大きくなる。 When the number of pole pairs of the motor 20 is "Pn", Pn-order harmonics are superimposed on the sine signal and the cosine signal. When the rotation angle θ is calculated using a sine signal and a cosine signal on which Pn-order harmonics are superimposed, an error Δθ of “Pn±1” order/rev occurs. For example, when the number of pole pairs Pn of the motor 20 is "5", errors Δθ of the fourth order/rev and the sixth order/rev occur. The error Δθ increases in proportion to the values of the currents Iu, Iv, and Iw of the three phases of the motor 20.

そこで、本実施の形態では、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響を補償するために、つぎの構成を採用している。
＜補正処理部＞
図３に示すように、ＭＰＵ３１ａは、補正処理部６８を有している。補正処理部６８は、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１から、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響を除去するための処理を実行する。 Therefore, in this embodiment, the following configuration is adopted in order to compensate for the influence of magnetic flux from the inverter circuit 31b or the power supply path.
<Correction processing section>
As shown in FIG. 3, the MPU 31a includes a correction processing section 68. The correction processing unit 68 executes processing for removing the influence of magnetic flux from the inverter circuit 31b or the power supply path from the electrical signal S1 generated by the rotation angle sensor 33.

補正処理部６８は、補正値演算部６８ａおよび減算器６８ｂを有している。
補正値演算部６８ａは、電流センサ５４ｕ，５４ｖ，５４ｗを通じて検出されるモータ２０の三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を取り込む。つぎの数式（６）に示すように、補正値演算部６８ａは、取り込まれる三相各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値に、定められた比例定数を乗算することにより、電気信号Ｓ１に対する補正値Ｓ２を演算する。 The correction processing section 68 includes a correction value calculation section 68a and a subtracter 68b.
The correction value calculation unit 68a takes in the values of the currents Iu, Iv, and Iw of each of the three phases of the motor 20 detected through the current sensors 54u, 54v, and 54w. As shown in the following equation (6), the correction value calculation unit 68a multiplies the values of the currents Iu, Iv, and Iw of each of the three phases taken in by a predetermined proportionality constant to calculate the value for the electric signal S1. A correction value S2 is calculated.

ただし、「Ｍ_ＵＣ」，「Ｍ_ＵＳ」は、Ｕ相の電流Ｉｕに対する比例定数である。「Ｍ_ＶＣ」，「Ｍ_ＶＳ」は、Ｖ相の電流Ｉｖに対する比例定数である。「Ｍ_ＷＣ」，「Ｍ_ＷＳ」は、Ｗ相の電流Ｉｗに対する比例定数である。 However, “M _UC ” and “M _US ” are proportional constants with respect to the U-phase current Iu. " _MVC " and " _MVS " are proportional constants for the V-phase current Iv. “ _MWC ” and “ _MWS ” are proportional constants with respect to the W-phase current Iw.

比例定数は、モータ２０の回転角θを予測する予測モデルを使用して決定される。予測モデルは、モータ２０の電流値に比例するＰｎ次の高調波が重畳した電気信号Ｓ１を使用して、モータ２０の回転角θを演算するモデルである。このため、予測モデルから得られる回転角θは、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθを含む。この予測モデルから得られる誤差Δθが実際に計測される誤差Δθと一致するように、比例定数の値が設定される。比例定数は、制御装置３０の不揮発性メモリに記憶されている。比例定数の設定方法については、後に詳述する。 The proportionality constant is determined using a prediction model that predicts the rotation angle θ of the motor 20. The prediction model is a model that calculates the rotation angle θ of the motor 20 using the electrical signal S1 on which a Pn-order harmonic proportional to the current value of the motor 20 is superimposed. Therefore, the rotation angle θ obtained from the prediction model includes an error Δθ of “Pn±1” order/rev. The value of the proportionality constant is set so that the error Δθ obtained from this prediction model matches the actually measured error Δθ. The proportionality constant is stored in a non-volatile memory of the control device 30. The method of setting the proportionality constant will be described in detail later.

補正値Ｓ２は、正弦信号Ｓ_ｓｉｎに対する第１の補正値Ｓ２１、および余弦信号Ｓ_ｃｏｓに対する第２の補正値Ｓ２２を含む。第１の補正値Ｓ２１は、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響による正弦信号Ｓ_ｓｉｎの変化に対応する値を有する。第２の補正値Ｓ２２は、インバータ回路３１ｂあるいは給電経路からの磁束の影響による余弦信号Ｓ_ｃｏｓの変化に対応する値を有する。第１の補正値Ｓ２１および第２の補正値Ｓ２２の値は、電圧値である。 The correction value S2 includes a first correction value S21 for the sine signal S _sin and a second correction value S22 for the cosine signal S _cos . The first correction value S21 has a value corresponding to a change in the sine signal S _sin due to the influence of magnetic flux from the inverter circuit 31b or the power supply path. The second correction value S22 has a value corresponding to a change in the cosine signal S _cos due to the influence of magnetic flux from the inverter circuit 31b or the power supply path. The values of the first correction value S21 and the second correction value S22 are voltage values.

第１の補正値Ｓ２１は、つぎの数式（７）で表される。 The first correction value S21 is expressed by the following equation (7).

ただし、「Ｍ_ＵＳ・Ｉｕ」は、Ｕ相の電流Ｉｕの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。「Ｍ_ＶＳ・Ｉｖ」は、Ｖ相の電流Ｉｖの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。「Ｍ_ＷＳ・Ｉｗ」は、Ｗ相の電流Ｉｗの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。 However, "M _US · Iu" is an error component of the sine signal S _sin according to the value of the U-phase current Iu. "M _VS · Iv" is an error component of the sine signal S _sin according to the value of the V-phase current Iv. “M _WS ·Iw” is an error component of the sine signal S _sin according to the value of the W-phase current Iw.

第２の補正値Ｓ２２は、つぎの数式（８）で表される。 The second correction value S22 is expressed by the following equation (8).

ただし、「Ｍ_ＵＣ・Ｉｕ」は、Ｕ相の電流Ｉｕの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。「Ｍ_ＶＣ・Ｉｖ」は、Ｖ相の電流Ｉｖの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。「Ｍ_ＷＣ・Ｉｗ」は、Ｗ相の電流Ｉｗの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。 However, "M _UC · Iu" is an error component of the cosine signal S _cos according to the value of the U-phase current Iu. “M _VC ·Iv” is an error component of the cosine signal S _cos according to the value of the V-phase current Iv. “M _WC ·Iw” is an error component of the cosine signal S _cos according to the value of the W-phase current Iw.

減算器６８ｂは、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１から、補正値演算部６８ａにより演算される補正値Ｓ２を減算することにより、モータ２０の制御に使用する最終的な電気信号Ｓ３を演算する。最終的な電気信号Ｓ３は、正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび余弦信号Ｓ_ｃｏｓを含む。 The subtracter 68b subtracts the correction value S2 calculated by the correction value calculation unit 68a from the electric signal S1 generated by the rotation angle sensor 33, thereby obtaining the final electric signal S3 used for controlling the motor 20. calculate. The final electrical signal S3 includes a sine signal S _sin and a cosine signal S _cos .

減算器６８ｂは、回転角センサ３３により生成される正弦信号Ｓ_ｓｉｎから第１の補正値Ｓ２１を減算することにより、モータ２０の制御に使用する最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎを演算する。最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎは、つぎの数式（９）で表される。 The subtracter 68b subtracts the first correction value S21 from the sine signal S _sin generated by the rotation angle sensor 33 to calculate the final sine signal S _sin used for controlling the motor 20. The final sine signal S _sin is expressed by the following equation (9).

ただし、「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。
減算器６８ｂは、回転角センサ３３により生成される余弦信号Ｓ_ｃｏｓから第２の補正値Ｓ２２を減算することにより、モータ２０の制御に使用する最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓを演算する。最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、つぎの数式（１０）で表される。 However, "θ _M " is the rotation angle of the rotor 24, and the subscript "M" indicates the mechanical angle.
The subtracter 68b calculates the final cosine signal S _cos used to control the motor 20 by subtracting the second correction value S22 from the cosine signal S _cos generated by the rotation angle sensor 33. The final cosine signal S _cos is expressed by the following equation (10).

ただし、「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。
回転角演算部６１は、減算器６８ｂにより演算される最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓを使用して、ロータ２４の回転角θを演算する。最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎ、および最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値に応じた誤差成分を含まない電気信号である。このため、最終的な正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび最終的な余弦信号Ｓ_ｃｏｓを使用して得られる回転角θは、誤差Δθを含まない正確な値を有する。 However, "θ _M " is the rotation angle of the rotor 24, and the subscript "M" indicates the mechanical angle.
The rotation angle calculating section 61 calculates the rotation angle θ of the rotor 24 using the final sine signal S _sin and the final cosine signal S _cos calculated by the subtracter 68b. The final sine signal S _sin and the final cosine signal S _cos are electrical signals that do not include error components depending on the values of the three-phase currents Iu, Iv, and Iw. Therefore, the rotation angle θ obtained using the final sine signal S _sin and the final cosine signal S _cos has an accurate value that does not include the error Δθ.

＜比例定数の設定方法＞
つぎに、比例定数の設定方法について説明する。比例定数は、制御装置３０とは異なる外部のコンピュータ装置を使用したシミュレーションによって決定される。 <How to set the proportionality constant>
Next, a method of setting the proportionality constant will be explained. The proportionality constant is determined by simulation using an external computer device different from the control device 30.

図５のフローチャートに示すように、コンピュータ装置は、誤差Δθを測定する三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を取り込む（ステップＳ１０１）。三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値は、コンピュータ装置のキーボードなどの入力装置を介して入力される。実測条件として、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値は、所定の値に設定される。 As shown in the flowchart of FIG. 5, the computer device takes in the values of three-phase currents Iu, Iv, and Iw for measuring the error Δθ (step S101). The values of the three-phase currents Iu, Iv, and Iw are input via an input device such as a keyboard of a computer device. As actual measurement conditions, the values of three-phase currents Iu, Iv, and Iw are set to predetermined values.

三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、つぎの数式（１１）で表される。 The three-phase currents Iu, Iv, and Iw are expressed by the following equation (11).

ただし、「θｅ」はロータ２４の回転角であって、添字「ｅ」は電気角であることを示す。「Ｉｄ」は、ｄ軸電流値である。「Ｉｑ」は、ｑ軸電流値である。
つぎに、コンピュータ装置は、予測モデルを使用して、モータ２０の回転角θを演算する（ステップＳ１０２）。コンピュータ装置は、ステップＳ１０１で取り込まれる三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値を予測モデルに適用する。予測モデルは、つぎの数式（１２）で表される。 However, "θe" is the rotation angle of the rotor 24, and the subscript "e" indicates the electrical angle. "Id" is the d-axis current value. "Iq" is the q-axis current value.
Next, the computer device uses the prediction model to calculate the rotation angle θ of the motor 20 (step S102). The computer device applies the values of the three-phase currents Iu, Iv, and Iw taken in step S101 to the prediction model. The prediction model is expressed by the following equation (12).

ただし、「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。「Ａｔａｎ」は、「Ａｒｃｔａｎ」を略記したものであって、逆正接関数であることを示す。「Ｓ_ｓｉｎ」は、正弦信号である。「Ｓ_ｃｏｓ」は余弦信号である。 However, "θ _M " is the rotation angle of the rotor 24, and the subscript "M" indicates the mechanical angle. "Atan" is an abbreviation of "Arctan" and indicates an arctangent function. “S _sin ” is a sine signal. “S _cos ” is a cosine signal.

予測モデルの正弦信号Ｓ_ｓｉｎは、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値に応じた誤差成分を含んでいる。予測モデルの正弦信号Ｓ_ｓｉｎは、つぎの数式（１３）で表される。 The sine signal S _sin of the prediction model includes error components corresponding to the values of the three-phase currents Iu, Iv, and Iw. The sine signal S _sin of the prediction model is expressed by the following equation (13).

ただし、「Ｒ」は、振幅である。「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。「Ｍ_ＵＳ・Ｉｕ」は、Ｕ相の電流Ｉｕの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。「Ｍ_ＶＳ・Ｉｖ」は、Ｖ相の電流Ｉｖの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。「Ｍ_ＷＳ・Ｉｗ」は、Ｗ相の電流Ｉｗの値に応じた正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分である。 However, "R" is the amplitude. “θ _M ” is the rotation angle of the rotor 24, and the subscript “M” indicates the mechanical angle. "M _US · Iu" is an error component of the sine signal S _sin according to the value of the U-phase current Iu. "M _VS · Iv" is an error component of the sine signal S _sin according to the value of the V-phase current Iv. “M _WS ·Iw” is an error component of the sine signal S _sin according to the value of the W-phase current Iw.

なお、シミュレーションの実行開始時、比例定数Ｍ_ＵＳ，Ｍ_ＶＳ，Ｍ_ＷＳの値は、所定の初期値に設定されている。
予測モデルの余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの値に応じた誤差成分を含んでいる。予測モデルの余弦信号Ｓ_ｃｏｓは、つぎの数式（１４）で表される。 Note that at the start of execution of the simulation, the values of the proportionality constants M _US , M _VS , and M _WS are set to predetermined initial values.
The cosine signal S _cos of the prediction model includes error components depending on the values of the three-phase currents Iu, Iv, and Iw. The cosine signal S _cos of the prediction model is expressed by the following equation (14).

ただし、「Ｒ」は、振幅である。「θ_Ｍ」はロータ２４の回転角であって、添字「Ｍ」は機械角であることを示す。「Ｍ_ＵＣ・Ｉｕ」は、Ｕ相の電流Ｉｕの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。「Ｍ_ＶＣ・Ｉｖ」は、Ｖ相の電流Ｉｖの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。「Ｍ_ＷＣ・Ｉｗ」は、Ｗ相の電流Ｉｗの値に応じた余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分である。 However, "R" is the amplitude. “θ _M ” is the rotation angle of the rotor 24, and the subscript “M” indicates the mechanical angle. "M _UC · Iu" is an error component of the cosine signal S _cos according to the value of the U-phase current Iu. “M _VC ·Iv” is an error component of the cosine signal S _cos according to the value of the V-phase current Iv. “M _WC ·Iw” is an error component of the cosine signal S _cos according to the value of the W-phase current Iw.

なお、シミュレーションの実行開始時、比例定数Ｍ_ＵＣ，Ｍ_ＶＣ，Ｍ_ＷＣの値は、所定の初期値に設定されている。
つぎに、コンピュータ装置は、ステップＳ１０２で演算されるモータ２０の回転角θ_Ｍについて、ＦＦＴ分析（Fast Fourier Transform Analysis）を実行する（ステップＳ１０３）。ＦＦＴ分析は、時間領域の電気信号を周波数領域の電気信号へ変換することにより、時刻軸上の電気信号に含まれる周波数成分と、周波数成分ごとの大きさ（レベル）とを検出する処理である。 Note that at the start of execution of the simulation, the values of the proportionality constants M _UC , M _VC , and M _WC are set to predetermined initial values.
Next, the computer device performs FFT analysis (Fast Fourier Transform Analysis) on the rotation angle θ _M of the motor 20 calculated in step S102 (step S103). FFT analysis is a process that detects the frequency components included in the electrical signal on the time axis and the magnitude (level) of each frequency component by converting the electrical signal in the time domain to the electrical signal in the frequency domain. .

ＦＦＴ分析によって、ステップＳ１０２で演算されるモータ２０の回転角θ_Ｍは、各周波数成分に分解される。各周波数成分は、さらに、余弦波成分である実部と、正弦波成分である虚部とに分解することができる。コンピュータ装置は、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの周波数成分の余弦波成分である実部と、正弦波成分である虚部とを抽出する。モータ２０の極対数Ｐｎが「５」である場合、コンピュータ装置は、４次／ｒｅｖおよび６次／ｒｅｖの周波数成分の余弦波成分である実部と、正弦波成分である虚部とを抽出する。コンピュータ装置は、抽出した余弦波成分の振幅および位相を演算する。また、コンピュータ装置は、抽出した正弦波成分の振幅および位相を演算する。 By FFT analysis, the rotation angle θ _M of the motor 20 calculated in step S102 is decomposed into each frequency component. Each frequency component can be further decomposed into a real part, which is a cosine wave component, and an imaginary part, which is a sine wave component. The computer device extracts the real part, which is a cosine wave component, and the imaginary part, which is a sine wave component, of the "Pn±1" order/rev frequency component. When the number of pole pairs Pn of the motor 20 is "5", the computer device extracts the real part, which is a cosine wave component, and the imaginary part, which is a sine wave component, of the 4th/rev and 6th/rev frequency components. do. The computer device calculates the amplitude and phase of the extracted cosine wave component. The computer device also calculates the amplitude and phase of the extracted sine wave component.

つぎに、コンピュータ装置は、予測モデルから得られる回転角θ_Ｍに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθが、実測の回転角θに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθと一致するかどうかを判定する（ステップＳ１０４）。 Next, the computer device determines that the "Pn±1" order/rev error Δθ included in the rotation angle θ _M obtained from the prediction model is the "Pn±1" order/rev error included in the actual rotation angle θ. It is determined whether it matches Δθ (step S104).

実測のモータ２０の回転角θは、モータ装置１０を実際に駆動させた状態で制御装置３０が演算する回転角θである。実測条件として、モータ２０には、先のステップＳ１０１で予測モデルに適用される三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと同じ値の三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが供給される。コンピュータ装置は、制御装置３０が演算する回転角θを、定められたサンプリング周期で取得する。取得されるロータ２４の１回転分の回転角θと、理想的なロータ２４の１回転分の回転角θとの差の値が、実測の回転角θに含まれる誤差Δθである。 The actually measured rotation angle θ of the motor 20 is the rotation angle θ calculated by the control device 30 while the motor device 10 is actually driven. As an actual measurement condition, the motor 20 is supplied with three-phase currents Iu, Iv, and Iw having the same values as the three-phase currents Iu, Iv, and Iw applied to the prediction model in step S101. The computer device acquires the rotation angle θ calculated by the control device 30 at a predetermined sampling period. The value of the difference between the acquired rotation angle θ for one rotation of the rotor 24 and the ideal rotation angle θ for one rotation of the rotor 24 is the error Δθ included in the actually measured rotation angle θ.

コンピュータ装置は、実測の回転角θにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの周波数成分の余弦波成分の振幅および位相を記憶している。また、コンピュータ装置は、実測の回転角θにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの周波数成分の正弦波成分の振幅および位相を記憶している。これら振幅および位相は、つぎのようにして得られる。 The computer device stores the amplitude and phase of the cosine wave component of the "Pn±1" order/rev frequency component at the actually measured rotation angle θ. The computer device also stores the amplitude and phase of the sine wave component of the "Pn±1" order/rev frequency component at the actually measured rotation angle θ. These amplitudes and phases are obtained as follows.

コンピュータ装置は、取得されるロータ２４の１回転分の回転角θ、すなわち「０°～３６０°」を２^ｎ個のデータに線形補間する。「ｎ」は自然数であって、たとえば、ロータ２４の回転速度ωに応じて設定される。コンピュータ装置は、補間した２^ｎ個のデータについて、ＦＦＴ分析を実行することにより、実測の回転角θを各周波数成分に分解するとともに、各周波数成分の余弦波成分である実部と、正弦波成分である虚部とを取得する。 The computer device linearly interpolates the acquired rotation angle θ of one rotation of the rotor 24, ie, “0° to 360°” into 2 ⁿ pieces of data. “n” is a natural number, and is set depending on the rotational speed ω of the rotor 24, for example. By performing FFT analysis on the ²ⁿ interpolated data, the computer device decomposes the actually measured rotation angle θ into each frequency component, and extracts the real part, which is a cosine wave component, and the sine wave component of each frequency component. The imaginary part, which is the component, is obtained.

コンピュータ装置は、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの周波数成分における余弦波成分および正弦波成分を抽出する。コンピュータ装置は、抽出した余弦波成分の振幅および位相を演算する。また、コンピュータ装置は、抽出した正弦波成分の振幅および位相を演算する。コンピュータ装置は、抽出した余弦波成分の振幅および位相、ならびに、抽出した正弦波成分の振幅および位相を、自己の不揮発性のメモリに記憶する。 The computer device extracts a cosine wave component and a sine wave component in the "Pn±1" order/rev frequency component. The computer device calculates the amplitude and phase of the extracted cosine wave component. The computer device also calculates the amplitude and phase of the extracted sine wave component. The computer device stores the amplitude and phase of the extracted cosine wave component and the amplitude and phase of the extracted sine wave component in its own non-volatile memory.

コンピュータ装置は、つぎの２つの条件（Ａ１），（Ａ２）の両方が満たされるとき、予測モデルから得られる回転角θ_Ｍに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθが、実測の回転角θに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθと一致すると判定する（ステップＳ１０４でＹＥＳ）。このとき予測モデルで使用された比例定数が、補正値演算部６８ａで使用される比例定数として、制御装置３０の不揮発性メモリに記憶される。 The computer device determines that when both of the following two conditions (A1) and (A2) are satisfied, the error Δθ of "Pn±1" order/rev included in the rotation angle θ _M obtained from the prediction model is equal to that of the actual measurement. It is determined that the error Δθ of "Pn±1" order/rev included in the rotation angle θ matches the error Δθ (YES in step S104). At this time, the proportionality constant used in the prediction model is stored in the nonvolatile memory of the control device 30 as a proportionality constant used by the correction value calculation section 68a.

（Ａ１）ステップＳ１０３で得られた予想モデルに基づく回転角θ_Ｍにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの余弦波成分の振幅および位相が、コンピュータ装置に記憶されている実測の回転角θ_Ｍにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの余弦波成分の振幅および位相と一致すること。 (A1) The amplitude and phase of the "Pn±1" order/rev cosine wave component at the rotation angle θ _M based on the predicted model obtained in step S103 are the same as those at the actually measured rotation angle θ _M stored in the computer device. Must match the amplitude and phase of the "Pn±1" order/rev cosine wave component.

（Ａ２）ステップＳ１０３で得られた予想モデルに基づく回転角θ_Ｍにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの正弦波成分の振幅および位相が、コンピュータ装置に記憶されている実測の回転角θ_Ｍにおける「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの正弦波成分の振幅および位相と一致すること。 (A2) The amplitude and phase of the "Pn±1" order/rev sine wave component at the rotation angle θ _M based on the predicted model obtained in step S103 are the same as those at the actually measured rotation angle θ _M stored in the computer device. Must match the amplitude and phase of the "Pn±1" order/rev sine wave component.

コンピュータ装置は、２つの条件（Ａ１），（Ａ２）の少なくとも一方を満たさないとき、予測モデルから得られる回転角θ_Ｍに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθが、実測の回転角θに含まれる「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの誤差Δθと一致しないと判定する（ステップＳ１０４でＮＯ）。 When at least one of the two conditions (A1) and (A2) is not satisfied, the computer device determines that the error Δθ of "Pn±1" order/rev included in the rotation angle θ _M obtained from the prediction model is equal to the actually measured rotation. It is determined that it does not match the error Δθ of "Pn±1" order/rev included in the angle θ (NO in step S104).

このとき、コンピュータ装置は、予測モデルの比例定数の値を変更し（ステップＳ１０５）、先のステップＳ１０２へ処理を移行する。コンピュータ装置は、予測モデルの比例定数の現在値に対して所定の値を加算または減算することにより、予測モデルの比例定数の値を変更する。ステップＳ１０２～ステップＳ１０５の処理は、先の２つの条件（Ａ１），（Ａ２）の両方が満たされるまで繰り返し実行される。 At this time, the computer device changes the value of the proportionality constant of the prediction model (step S105), and moves the process to the previous step S102. The computer device changes the value of the proportionality constant of the predictive model by adding or subtracting a predetermined value to or from the current value of the proportionality constant of the predictive model. The processes from step S102 to step S105 are repeatedly executed until both of the previous two conditions (A1) and (A2) are satisfied.

＜実施の形態の効果＞
本実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。
（１）ＭＰＵ３１ａは、モータ２０に供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより電気信号Ｓ１に対する補正値Ｓ２を演算し、補正値Ｓ２を使用して電気信号Ｓ１を補正する。モータに供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより、電気信号Ｓ１に対する補正値が得られるため、ＭＰＵ３１ａの演算負荷を低減することができる。また、補正値Ｓ２を使用して電気信号Ｓ１を補正することにより、電気信号Ｓ１から磁界の影響を除去することができる。磁界の影響が除去された補正後の電気信号Ｓ３を使用することにより、誤差Δθを含まない、より正確な回転角θを演算することができる。 <Effects of the embodiment>
According to this embodiment, the following effects can be obtained.
(1) The MPU 31a calculates a correction value S2 for the electric signal S1 by multiplying the value of the current supplied to the motor 20 by a predetermined proportionality constant, and uses the correction value S2 to calculate the correction value S2 for the electric signal S1. Correct. By multiplying the value of the current supplied to the motor by a predetermined proportionality constant, a correction value for the electrical signal S1 can be obtained, so that the calculation load on the MPU 31a can be reduced. Furthermore, by correcting the electrical signal S1 using the correction value S2, the influence of the magnetic field can be removed from the electrical signal S1. By using the corrected electrical signal S3 from which the influence of the magnetic field has been removed, it is possible to calculate a more accurate rotation angle θ that does not include the error Δθ.

なお、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１に対してローパスフィルタ処理を施すことにより、磁界の影響による電気信号Ｓ１の誤差成分を除去することが考えられる。しかし、ロータ２４の回転速度が遅いときには、電気信号Ｓ１が限りなく低周波の信号になる。また、応答速度も低下する。このため、ローパスフィルタのみでは、磁界の影響による電気信号Ｓ１の誤差成分を除去することができないおそれがある。 Note that it is possible to remove error components of the electrical signal S1 due to the influence of the magnetic field by performing low-pass filter processing on the electrical signal S1 generated by the rotation angle sensor 33. However, when the rotational speed of the rotor 24 is slow, the electric signal S1 becomes an infinitely low frequency signal. Furthermore, the response speed also decreases. Therefore, there is a possibility that the error component of the electric signal S1 due to the influence of the magnetic field cannot be removed using only the low-pass filter.

（２）補正値Ｓ２は、磁界の影響を受けることにより発生する電気信号Ｓ１の誤差成分である。ＭＰＵ３１ａは、電気信号Ｓ１から補正値Ｓ２を減算することにより、電気信号Ｓ１を補正する。電気信号Ｓ１から補正値Ｓ２を減算することにより、電気信号の誤差成分を除去することができる。また、電気信号Ｓ１から補正値Ｓ２を減算するだけでよいので、ＭＰＵ３１ａの演算負荷を低減することができる。 (2) The correction value S2 is an error component of the electric signal S1 generated due to the influence of the magnetic field. The MPU 31a corrects the electrical signal S1 by subtracting the correction value S2 from the electrical signal S1. By subtracting the correction value S2 from the electrical signal S1, the error component of the electrical signal can be removed. Furthermore, since it is only necessary to subtract the correction value S2 from the electrical signal S1, the calculation load on the MPU 31a can be reduced.

（３）電気信号Ｓ１は、正弦信号Ｓ_ｓｉｎと余弦信号Ｓ_ｃｏｓとを含んでいる。ＭＰＵ３１ａは、正弦信号Ｓ_ｓｉｎに対する第１の補正値Ｓ２１、および、余弦信号Ｓ_ｃｏｓに対する第２の補正値Ｓ２２を演算する。ＭＰＵ３１ａは、正弦信号Ｓ_ｓｉｎから第１の補正値Ｓ２１を減算することにより正弦信号Ｓ_ｓｉｎを補正する。すなわち、正弦信号Ｓ_ｓｉｎから第１の補正値Ｓ２１を減算することにより、磁界の影響による正弦信号Ｓ_ｓｉｎの誤差成分を除去することができる。ＭＰＵ３１ａは、余弦信号Ｓ_ｃｏｓから第２の補正値Ｓ２２を減算することにより余弦信号Ｓ_ｃｏｓを補正する。すなわち、余弦信号Ｓ_ｃｏｓから第２の補正値Ｓ２２を減算することにより、磁界の影響による余弦信号Ｓ_ｃｏｓの誤差成分を除去することができる。そして、ＭＰＵ３１ａは、磁界の影響が除去された正弦信号Ｓ_ｓｉｎおよび余弦信号Ｓ_ｃｏｓを使用することにより、より正確な回転角θを演算することができる。 (3) The electrical signal S1 includes a sine signal S _sin and a cosine signal S _cos . The MPU 31a calculates a first correction value S21 for the sine signal S _sin and a second correction value S22 for the cosine signal S _cos . The MPU 31a corrects the sine signal S _sin by subtracting the first correction value S21 from the sine signal S _sin . That is, by subtracting the first correction value S21 from the sine signal S _sin , it is possible to remove the error component of the sine signal S _sin due to the influence of the magnetic field. The MPU 31a corrects the cosine signal S _cos by subtracting the second correction value S22 from the cosine signal S _cos . That is, by subtracting the second correction value S22 from the cosine signal S _cos , it is possible to remove the error component of the cosine signal S _cos due to the influence of the magnetic field. Then, the MPU 31a can calculate a more accurate rotation angle θ by using the sine signal S _sin and the cosine signal S _cos from which the influence of the magnetic field has been removed.

（４）モータ２０の極対数が「Ｐｎ」であるとき、補正値Ｓ２は、電気信号Ｓ１の「Ｐn±１」次の誤差成分である。
モータ２０の極対数が「Ｐｎ」であるとき、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１には、Ｐｎ次の高調波が重畳する。Ｐｎ次の高調波が重畳した電気信号Ｓ１を使用して回転角θを演算すると、「Ｐｎ±１」次の誤差が発生する。この点、補正値Ｓ２を使用して電気信号Ｓ１を補正することにより、電気信号Ｓ１の「Ｐn±１」次の誤差成分を除去することができる。 (4) When the number of pole pairs of the motor 20 is "Pn", the correction value S2 is an error component of the order "Pn±1" of the electric signal S1.
When the number of pole pairs of the motor 20 is "Pn", a Pn-order harmonic is superimposed on the electrical signal S1 generated by the rotation angle sensor 33. When the rotation angle θ is calculated using the electric signal S1 on which Pn-order harmonics are superimposed, an error of “Pn±1” order occurs. In this regard, by correcting the electrical signal S1 using the correction value S2, it is possible to remove the "Pn±1" order error component of the electrical signal S1.

なお、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖの補正マップを使用して、回転角センサ３３により生成される電気信号Ｓ１を補正することが考えられる。この場合、演算周期毎に補正マップを参照して、電気信号Ｓ１の適切な振幅および位相を取得する。電気信号Ｓ１は、ロータ２４の回転角θに応じて、「Ｐｎ±１」次／ｒｅｖのサインテーブルを参照して補正される。サインテーブルは、たとえば、Ｒ_１ｓｉｎ｛（Ｐｎ－１）θ＋φ１｝、および、Ｒ_２ｓｉｎ｛（Ｐｎ＋１）θ＋φ２｝である。「Ｐｎ」は極対数、「Ｒ１，Ｒ２」は振幅、「φ１，φ２」は位相である。 Note that it is conceivable to correct the electrical signal S1 generated by the rotation angle sensor 33 using the "Pn±1" order/rev correction map. In this case, the appropriate amplitude and phase of the electrical signal S1 are obtained by referring to the correction map every calculation cycle. The electric signal S1 is corrected according to the rotation angle θ of the rotor 24 with reference to a sine table of "Pn±1" order/rev. The sine tables are, for example, R ₁ sin {(Pn-1)θ+φ1} and R ₂ sin{(Pn+1)θ+φ2}. "Pn" is the number of pole pairs, "R1, R2" is the amplitude, and "φ1, φ2" is the phase.

しかし、この補正処理を実行する場合、ＭＰＵ３１ａの演算負荷が増加するおそれがある。また、メモリの消費量も増加するおそれがある。このため、より高性能なＭＰＵ３１ａが必要となることにより、製品コストの増加が懸念される。この点、本実施の形態によれば、三相の電流に応じた補正マップを作成する必要がない。また、新テーブルを参照する必要もない。このため、ＭＰＵ３１ａの演算負荷を低減することができる。また、メモリの使用量も抑えることができる。したがって、製品コストを低減することができる。 However, when executing this correction process, there is a possibility that the calculation load on the MPU 31a increases. Furthermore, memory consumption may also increase. Therefore, since a higher performance MPU 31a is required, there is a concern that the product cost will increase. In this regard, according to the present embodiment, there is no need to create a correction map according to the three-phase currents. Also, there is no need to refer to a new table. Therefore, the calculation load on the MPU 31a can be reduced. Furthermore, memory usage can also be reduced. Therefore, product costs can be reduced.

（５）比例定数の値は、モータ２０の電流値に比例するＰｎ次の高調波が重畳する電気信号Ｓ１を使用して回転角θを演算する予測モデルを使用して決定される。予測モデルから得られる回転角θの誤差Δθが、実際に計測される回転角θの誤差Δと一致するように、比例定数の値が設定される。このように、回転角θの予測モデルを使用することにより、比例定数の値を適切に設定することができる。 (5) The value of the proportionality constant is determined using a prediction model that calculates the rotation angle θ using the electric signal S1 on which a Pn-order harmonic proportional to the current value of the motor 20 is superimposed. The value of the proportionality constant is set so that the error Δθ in the rotation angle θ obtained from the prediction model matches the error Δ in the actually measured rotation angle θ. In this way, by using the prediction model of the rotation angle θ, the value of the proportionality constant can be appropriately set.

（６）回転角センサ３３は、磁気センサ４２を有している。磁気センサ４２は、モータ２０の出力軸２３の軸方向の端部に固定されたバイアス磁石４１に対して軸方向に対向するように、基板３１に設けられている。磁気センサ４２は、バイアス磁石４１の回転に伴う磁界の変化に応じた電気信号Ｓ１を生成する。磁気センサ４２、あるいは磁気センサが生成する電気信号Ｓ１は、モータ２０に供給される電流に起因して発生する磁界の影響を受けるおそれがある。このため、ＭＰＵ３１ａは、補正値Ｓ２を使用して電気信号Ｓ１を補正することにより、電気信号Ｓ１から磁界の影響を除去する機能を有することが好ましい。 (6) The rotation angle sensor 33 has a magnetic sensor 42. The magnetic sensor 42 is provided on the substrate 31 so as to face in the axial direction a bias magnet 41 fixed to an axial end of the output shaft 23 of the motor 20 . The magnetic sensor 42 generates an electric signal S1 in response to changes in the magnetic field as the bias magnet 41 rotates. The magnetic sensor 42 or the electric signal S1 generated by the magnetic sensor may be affected by the magnetic field generated due to the current supplied to the motor 20. Therefore, it is preferable that the MPU 31a has a function of removing the influence of the magnetic field from the electrical signal S1 by correcting the electrical signal S1 using the correction value S2.

（７）モータ２０は、電動パワーステアリング装置の駆動源であって、ステアリングホイールの操作を補助するためのアシスト力を発生するアシストモータである。電動パワーステアリング装置には、動作に対する信頼性が要求される。電気信号Ｓ１の補正機能を有する制御装置３０は、電動パワーステアリング装置に好適である。 (7) The motor 20 is a drive source of the electric power steering device, and is an assist motor that generates an assist force to assist the operation of the steering wheel. Electric power steering devices are required to have operational reliability. The control device 30 having the function of correcting the electric signal S1 is suitable for an electric power steering device.

＜他の実施の形態＞
本実施の形態は、つぎのように変更して実施してもよい。
・バッテリ５３からの直流電力は、バスバーを介して基板３１に供給される。このため、磁気センサ４２が、バスバーの周囲に形成される磁界の影響を受けるおそれがある。この直流電力に起因する電気信号Ｓ１の誤差成分も、本実施の形態と同様にして除去することができる。ただし、この場合、直流電流が余弦信号Ｓ_ｃｏｓおよび正弦信号Ｓ_ｓｉｎに与える影響を考慮するため、２つの比例定数を追加する必要がある。すなわち、合計８つの比例定数が必要となる。 <Other embodiments>
This embodiment may be modified and implemented as follows.
- DC power from the battery 53 is supplied to the board 31 via the bus bar. Therefore, the magnetic sensor 42 may be affected by the magnetic field formed around the bus bar. The error component of the electrical signal S1 caused by this DC power can also be removed in the same manner as in this embodiment. However, in this case, it is necessary to add two proportionality constants in order to consider the influence of the direct current on the cosine signal S _cos and the sine signal S _sin . That is, a total of eight proportionality constants are required.

・回転角センサ３３は、磁気式のレゾルバであってもよい。レゾルバは、磁気センサであって、モータ２０と同軸に設けられる。このため、レゾルバにより生成される電気信号が、三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに起因して発生する磁界の影響を受けるおそれがある。 - The rotation angle sensor 33 may be a magnetic resolver. The resolver is a magnetic sensor and is provided coaxially with the motor 20. Therefore, the electrical signal generated by the resolver may be affected by the magnetic field generated due to the three-phase currents Iu, Iv, and Iw.

・モータ２０は、ステアリングホイールと転舵輪との間の動力伝達が分離されたステアバイワイヤ方式の操舵装置の駆動源であってもよい。たとえば、モータ２０は、ステアリングホイールに付与する操舵反力を発生する反力モータであってもよい。また、モータ２０は、転舵輪を転舵させるための転舵力を発生する転舵モータであってもよい。ステアバイワイヤ方式の操舵装置には、動作に対する信頼性が要求される。電気信号Ｓ１の補正機能を有する制御装置３０は、ステアバイワイヤ方式の操舵装置に好適である。 - The motor 20 may be a drive source of a steer-by-wire steering device in which power transmission between the steering wheel and steered wheels is separated. For example, the motor 20 may be a reaction force motor that generates a steering reaction force to be applied to the steering wheel. Further, the motor 20 may be a steering motor that generates a steering force for steering the steered wheels. Steer-by-wire steering devices are required to have operational reliability. The control device 30 having a function of correcting the electric signal S1 is suitable for a steer-by-wire steering device.

・モータ２０は、車両の操舵装置の駆動源にかぎらず、各種の機械装置の駆動源であってもよい。機械装置は、たとえばモータにより駆動する工作機械であってもよい。 - The motor 20 is not limited to a drive source for a vehicle steering device, but may be a drive source for various mechanical devices. The mechanical device may be a machine tool driven by a motor, for example.

２０…モータ
２３…出力軸
３０…制御装置（モータ制御装置）
３１…基板
３１ａ…ＭＰＵ（制御回路）
３３…回転角センサ
４１…バイアス磁石（永久磁石）
４２…磁気センサ
Ｍ_ＵＳ，Ｍ_ＶＳ，Ｍ_ＷＳ…正弦信号に対する比例定数
Ｍ_ＵＣ，Ｍ_ＶＣ，Ｍ_ＷＣ…余弦信号に対する比例定数
Ｓ１…電気信号
Ｓ２…補正値
Ｓ２１…第１の補正値
Ｓ２２…第２の補正値
Ｓ_ｓｉｎ…正弦信号
Ｓ_ｃｏｓ…余弦信号 20...Motor 23...Output shaft 30...Control device (motor control device)
31... Board 31a... MPU (control circuit)
33...Rotation angle sensor 41...Bias magnet (permanent magnet)
42...Magnetic sensor _MUS , _MVS , _MWS ...Proportionality constant for sine signal _MUC , _MVC , _MWC ...Proportionality constant for cosine signal S1...Electric signal S2...Correction value S21...First correction value S22...First correction value 2 correction value S _sin ...Sine signal S _cos ...Cosine signal

Claims (8)

モータの出力軸に対して軸方向に対向する基板と、
前記出力軸と同軸に設けられる回転角センサであって、前記出力軸の回転に応じた電気信号を生成する磁気式の回転角センサと、
前記基板に設けられる制御回路であって、前記電気信号に基づき前記モータの回転角を演算し、前記回転角を使用して前記モータを制御する制御回路と、を備え、
前記電気信号は、前記モータに供給される電流に起因して発生する磁界の影響を受け、
前記制御回路は、前記モータに供給される電流の値に対して、定められた比例定数を乗算することにより前記電気信号に対する補正値を演算し、前記補正値を使用して前記電気信号を補正するように構成されるモータ制御装置。 a board facing the output shaft of the motor in the axial direction;
a magnetic rotation angle sensor that is provided coaxially with the output shaft and generates an electrical signal in accordance with the rotation of the output shaft;
a control circuit provided on the substrate, the control circuit calculating a rotation angle of the motor based on the electric signal and controlling the motor using the rotation angle;
The electrical signal is influenced by a magnetic field generated due to the current supplied to the motor,
The control circuit calculates a correction value for the electrical signal by multiplying the value of the current supplied to the motor by a predetermined proportionality constant, and uses the correction value to correct the electrical signal. A motor control device configured to. 前記補正値は、前記磁界の影響を受けることにより発生する前記電気信号の誤差成分であって、
前記制御回路は、前記電気信号から前記補正値を減算することにより、前記電気信号を補正するように構成される請求項１に記載のモータ制御装置。 The correction value is an error component of the electrical signal that occurs due to the influence of the magnetic field,
The motor control device according to claim 1, wherein the control circuit is configured to correct the electrical signal by subtracting the correction value from the electrical signal. 前記電気信号は、前記モータの回転に対して正弦状に変化する電気信号である正弦信号と、
前記正弦信号に対して９０°だけ位相が遅れた電気信号である余弦信号と、を含み、
前記制御回路は、前記正弦信号に対する第１の補正値、および、前記余弦信号に対する第２の補正値を演算し、
前記正弦信号から前記第１の補正値を減算することにより前記正弦信号を補正するとともに、前記余弦信号から前記第２の補正値を減算することにより前記余弦信号を補正し、
前記正弦信号および前記余弦信号に基づき逆正接値を演算することにより、前記回転角を演算するように構成される請求項２に記載のモータ制御装置。 The electric signal is a sine signal that is an electric signal that changes sinusoidally with respect to the rotation of the motor;
a cosine signal which is an electrical signal whose phase is delayed by 90° with respect to the sine signal,
The control circuit calculates a first correction value for the sine signal and a second correction value for the cosine signal,
correcting the sine signal by subtracting the first correction value from the sine signal, and correcting the cosine signal by subtracting the second correction value from the cosine signal;
The motor control device according to claim 2, wherein the rotation angle is calculated by calculating an arctangent value based on the sine signal and the cosine signal. 前記モータの極対数が「Ｐn」であるとき、前記補正値は、前記電気信号の「Ｐn±１」次の誤差成分である請求項１～請求項３のうちいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The motor according to any one of claims 1 to 3, wherein when the number of pole pairs of the motor is "Pn", the correction value is an error component of "Pn±1" order of the electric signal. Control device. 前記比例定数の値は、前記モータの電流値に比例するＰｎ次の高調波が重畳する前記電気信号を使用して前記回転角を演算する予測モデルを使用して決定されるものであって、
前記予測モデルから得られる前記回転角の誤差が、実際に計測される前記回転角の誤差と一致するように、前記比例定数の値が設定される請求項４に記載のモータ制御装置。 The value of the proportionality constant is determined using a prediction model that calculates the rotation angle using the electrical signal on which a Pn-order harmonic proportional to the current value of the motor is superimposed,
The motor control device according to claim 4, wherein the value of the proportionality constant is set so that the error in the rotation angle obtained from the prediction model matches the error in the rotation angle actually measured. 前記回転角センサは、前記出力軸の軸方向の端部に固定された磁石に対して軸方向に対向するように前記基板に設けられる磁気センサを有し、
前記磁気センサは、前記磁石の回転に伴う磁界の変化に応じた電気信号を生成するように構成される請求項１～請求項５のうちいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The rotation angle sensor includes a magnetic sensor provided on the substrate so as to be axially opposed to a magnet fixed to an axial end of the output shaft,
The motor control device according to any one of claims 1 to 5, wherein the magnetic sensor is configured to generate an electric signal in response to a change in the magnetic field as the magnet rotates. 前記モータは、電動パワーステアリング装置の駆動源であって、ステアリングホイールの操作を補助するためのアシスト力を発生するアシストモータである請求項１～請求項６のうちいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The motor according to any one of claims 1 to 6, wherein the motor is a drive source of an electric power steering device and is an assist motor that generates an assist force to assist operation of a steering wheel. Control device. 前記モータは、ステアバイワイヤ方式の操舵装置の駆動源であって、転舵輪を転舵させるための転舵力を発生する転舵モータ、または、ステアリングホイールに付与する操舵反力を発生する反力モータである請求項１～請求項６のうちいずれか一項に記載のモータ制御装置。 The motor is a drive source of a steer-by-wire steering device, and is a steering motor that generates a steering force for steering steered wheels, or a reaction force that generates a steering reaction force to be applied to a steering wheel. The motor control device according to any one of claims 1 to 6, which is a motor.

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