JP2022549254A

JP2022549254A - Ｌｄｏのための事前調節器

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Publication number: JP2022549254A
Application number: JP2022518192A
Authority: JP
Inventors: ハッサンメヘディ; エヴァンファルケンバーググラント
Original assignee: テキサスインスツルメンツインコーポレイテッド; 日本テキサス・インスツルメンツ合同会社
Priority date: 2019-09-20
Filing date: 2020-09-21
Publication date: 2022-11-24
Also published as: EP4031954A1; WO2021055923A1; CN114424139B; US20210089067A1; CN114424139A; EP4031954A4; US10942536B1; KR20220061134A

Abstract

電子デバイスが電圧調節器回路（１０２）を含み、電圧調節器回路（１０２）は、上側供給電圧（ＶＣＣ）及び事前調節器出力ノード（１０３）間に結合されるパワーＮＦＥＴ（ＭＮＯＵＴ）と、上側供給電圧及び下側供給電圧（例えば、接地面）間にダイオード素子（１０７、Ｚ１）と直列に結合される電流源（ＣＳ１、ＭＰ２を備えるＭＰ１）とを有する。パワーＮＦＥＴのゲートが、電流源とダイオード素子との間の第１のノード（１０５）に結合される。バイパス回路（１０６、１０８、ＭＰＯＵＴ）が、上側供給電圧と事前調節器出力ノードとの間に結合されるパワーＰＦＥＴ（ＭＰＯＵＴ）を含む。比較回路（１０６）が、上側供給電圧が調節閾値電圧（例えば、約４Ｖ）より大きいとき、バイパス回路をオフにするように結合される。

Description

煙検出器などのデバイスにおいて、様々な電源を可能にするために広い入力電圧範囲が望ましい。例えば、交流（ＡＣ）を変換した直流（ＤＣ）を用いて電力供給し、バッテリバックアップを用いるシステムでは、デバイスが１５ＶのＡＣ／ＤＣ電源及び２Ｖまで放電するバッテリで動作することが必要とされる。この電源は、典型的には、デバイスにおける様々な増幅器及びドライバのための電力を管理する集積回路（ＩＣ）に接続されている。このような広範囲の電源電圧にわたって動作し得るＩＣは、設計者に多くの挑戦課題をもたらす。

開示される実施形態は、パストランジスタのゲート上で、シンプルなクランプダイオードを用いて、例えば４．０Ｖの調節閾値電圧よりも大きい上側供給電圧を調節する事前調節器回路を提供する。ゲートをクランプすることにより、出力電圧が下流の回路を損傷しないことが保証される。バイパススイッチにより、調節閾値電圧未満の上側供給電圧が調節器をバイパスし得る。比較回路が、バイパススイッチを開閉するために用いられる、上側供給電圧及び内部で生成される基準電圧を受け取る。事前調節器回路は、シンプルであり、ＬＤＯにおいて高電圧デバイスを必要とせずにＬＤＯの入力電圧を拡大し得る。

一態様において、電子デバイスの一実施形態が開示される。電子デバイスは、上側供給電圧と事前調節器出力ノードとの間に結合されるパワーＮ型電界効果トランジスタ（ＮＦＥＴ）と、上側供給電圧と下側供給電圧との間のダイオード素子と直列に結合される電流源とを含み、パワーＮＦＥＴのゲートが電流源と前記ダイオード素子との間の第１のノードに結合される電圧調節器回路と、上側供給電圧と事前調節器出力ノードとの間に結合されるパワーＰ型電界効果トランジスタ（ＰＦＥＴ）を含むバイパス回路と、上側供給電圧が調節閾値電圧よりも大きいときバイパス回路をオフにするよう結合される比較回路とを含む。

別の態様において、低電圧降下（ＬＤＯ）調節器のための事前調節器回路を動作させる方法の一実施形態が開示される。この方法は、入力ノードにおいて、少なくとも１０ボルトの差を有する下限と上限の間の或る範囲を有する上側供給電圧を受け取ることと、上側供給電圧が調節閾値電圧より大きいかを判定することと、上側供給電圧が調節閾値電圧より大きくない場合、上側供給電圧をＬＤＯ調節器に結合される事前調節器出力ノードに直接渡すことと、上側供給電圧が調節閾値電圧より大きい場合、上側供給電圧を調節して、電力事前調節器出力ノードに調節された出力電圧を提供することとを含む。

本開示の実施形態は、同様の参照符号が同様の要素を示す添付図面の図において、例として図示されており、これらに限定されるものではない。本開示における「或る」又は「一」実施形態についての異なる参照は、必ずしも同じ実施形態についての参照ではなく、そのような参照は少なくとも一つであることを意味し得ることに留意されたい。また、特定の特徴、構造、又は特性が或る実施形態に関連して記載されている場合、明示的に記載されているかどうかにかかわらず、他の実施形態に関連して、このような特徴、構造、又は特性を実現することは当業者の知識の範囲内であると言える。本明細書で用いられるように、「結合」又は「結合する」という用語は、無線接続を含み得る「通信可能に結合される」の場合のように限定されない限り、間接的又は直接的な電気接続を意味するものとする。そのため、第１のデバイスが第２のデバイスに結合する場合、その接続は、直接電気接続によるもの、又は、他のデバイス及び接続を介した間接電気接続によるものとし得る。

本開示の一つ又は複数の例示の実施形態を図示するために、添付の図面が本明細書に組み込まれ、その一部を構成する。本開示の様々な利点及び特徴は、下記の詳細な説明を添付の特許請求の範囲と併せ読み、添付の図面を参照すれば理解されよう。

本開示の或る実施形態に従った事前調節器回路のハイレベルブロック図である。

本開示の或る実施形態に従った事前調節器回路の実装を示す。

本開示の或る実施形態に従って、事前調節器回路に入力電圧４Ｖの電力を供給し、負荷をかけたときの入出力電圧を示す。

本開示の或る実施形態に従って、事前調節器回路に入力電圧１５Ｖの電力を供給し、負荷をかけたときの入出力電圧を示す。

本開示の或る実施形態に従って、４Ｖの入力電圧で動作するときの低温及び高温時の事前調節器回路の総静止電流を示す。

本開示の或る実施形態に従って、１５Ｖの入力電圧で動作するときの低温及び高温時の事前調節器回路の総静止電流を示す。

本開示の或る実施形態に従って事前調節器回路を利用する煙検出器のブロック図である。

本開示の或る実施形態に従ってＬＤＯ調節器のための事前調節器回路を動作させる方法を示す。

先行技術に従ったＬＤＯを用いて動作する煙検出器を示す。

先行技術に従った降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータを用いて動作する煙検出器を示す。

ここで、本発明の具体的な実施形態を添付の図を参照して詳細に説明する。本発明の実施形態の下記の詳細な説明において、本発明をより完全に理解するために、多くの具体的な細部が記載されている。しかし、これらの具体的な細部なしで、本発明が実施され得ることが当業者には明らかであろう。他の例において、説明が不必要に煩雑になることを避けるために、周知の特徴は詳細に説明しない。

バッテリ、又はＡＣ／ＤＣコンバータを介する主電源から電力が供給され得る、典型的な煙検出器において、広範囲な入力供給電圧が使用され得る。例えば、煙検出器は、１２ボルトまで降圧される主電源に配線され得る。主電源又はバックアップ電源のいずれかとしてバッテリを使用する場合、バッテリは９Ｖバッテリとしてもよく、又は、２本の単３電池が３Ｖを供給するために必要となり得る。入力電源に接続されるＩＣチップは、いかなる信頼性の問題を許容することなしにこの広範囲な供給電圧を扱い得る必要がある。

高電圧デバイスは大面積を必要とし、高速・低消費電流の用途には向かないため、このような広い電圧範囲を扱うためにＩＣ内部にデバイスが必要になることよって難点が生じる。特に、煙検出器は低電力デバイスとして設計しなければならない。製品安全試験及び認証に世界的な影響力を有するＵｎｄｅｒｗｒｉｔｅｒｓＬａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ（ＵＬ）から認証を得るために、非ＡＣ電力による煙検出器は、家庭用３．３Ｖリチウムバッテリを用いて寿命が１０年にならなければならない。また、入力電源において変動が生じ得る場合でも、回路は高い信頼性を維持しなければならない。

ほとんどの実用的な用途では、ＩＣの内部回路要素がこのような広範囲の入力供給を回避し得、低電圧用に設計され得るように、高電圧から一定の低電圧に降圧する固定降圧ＤＣ－ＤＣコンバータ又はＬＤＯを提供することによってこの問題を解決している。図９Ａ及び図９Ｂは、そのような二つの先行技術による解決策を示す。

図９Ａにおいて、先行技術の煙検出器９００Ａは、入力ノード９０８において代替上側供給電圧としてＡＣ／ＤＣ電源９０４及びバッテリ電源９０６を受け取るように結合される、ＬＤＯ調節器９０２を含む。ＬＤＯ調節器９０２はまた、内部回路、増幅器、ドライバなどを含み得る煙検出器アナログフロントエンド（ＡＦＥ）９１２に結合される出力ノード９１０において内部供給電圧Ｖｉｎｔｅｒｎａｌを提供するように結合される。ＬＤＯ調節器９０２は、出力ノード９１０において提供される内部供給電圧Ｖｉｎｔｅｒｎａｌを調節するために入力ノード９０８と出力ノード９１０との間に結合されるパワーＰ型電界効果トランジスタ（ＰＦＥＴ）Ｍａを含む。差動増幅器９１４が、入力供給電圧に結合され、出力ノード９１０に容量的に結合される。差動増幅器９１４は、基準電圧Ｖｒｅｆを受け取るように結合される非反転入力を有する。差動増幅器９１４の反転入力は、出力ノード９１０と接地面とし得る下側供給電圧との間に結合される抵抗分割器９１８を介して、出力ノード９１０からフィードバックを受け取るように結合される。

図９Ｂにおいて、先行技術の煙検出器９００Ｂは、入力ノード９３８において代替上側供給電圧としてＡＣ／ＤＣ電源９３４及びバッテリ電源９３６を受け取るように結合される、ＤＣ－ＤＣコンバータ９３２を含む。ＤＣ－ＤＣコンバータ９３２はまた、やはり内部回路、増幅器、ドライバなどを含み得る煙検出器ＡＦＥ９４２に結合される出力ノード９４０において内部供給電圧Ｖｉｎｔｅｒｎａｌを提供するように結合される。ＤＣ－ＤＣコンバータ９３２は、入力ノード９３８と下側供給電圧との間でローサイドパワーＮ型電界効果トランジスタ（ＮＦＥＴ）Ｍｌｓと直列に結合されるハイサイドパワーＰＦＥＴＭｈｓを含み、スイッチノードＳＷが、ハイサイドパワーＰＦＥＴＭｈｓとローサイドパワーＮＦＥＴＭｌｓの間に位置する。インダクタＬ１が、スイッチノードＳＷと出力ノード９４０との間に結合され、コンデンサＣｏｕｔが、出力ノード９４０と接地面とし得る下側供給電圧との間に結合される。論理回路９４４が、ハイサイドパワーＰＦＥＴＭｈを駆動するハイサイドドライバ９４６に結合され、また、ローサイドパワーＮＦＥＴＭｌｓを駆動するローサイドドライバ９４８に結合される。

ＬＤＯ調節器又はＤＣ－ＤＣコンバータ回路は、増幅器のみならず、高精度基準電圧及びバイアス電流を必要とする専用回路である。こうした必要性は、電流消費を増加させる原因となる。必要な広い電圧範囲を扱うようにＬＤＯ調節器９０２又はＤＣ－ＤＣコンバータ９３２のいずれかを設計することは、付加的なシリコン領域、より多くのピン、及びより多い電力消費を必要とする。加えて、ＬＤＯ調節器９０２又はＤＣ－ＤＣコンバータ９３２の出力を潜在的に可能な最低電源として２Ｖに固定する場合、入力供給電圧を１５Ｖから２Ｖに変換することは極めて非効率である。入力供給電圧を３．６Ｖから変換することさえ、そうしなければ用い得るヘッドルームが失わることを意味する。下記においてわかるように、開示される事前調節回路は、上側供給電圧が調節閾値電圧を超えて上昇する際に上側供給電圧を調節する一方で、上側供給電圧のより低い値に対してバイパス回路を提供することによって、この後者の問題に対処する。

図１は、広範囲の入力電圧を受け取るように動作し、はるかに低い範囲内で動作する出力電圧を提供する事前調節回路１０２を含むシステム１００のハイレベルブロック図である。事前調節回路１０２は、ＬＤＯ調節器９０２又はＤＣ－ＤＣコンバータ９３２のいずれかほどには高入力電圧における高精度を提供しないが、代わりに、内部回路要素１０４の損傷を防ぐのに十分低い出力電圧を提供するが、回路を電力不足にさせない、シンプルな回路を利用する。事前調節回路１０２に続くＬＤＯ回路は、高電圧デバイスを必要とせず、低電圧に対してのみ設計され得る。

事前調節回路１０２は、上側供給電圧ＶＣＣを提供する事前調節器入力ノード１１０と下側供給電圧との間に結合され、また、システム１００のための内部回路要素１０４に事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇを提供するよう結合される。内部回路要素１０４はやはり、例えば、ＬＤＯ、ドライバなどを含み得る。上側供給電圧ＶＣＣが、一実施形態では約４Ｖである調節閾値電圧よりも大きいとき、パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴを含む電圧調節器回路１０１が、調節された出力電流を提供するために調節モードの間、動作する。電圧調節器回路１０１はまた、電流源ＣＳ１、第１のコンデンサＣ１、及びダイオード素子１０７を含む。パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴは、上側供給電圧ＶＣＣと事前調節器出力ノード１０３との間に結合される。電流源ＣＳ１は、上側供給電圧ＶＣＣと例えば接地面である下側供給電圧との間に第１のコンデンサＣ１と直列に結合され、パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのゲートが、電流源ＣＳ１と第１のコンデンサＣ１との間の第１のノード１０５に結合される。ダイオード素子１０７が、パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのゲートと下側供給電圧との間に結合され、調節モードの間、事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇを、ダイオード素子の両端間の電圧降下からパワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのゲート／ソース電圧Ｖｇｓを減じた電圧に等しい値まで調節する。少なくとも一つの実施形態において、パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴは、横方向拡散金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＬＤＭＯＳＦＥＴ）である。

パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴの電圧調節を回避するバイパス回路が、やはり上側供給電圧ＶＣＣと事前調節器出力ノード１０３との間に結合される、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴによって提供される。バイパス回路はまた、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴをオフにする時点を決定し得る比較回路を含み、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴが迅速にオフになることを保証するプルアップ回路１０８をさらに含み得る。比較回路１０６は、上側供給電圧ＶＣＣによって電力供給され、また、内部基準電圧Ｖｉｎｔｒｅｆを受け取る。比較回路１０６の第１の出力が、出力ＰＦＥＴＭＰＯＵＴのゲートに結合される。少なくとも一つの実施形態において、プルアップ回路１０８は、上側供給電圧ＶＣＣとパワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴのゲートとの間に結合され、比較回路１０６の第２の出力を受け取る。

比較回路１０６は、上側供給電圧ＶＣＣを内部基準電圧Ｖｉｎｔｒｅｆと比較し、電圧又は関連する電流のいずれかを比較し得る。上側供給電圧ＶＣＣが調節閾値電圧と等しいかそれより小さいとき、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴはオンされ、ほとんど電圧のロスなく上側供給電圧ＶＣＣを事前調節器出力ノード１０３に渡す。これは、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴを大型で低オン抵抗のトランジスタにすることによって実現される。上側供給電圧ＶＣＣが調節閾値電圧より大きい場合、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴはオフにされ、そのため、事前調節器出力電圧ＶｐｒｅｒｅｇはパワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴによって調節される。望まれる場合には、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴを完全にオフにすること、及び／又はパワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴをより迅速にオフにすることを保証するためにも、プルアップ回路１０８が設けられ得る。

図２は、事前調節器回路１０２の具体的な実装として用いられ得る事前調節器回路２００を示す。後述するように、事前調節器回路２００内において、少なくとも一つの実施形態においてＬＤＭＯＳＦＥＴであるパワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴが、上側供給電圧を提供する事前調節器入力ノード２０１と事前調節器出力ノード２１４との間に結合され、調節モードにおいて電圧を調節する。また、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴが、事前調節器入力ノード２０１と事前調節器出力ノード２１４との間に結合されて、上側供給電圧が調節閾値電圧未満であるときパワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴを介して調節をバイパスさせるバイパス回路を提供する。

また、第１の抵抗器Ｒ１が、第２の抵抗器Ｒ２及び第１のＮＦＥＴＭＮ１と直列に、上側供給電圧ＶＣＣと下側供給電圧との間に結合される。第１のＮＦＥＴＭＮ１のゲート及びドレインは、第１のＮＦＥＴＭＮ１がダイオードとして作動するように共に結合される。一実施形態では、第２の抵抗器Ｒ２は、第１の抵抗器Ｒ１の抵抗値の４．６倍の抵抗値を有するようなサイズとされる。第１のＰＦＥＴＭＰ１が、上側供給電圧ＶＣＣと下側供給電圧との間に、第２のＮＦＥＴＭＮ２と直列に結合される。第２のＮＦＥＴＭＮ２のゲートは、第１のＮＦＥＴＭＮ１のゲート並びに第１のＰＦＥＴＭＰ１のゲート及びドレインに共に結合される。事前調節器回路２００がオンにされると、第１の抵抗器Ｒ１、第２の抵抗器Ｒ２、及び第１のＮＦＥＴＭＮ１を介して第１の電流Ｉ１が流れ、第１のＰＦＥＴＭＰ１及び第２のＮＦＥＴＭＮ２を介して第２の電流Ｉ２が流れる。

事前調節器回路２００はまた、上側供給電圧ＶＣＣと下側供給電圧との間に第１のツェナーダイオードＺ１で構成されるダイオード素子と直列に結合される第２のＰＦＥＴＭＰ２を含み、パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのゲートが、第２のＰＦＥＴＭＰ２と第１のツェナーダイオードＺ１との間にある第１のノード２０２に結合されて、ゲート電圧Ｖｚを受け取る。一実施形態において、第１のＰＦＥＴＭＰ１及び第２のＰＦＥＴＭＰ２によって形成される電流ミラーが、図１の電流源ＣＳ１を形成する。第１のコンデンサＣ１が、パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのゲートと下側供給電圧との間に結合され、第２のコンデンサＣ２が事前調節器出力ノード２１４と下側供給電圧との間に結合される。第３のＰＦＥＴＭＰ３が、上側供給電圧ＶＣＣと下側供給電圧の間に、スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷ及び第３のＮＦＥＴＭＮ３と直列に結合される。スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷのゲートは、ゲート電圧Ｖｂを受け取るために第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器Ｒ２との間の第２のノード２０４に結合され、第３のＮＦＥＴＭＮ３のゲート及びドレインが共に結合される。第２のＰＦＥＴＭＰ２のゲート及び第３のＰＦＥＴＭＰ３のゲートは、それぞれ第１のＰＦＥＴＭＰ１のゲートに結合される。上側供給電圧が、概して約５Ｖであるツェナー電圧より大きいとき、第３の電流Ｉ３が第２のＰＦＥＴＭＰ２及び第１のツェナーダイオードＺ１を流れる。スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷがオンにされると、第４の電流Ｉ４が第３のＰＦＥＴＭＰ３、スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷ、及び第３のＮＦＥＴＭＮ３を流れる。

また、第４のＰＦＥＴＭＰ４が、上側供給電圧と下側供給電圧との間に、第４のＮＦＥＴＭＮ４と直列に結合される。第４のＰＦＥＴＭＰ４のゲートが第１のＰＦＥＴＭＰ１のゲートに結合され、第４のＮＦＥＴのゲートが第３のＮＦＥＴＭＮ３のゲートに結合される。また、第５のＰＦＥＴＭＰ５が、上側供給電圧ＶＣＣと下側供給電圧との間で第５のＮＦＥＴＭＮ５と直列に結合され、第４のノード２０８が第５のＰＦＥＴＭＰ５と第５のＮＦＥＴＭＮ５の間に置かれる。第５のＰＦＥＴＭＰ５のゲートが第１のＰＦＥＴＭＰ１のゲートに結合され、第５のＮＦＥＴＭＮ５のゲートが、第４のＰＦＥＴＭＰ４と第４のＮＦＥＴＭＮ４との間の第３のノード２０６に結合されてゲート電圧Ｖｐｄｎを受け取る。第２のツェナーダイオードＺ２が、第５のＮＦＥＴＭＮ５のゲートと下側供給電圧との間に結合される。

パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴのゲートは、第５のＰＦＥＴＭＰ５と第５のＮＦＥＴＭＮ５との間の第４のノード２０８に結合されてゲート電圧Ｖｇを受け取る。第３のツェナーダイオードＺ３及び第３の抵抗器Ｒ３が、各々、上側供給電圧とパワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴのゲートとの間に結合される。スイッチングトランジスタＭＰＳＷがオンにされると、第５の電流Ｉ５が第４のＰＦＥＴＭＰ４及び第４のＮＦＥＴＭＮ４を流れ、第５のＮＦＥＴＭＮ５がオンにされると、第６の電流Ｉ６が第５のＰＦＥＴＭＰ５を流れる。

また、第６のＰＦＥＴＭＰ６及び第７のＰＦＥＴＭＰ７が、第６のＮＦＥＴＭＮ６と直列に、上側供給電圧と下側供給電圧との間に結合される。第６のＰＦＥＴＭＰ６のゲートが第１のＰＦＥＴＭＰ１のゲートに結合され、第６のＮＦＥＴＭＰ６のゲートが第３のＮＦＥＴＭＮ３のゲートに結合される。第８のＰＦＥＴＭＰ８、第９のＰＦＥＴＭＰ９、及び第１０のＰＦＥＴＭＰ１０が、それぞれダイオード結合され、また、上側供給電圧と下側供給電圧の間に第７のＮＦＥＴＭＮ７と直列に結合される。第７のＮＦＥＴＭＮ７のゲートが第３のＮＦＥＴＭＮ３のゲートに結合され、第７のＰＦＥＴＭＰ７のゲートが、第１０のＰＦＥＴＭＰ１０と第７のＮＦＥＴＭＮ７との間の第５のノード２１０に結合される。第６のＮＦＥＴＭＮ６及び第７のＰＦＥＴＭＰ７がオンであるとき、第７の電流Ｉ７が、第６のＰＦＥＴＭＰ６、第７のＰＦＥＴＭＰ７、及び第６のＮＦＥＴＭＮ６を流れる。同様に、第７のＮＦＥＴＭＮ７がオンであるとき、第８の電流が、第８のＰＦＥＴＭＰ８、第９のＰＦＥＴＭＰ９、第１０のＰＦＥＴＭＰ１０、及び第７のＮＦＥＴＭＮ７を流れる。最後に、第１１のＰＦＥＴＭＰ１１が、上側供給電圧と第４のノード２０８との間に結合され、第１１のＰＦＥＴＭＰ１１のゲートが、第６のＰＦＥＴＭＰ６と第７のＰＦＥＴＭＰ７との間の第６のノード２１２に結合される。

事前調節器回路２００の動作の間、第１の電流Ｉ１は、第１のＮＦＥＴＭＮ１のゲート／ソース電圧Ｖｇｓ、抵抗器Ｒ１及びＲ２の抵抗値、及び上側供給電圧ＶＣＣの関数である。その結果、低電圧応用例において、第１の電流Ｉ１が小さく、低電力要件を満たすのに役立つ。第２の電流Ｉ２～第８の電流Ｉ８は、様々な電流ミラーを介して第１の電流Ｉ１とも関連しており、したがって、上側供給電圧ＶＣＣが低いときに低いままである。

事前調節器上側供給回路２００の実施形態からわかるように、この回路は概して、第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２を含む第１の部分２２２と、第３の電流Ｉ３、第４の電流Ｉ４、及び第５の電流Ｉ５を含む第２の部分２２４と、第６の電流Ｉ６及び両方の出力回路を含む第３の部分２２６と、第７の電流Ｉ７及び第８の電流Ｉ８を含む第４の部分２２８との４つの部分に分割され得る。例えば４Ｖ未満などの低電圧動作の間、下記でより詳細に説明するように、第１の部分２２２及び第３の部分２２６のみが電力を消費する。一実施形態において、低電圧実装の間はアクティブになるシンプルな回路は、５００ｎＡ未満の電力を使用し得る。上側供給電圧ＶＣＣからのより高い電圧、すなわち、調節閾値電圧よりも高い電圧、においてのみ、第２の部分２２４及び第４の部分２２８が電力を消費する。

図２の一実施形態において、４．０ボルト未満で動作すると、第１の電流Ｉ１及び第２の電流Ｉ２がそれぞれの回路を介して流れる。第４のＰＦＥＴＭＰ４がオンであり第３のノード２０６をプルアップし、第５のＮＦＥＴＭＮ５をオンにし、そのため第６の電流Ｉ６が流れる。上側供給電圧ＶＣＣが調節閾値電圧未満であるとき、第３のＰＦＥＴＭＰ３の両端間の電圧降下と抵抗器Ｒ１の両端間の電圧降下との差は、スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷのゲート／ソース電圧Ｖｇｓが実質的に電流を流し得るには十分に大きくない値である。これは、第３のＮＦＥＴＭＮ３及び第４のＮＦＥＴＭＮ４の電流ミラーがオンにされず、したがって第４の電流Ｉ４が流れないことを意味する。

より具体的には、スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷに関して、ゲート電圧Ｖｂは（ＶＣＣ－Ｉ１×Ｒ１）に等しく、ここでＲ１は抵抗器Ｒ１の抵抗値を表す。スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷをオンにするために必要とされるＲ１の両端間の電圧は、Ｖｇｓｍｐｓｗ＋Ｖｄｓａｔｍｐ３であり、ＶｇｓｍｐｓｗはスイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷのゲート／ソース電圧であり、Ｖｄｓａｔｍｐ３は第３のＰＦＥＴＭＰ３の飽和時のドレイン／ソース電圧である。ＶＣＣの値が低いと、スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷのゲート／ソース電圧は、スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷをオンにするのに十分に高い値にならない。第３のＮＦＥＴＭＮ３、第４のＮＦＥＴＭＮ４、第６のＮＦＥＴＭＮ６、及び第７のＮＦＥＴＭＮ７は全てオフであり、そのため、第４の電流Ｉ４、第５の電流Ｉ５、第７の電流Ｉ７、及び第８の電流Ｉ８は流れない。第４のＮＦＥＴＭＮ４がオフである間、第４のＰＦＥＴＭＰ４が第３のノード２０６をプルアップし、第５のＮＦＥＴＭＮ５がオンになる。第５のＮＦＥＴＭＮ５は第５のＰＦＥＴＭＰ５よりもゲート／ソース電圧が高く、そのため、第４のノード２０８及びパワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴのゲート電圧Ｖｇは低にプルされ、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴが完全にオンになる。

電圧ＶＣＣが上昇すると、第１の電流Ｉ１が増加し、それに従ってＩ１×Ｒ１が増加する。Ｉ１×Ｒ１がＶｇｓｍｐｓｗ＋Ｖｄｓａｔｍｐ３よりも大きくなると、スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷがオンになる。そのため、Ｉ１、Ｒ１、Ｖｇｓｍｐｓｗ、Ｖｄｓａｔｍｐ３の値は、スイッチングＰＦＥＴＭＰＳＷをオンにする調節閾値電圧を定義するために利用され得、それにより、電流Ｉ４が第３のＮＦＥＴＭＮ３へ流れる。第３のＮＦＥＴＭＮ３はダイオード結合され、さらに第４のＮＦＥＴＭＮ４に結合されるので、第４の電流Ｉ４及び第５の電流Ｉ５の両方が流れる。第４のＮＦＥＴＭＮ４は、第４のＰＦＥＴＭＰ４よりも強いトランジスタとなるように設計され、そのため第３のノード２０６は低にプルされる。第３のノード２０６は、第５のＮＦＥＴＭＮ５のためのゲート電圧Ｖｐｄｎを制御し、それによって第５のＮＦＥＴＭＮ５がオフにされる。第５のＮＦＥＴＭＮ５がオフされると、第５のＰＦＥＴＭＰ５は、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴのためのゲート電圧Ｖｇを上側供給電圧ＶＣＣまでプルアップし、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴをオフにする。

上側供給電圧ＶＣＣが調節閾値電圧より大きくなり、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴがオフにされると、パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのソース電圧が低下し、それによりパワーＮＦＥＴＭＰＯＵＴがオンになる。パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴは、ツェナーダイオードＺ１の電圧からパワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのゲート／ソース電圧Ｖｇｓを減算した事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇを提供し得る。ツェナー電圧は典型的には５Ｖであり、パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのゲート／ソース電圧Ｖｇｓは約１Ｖであり、そのため、事前調節器出力電圧ＶｐｒｅｒｅｇはパワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴを介して約４Ｖに調節される。下記でわかるように、プロセスや温度の変動により、パワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴを介する事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇは、場合によっては約５．４Ｖと高くなり得る。一実施形態では、煙警報器の内部回路要素において許容される最大ゲート電圧は約６Ｖであり、そのため、事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇを他の場合において必要なほど厳密に制御する必要はない。

スイッチングトランジスタＭＰＳＷが、完全にオンになり、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴをオフにするように作用すると、第６のＮＦＥＴＭＮ６及び第７のＮＦＥＴＭＮ７もオンにされ、そのため、第６～第１１のＰＦＥＴＭＰ６～ＭＰ１１を含むクランプ回路が作動する。第８のＰＦＥＴＭＰ８、第９のＰＦＥＴＭＰ９、及び第１０のＰＦＥＴＭＰ１０はダイオード結合され、そのため、第５のノード２１０における電圧がＶＣＣ－３×Ｖｇｓに等しくなる。第５のノード２１０における電圧は、第７のＰＦＥＴＭＰ７のゲートに提供され、それにより、第７のＰＦＥＴＭＰ７がオンになって第６のノード２１２において電圧ＶＣＣ－２×Ｖｇｓが供給され、それにより、第１１のＰＦＥＴＭＰ１１がオンになる。第１１のＰＦＥＴＭＰ１１をオンにすることは、ゲート電圧Ｖｇがハイに向かうように第４のノード２０８をプルアップすることを助け、パワーＰＦＥＴＭＰＯＵＴが迅速にオフにされることを保証する。

当業者なら、図２の回路に対する改変が、開示される事前調節器回路２００の趣旨の範囲内でもたらされ得ることが理解されよう。図２Ａの事前調節器回路２００Ａは、そのような一つの変形例を示す。事前調節器回路２００Ａは、ツェナーダイオードＺ１をダイオード素子１０７として用いることが、ゲート電圧に対に対してツェナーダイオードＺ１とほぼ同じ制限を与える積層ダイオード接続ＮＦＥＴＭＮ８～ＭＮ１２で置き換えられる以外は、事前調節器回路２００と同じであり、そのため、事前調節器回路２００Ａは事前調節器回路２００と同じ恩恵を提供する。

例えば図１の内部回路要素１０４などの内部回路要素に必要な電圧は極めて低いことに留意されたい。従来のＬＤＯは、概して、広範囲の入力電圧及び出力電圧の両方にわたって動作するように設計される。これは、広い入力範囲及び狭い出力範囲が必要とされる本願とは対照的である。二つの動作モード、例えば、上側供給電圧ＶＣＣが調節閾値電圧より大きいときの調節モードと、上側供給電圧ＶＣＣが調節閾値電圧未満であるときのバイパス回路とを含むことによって、開示される事前調節器、例えば、事前調節器回路１０２、事前調節器回路２００、及び事前調節器２００Ａのいずれも、より簡単な設計を用いて電圧を降圧させ得る。

開示される事前調節器を用いて、下記の利点の一つ又は複数がもたらされ得る。
・回路が、外部の基準回路又は電流源を必要としない。
・公称温度及びプロセスにおけるリチウムイオンバッテリの応用例において電流消費が極めて小さくなり、そのため、煙検出器の応用例においてバッテリの長寿命化が可能である。
・上側供給電圧ＶＣＣが調節閾値電圧よりも低い場合、パワーＰＦＥＴはスイッチとして動作し、ＶＣＣを事前調節器出力ノードに直接転送する。
・リチウムイオンバッテリ応用例において、パワーＰＦＥＴの電圧降下を無視し得る。
・上側供給電圧ＶＣＣが調節閾値電圧よりも大きくなると、事前調節器出力は、ツェナー電圧によって制限されるパワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのゲート電圧Ｖｚによって制御される。事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇが、ゲート電圧ＶｚからパワーＮＦＥＴＭＮＯＵＴのゲート／ソース電圧Ｖｇｓを減算した値になり、出力がこの値に達すると、１５Ｖという高い上側供給電圧ＶＣＣに対して調節出力は一定のままになる。

図３は、上側供給電圧４Ｖで回路をオンにした後、３０ｍＡの負荷をかけたときの上側供給電圧ＶＣＣ及び事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇのシミュレーション値のグラフ３００を示す。このシミュレーションでは、温度やトランジスタのパラメータ全体を変化させている。回路がオンにされると、すべての実施形態において、上側供給電圧ＶＣＣは４Ｖに達するまで安定して上昇する。シミュレーションが異なれば、事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇが上昇し始めるまでの時間量も若干異なるが、どのシミュレーションでも事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇが４Ｖになるまでの安定した上昇が迅速に達成される。３０ｍＡの負荷をかけると、事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇがわずかにばらけることが観察される。負荷を取り除くと、すべてのシミュレーションにおいて４Ｖの定常出力に戻る。電流が３０ｍＡのとき、事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇは、最小３．９３４８Ｖから最大３．９５６Ｖの範囲であり、典型的な電圧は３．９５Ｖであった。電流が１μＡ未満であるとき、事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇは最小３．９９９Ｖから最大４．０Ｖの範囲であり、典型的な電圧は３．９９９Ｖであった。

図４は、上側供給電圧１５Ｖで回路をオンにした後、やはり３０ｍＡの負荷をかけたときの上側供給電圧ＶＣＣ及び事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇのシミュレーション値のグラフ４００を示す。このシミュレーションでも、温度やトランジスタのパラメータ全体を変化させている。回路がオンになると、すべての実施形態において、上側供給電圧ＶＣＣは１５Ｖに達するまで安定して上昇する。事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇが上昇し始める時間におけるいくらかの小さな変動の後で、事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇの定常状態が、３０ｍＡの負荷をかける前後で、単に上側供給電圧を通過させる場合よりも最大電圧が大きく変動することが示される。電流が３０ｍＡのとき、事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇは最小３．９３５Ｖから最大３．９５６Ｖの範囲であり、典型的な電圧は３．９４５Ｖであった。電流が１μＡ未満であるとき、事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇは最小３．９９９Ｖから最大４．０Ｖの範囲であり、典型的な電圧は３．９９９Ｖであった。

図５は、４Ｖの上側供給電圧ＶＣＣにおいて、プロセスの変動及び０～８５℃の範囲の温度の変動にわたって事前調節器回路２００によって消費される総静止電流のグラフ５００を示す。グラフ５００の左側に低温域が示され、低温域では静止電流は平均１．１３μＡであり、グラフ５００の右側に高温域が示され、高温域では静止電流は平均２．６２μＡであった。典型的な静止電流は１．６６μＡである。

図６は、同様に、１５Ｖの上側供給電圧ＶＣＣにおいて、プロセスの変動及び０～８５℃の範囲の温度の変動にわたって事前調節器回路２００によって消費される総静止電流のグラフ６００を示す。ここでも、グラフ６００の左側に低温域が示され、低温域では静止電流は平均５．８８μＡであり、グラフ６００の右側に高温域が示され、高温域では静止電流は平均９．８８μＡであった。上側供給電圧ＶＣＣが１５Ｖであるときの典型的な静止電流は７．６３μＡである。１５Ｖにおける静止電流は４Ｖにおける静止電流ほど好ましくないが、回路が１５Ｖを受けているとき、システムは概して主電源を用いており、電流を最小に抑える必要性はバッテリ電力を採用しているときほど決定的ではない。

図７は、本開示の或る実施形態による事前調節器回路（事前ＬＤＯ）７２０が組み込まれる煙検出器７００である電子デバイスのブロック図である。煙検出器７００は、多数の回路が実装されるＩＣチップ７０１を含み、多数の回路には事前調節器回路７２０が含まれ、事前調節器回路７２０は、事前調節器回路１０２及び事前調節器２００の一つに示される回路と、図８において説明する方法とを用いて実装され得る。ＩＣチップ７０１はまた、一酸化炭素検出回路７０４、光検出回路７０６、任意選択のイオン検出回路７０８、及びホーンドライバ７２１を含む。一実施形態では、光検出回路７０６はまた、第１の発光ダイオード（ＬＥＤ）ドライバ７１２及び第２のＬＥＤドライバ７１４を含む。一酸化炭素検出回路７０４は第１の複数のピン７０５に結合され、光検出回路７０６は第２の複数のピン７０７に結合され、ホーンドライバ７２１は第３の複数のピン７１１に結合される。第４の複数のピン７１３の一部である第５のピンＰ５に結合されるマルチプレクサ７１０は、一酸化炭素検出回路７０４及び光検出回路７０６のそれぞれから入力信号を受信し得る。任意選択のイオン検出回路７０８が設けられる場合、イオン検出回路７０８は第５の複数のピン７０９に結合され、マルチプレクサ７１０はイオン検出回路７０８からの入力信号を受信するようにも結合される。ホーンドライバ７２１は、ホーン７２９を駆動するために設けられ得る。

ＩＣチップ７０１の具体的な電力供給ピンとして、第１のピンＰ１、第２のピンＰ２、第３のピンＰ３、第４のピンＰ４の４つが記されている。事前調節器回路７２０は第１のピンＰ１に結合され、第１のピンＰ１はＡＣ／ＤＣコンバータ７３２にも結合される。事前調節器回路７２０は、下側供給電圧を受け取るために第２のピンＰ２（結合は特に図示せず）にも結合される。ＤＣ／ＤＣ昇圧コンバータ７０２が、第３のピンＰ３に結合されて、インダクタＬを介してバッテリＢＡＴから電力を受け取り、第４のピンＰ４にも結合されて、バッテリ電力から昇圧される出力電圧Ｖｂｓｔを提供する。第４のピンＰ４は、第１のピンＰ１にも結合され、バッテリ電力に依存する場合、事前調節器回路７２０に昇圧された出力電圧Ｖｂｓｔを提供する。第２のピンＰ２は、回路への内部接続は特に示さないが、接地面に結合される。

事前調節器回路７２０は、ＩＣチップ７０１上の内部回路のためのゲートドライバ供給電圧ＶＣＣを提供するために用いられる事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇを提供する。事前調節器出力電圧Ｖｐｒｅｒｅｇは、マイクロコントローラ（ＭＣＵ）ＬＤＯ調節器７１６、内部ＬＤＯ調節器７１８及びＶＣＣ分圧器７１９に分配され得る。ＭＣＵＬＤＯ調節器７１６は、ＭＣＵ７３０及びＩ／Ｏバッファ（特に図示せず）に供給電圧を提供し、内部ＬＤＯ調節器７１８は、データコア及びアナログブロックなどの内部回路、例えば、一酸化炭素検出回路７０４、光検出回路７０６、及びイオン検出回路７０８に供給電圧を提供し、ＶＣＣ分圧器７１９は、マルチプレクサ７１０に供給電圧を提供する。

煙検出器７００において、一酸化炭素検出回路７０４は、第１の複数のピン７０５を介して一酸化炭素センサ７２２に結合され、第１のＬＥＤドライバ７１２及び第２のＬＥＤドライバ７１４を含み得る光検出回路７０６は、第２の複数のピン７０７を介して光センサ７２４及びＬＥＤ７２６に結合され、イオン検出回路７０８は第５の複数のピン７０９を介してイオンセンサ７２８に結合され、ホーンドライバ７２１は第３の複数のピン７１１を介してホーン７２９に結合される。一酸化炭素センサ７２２、フォトセンサ７２４、及びイオンセンサ７２８は、その領域における煙及び一酸化炭素の検出に必要とされる情報を収集し、ホーン７２９は煙又は一酸化炭素が検出されると大きな可聴警告を発する。ＩＣチップ７０１はまた、第４の複数のピン７１３を介しマイクロコントローラ７３０に結合され、マイクロコントローラ７３０に電力及び情報の両方を供給し、煙検出器７００の動作の様々な態様を制御する命令を受け取る。第４の複数のピン７１３の一部である第５のピンＰ５は、マルチプレクサ７１０が一酸化炭素検出回路７０４、光検出回路７０６、及びイオン検出回路７０８の出力をＭＣＵ７３０に提供するための経路を提供する。

図８は、ＬＤＯ調節器のための事前調節器回路を動作させる方法８００を示す。この方法は、少なくとも１０ボルトの差を有する下限と上限との間の範囲を有する上側供給電圧を電源入力ノードにおいて受け取ること（８０５）で開始する。一実施形態において、下限が約３．３Ｖであり、上限が約１５Ｖであり、そのためこれらの差は約１２Ｖである。この方法は、上側供給電圧が調節閾値電圧より大きいかを判定する（８１０）。一実施形態において、調節閾値電圧は約４Ｖである。上側供給電圧が調節閾値電圧より大きくない場合、上側供給電圧は、ＬＤＯ調節器に電力が提供されるように結合される電力出力ノードに直接渡される（８１５）。上側供給電圧が調節閾値電圧より大きい場合、この方法は、上側供給電圧を調節し、電力出力ノードに調節された電圧を提供する（８２０）。

出願人は、事前調節器回路を設けることによって、高電圧デバイスを必要とせずにＬＤＯ調節器の入力電圧を拡大する電子デバイス及び方法を開示してきた。この電子デバイスは、回路、ＩＣチップ、又は、例えば煙検出器などのシステムとし得る。事前調節器回路は、低電圧バッテリ入力が設けられる場合に消費電流が極めて少なく、バッテリ応用例に極めて適しており、ＬＤＯ調節器に最大バッテリ電圧を提供する。事前調節器回路は、外部バイアス電流又は基準電圧を必要とせずに機能する。ＶＣＣが調節閾値電圧と交差するときＰＭＯＳパスＦＥＴからＬＤＭＯＳＦＥＴに切り替わるように、バイアス電流を生成する同じ抵抗器を用いることができる。

様々な実施形態を示し詳細に説明したが、特許請求の範囲は、特定の実施形態又は例に限定されるものではない。上述の発明を実施するための形態は、特定の構成要素、要素、工程、動作、又は機能のいずれかが、特許請求の範囲に含まれなければならないほど必須であることを暗に意味するものとして読まれるべきではない。要素を単数形で参照することは、明示的に記述されていない限り、「一つだけ」を意味するものではなく、「一つ又は複数」を意味する。当業者に既知の上述の実施形態の要素に構造的及び機能的に等価なものは全て、参照により本明細書に明示的に組み込まれ、請求項の範囲に包含されることが意図されている。したがって、当業者には、本明細書に記載される例示実施形態が、下記に添付される特許請求の範囲の趣旨及び範囲内で様々な改変及び変更を伴って実施され得ることが理解されよう。

Claims

電子デバイスであって、
上側供給電圧と事前調節器出力ノードとの間に結合されるパワーＮ型電界効果トランジスタ（ＮＦＥＴ）と、前記上側供給電圧と下側供給電圧との間のダイオード素子と直列に結合される電流源とを含む電圧調節器回路であって、前記パワーＮＦＥＴのゲートが前記電流源と前記ダイオード素子との間の第１のノードに結合される、前記電圧調節器回路と、
前記上側供給電圧と前記事前調節器出力ノードとの間に結合されるパワーＰ型電界効果トランジスタ（ＰＦＥＴ）を含むバイパス回路と、
前記上側供給電圧が調節閾値電圧より大きいとき、前記バイパス回路をオフにするように結合される比較回路と、
を含む、電子デバイス。
請求項１に記載の電子デバイスであって、前記電圧調節器回路がさらに、
前記パワーＮＦＥＴの前記ゲートと前記下側供給電圧との間に結合される第１のコンデンサと、
前記パワーＮＦＥＴのソースと前記下側供給電圧との間に結合される第２のコンデンサと、
を含む、電子デバイス。
請求項１に記載の電子デバイスであって、前記ダイオード素子が第１のツェナーダイオードを含む、電子デバイス。
請求項３に記載の電子デバイスであって、前記比較回路が、
上側供給電圧と下側供給電圧の間に第１のＮＦＥＴと直列に結合される第１の抵抗器及び第２の抵抗器と、
前記上側供給電圧と前記下側供給電圧の間に第２のＮＦＥＴと直列に結合され、共に結合されるゲート及びドレインを有する第１のＰＦＥＴと、
を含み、
第２のＰＦＥＴが、前記電流源を形成するように前記第１のＰＦＥＴの前記ゲートに結合されるゲートを有する、
電子デバイス。
請求項４に記載の電子デバイスであって、前記比較回路がさらに、
前記上側供給電圧と前記下側供給電圧との間にスイッチングＰＦＥＴ及び第３のＮＦＥＴと直列に結合される第３のＰＦＥＴであって、前記第３のＰＦＥＴのゲートが前記第１のＰＦＥＴの前記ゲートに結合され、前記第３のＮＦＥＴのゲートが前記第３のＮＦＥＴのドレインに結合され、前記スイッチングＰＦＥＴのゲートが前記第１の抵抗器及び前記第２の抵抗器との間の第２のノードに結合される、前記第３のＰＦＥＴと、
前記上側供給電圧と前記下側供給電圧との間に第４のＮＦＥＴと直列に結合される第４のＰＦＥＴであって、前記第４のＰＦＥＴのゲートが前記第１のＰＦＥＴのゲートに結合され、前記第４のＮＦＥＴのゲートが前記第３のＮＦＥＴのゲートに結合される、前記第４のＰＦＥＴと、
前記上側供給電圧と前記下側供給電圧との間に第５のＮＦＥＴと直列に結合される第５のＰＦＥＴであって、前記第５のＰＦＥＴのゲートが前記第１のＰＦＥＴの前記ゲートに結合され、前記第５のＮＦＥＴのゲートが前記第４のＰＦＥＴと前記第４のＮＦＥＴの間の第３のノードに結合され、出力ＰＦＥＴのゲートが前記第５のＰＦＥＴと前記第５のＮＦＥＴの間の第４のノードに結合される、前記第５のＰＦＥＴと、
前記第５のＮＦＥＴの前記ゲートと前記下側供給電圧との間に結合される第２のツェナーダイオードと、
前記上側供給電圧と前記パワーＰＦＥＴの前記ゲートとの間に結合される第３のツェナーダイオードと、
前記上側供給電圧と前記パワーＰＦＥＴの前記ゲートとの間に結合される第３の抵抗器と、
を含む、電子デバイス。
請求項１に記載の電子デバイスであって、前記上側供給電圧と前記パワーＰＦＥＴの前記ゲートとの間に結合されるプルアップ回路をさらに含み、前記プルアップ回路が前記比較回路によって制御されるように結合される、電子デバイス。
請求項６に記載の電子デバイスであって、前記プルアップ回路が、
前記上側供給電圧と前記下側供給電圧との間に第７のＰＦＥＴ及び第６のＮＦＥＴと直列に結合される第６のＰＦＥＴであって、前記第６のＰＦＥＴのゲートが前記第１のＰＦＥＴの前記ゲートに結合され、前記第６のＮＦＥＴのゲートが前記第３のＮＦＥＴの前記ゲートに結合される、前記第６のＰＦＥＴと、
前記上側供給電圧と前記下側供給電圧との間に第９のＰＦＥＴ、第１０のＰＦＥＴ、及び第７のＮＦＥＴと直列に結合される第８のＰＦＥＴであって、前記第８のＰＦＥＴのゲートが前記第８のＰＦＥＴのドレインに結合され、前記第９のＰＦＥＴのゲートが前記第９のＰＦＥＴのドレインに結合され、前記第１０のＰＦＥＴのゲートが前記第１０のＰＦＥＴのドレイン及び前記第７のＰＦＥＴのゲートに結合され、前記第７のＮＦＥＴのゲートが前記第３のＮＦＥＴの前記ゲートに結合される、前記第８のＰＦＥＴと、
前記上側供給電圧と前記第４のノードの間に結合される第１１のＰＦＥＴであって、前記第１１のＰＦＥＴのゲートが、前記第６のＰＦＥＴと前記第７のＰＦＥＴとの間の第６のノードに結合される、前記第１１のＰＦＥＴと、
を含む、電子デバイス。
請求項１に記載の電子デバイスであって、前記電圧調節器回路、前記バイパス回路、及び前記比較回路が作製される集積回路（ＩＣ）チップを含む、電子デバイス。
請求項８に記載の電子デバイスであって、前記ＩＣチップがさらに、少なくとも一つの回路に電力を提供するように結合されるＬＤＯ調節器を含む、電子デバイス。
請求項９に記載の電子デバイスであって、前記ＩＣチップがさらに、
ＡＣ／ＤＣコンバータに結合するための第１のピンと、
接地面に結合するための第２のピンと、
バッテリに結合するための第３のピンと、
昇圧された出力電圧を前記バッテリから提供するための第４のピンと、
を含む、電子デバイス。
請求項１０に記載の電子デバイスであって、前記ＩＣチップがさらに、
第１の複数のピンに結合される一酸化炭素検出回路と、
第２の複数のピンに結合される光検出回路と、
第３の複数のピンに結合されるホーンドライバと、
前記一酸化炭素検出回路及び前記光検出回路からの出力を受け取るように結合されるマルチプレクサと、
を含み、
前記マルチプレクサが、前記出力を通信するための第５のピンにさらに結合される、電子デバイス。
請求項１１に記載の電子デバイスであって、前記電子デバイスが煙検出器を含み、前記煙検出器がさらに、
前記第１の複数のピンに結合される一酸化炭素検出回路と、
前記第２の複数のピンに結合される光検出回路と、
前記第３の複数のピンに結合されるホーンと、
前記ＩＣチップの第４の複数のピンに結合されるマイクロコントローラと、
を含み、
前記第４の複数のピンが前記第５のピンを含む、
電子デバイス。
請求項１１に記載の電子デバイスであって、前記ＩＣチップがさらに、第５の複数のピンに結合されるイオン検出回路を含み、前記マルチプレクサが、前記イオン検出回路からの出力を受け取るようにさらに結合される、電子デバイス。
請求項１３に記載の電子デバイスであって、前記電子デバイスが煙検出器を含み、前記煙検出器がさらに、前記第５の複数のピンに結合されるイオンセンサを含む、電子デバイス。
低電圧降下（ＬＤＯ）調節器のための事前調節器回路を動作させる方法であって、前記方法が、
事前調節器入力ノードにおいて、少なくとも１０ボルトの差を有する下限と上限の間の範囲を有する上側供給電圧を受け取ることと、
前記上側供給電圧が調節閾値電圧より大きいかを判定することと、
前記上側供給電圧が前記調節閾値電圧より大きくない場合、前記ＬＤＯ調節器に結合される事前調節器出力ノードに前記上側供給電圧を直接渡すことと、
前記上側供給電圧が前記調節閾値電圧より大きい場合、前記上側供給電圧を調節して、調節された出力電圧を前記電力事前調節器出力ノードに提供することと、
を含む、方法。
請求項１５に記載の方法であって、前記上側供給電圧を調節することが、ダイオード素子を用いてパワーＮＦＥＴのゲート電圧を制限することを含む、方法。
請求項１６に記載の方法であって、前記パワーＮＦＥＴとしてＮ型ＬＤＭＯＳＦＥＴを用いることをさらに含む、方法。
請求項１５に記載の方法であって、前記下限が約２ボルトであり、前記上限が約１５ボルトである、方法。
請求項１８に記載の方法であって、前記調節閾値電圧が約４Ｖである、方法。
請求項１５に記載の方法であって、前記調節された出力電圧が、前記調節閾値電圧よりも大きい入力電圧に対して一定である、方法。