CN114424139B - 用于ldo的前置稳压器 - Google Patents
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Abstract
一种电子设备包括稳压器电路(102)，该稳压器电路具有耦合在上部电源电压(VCC)和前置稳压器输出节点(103)之间的功率NFET(MNOUT)和与二极管元件(107，Z1)串联耦合在上部电源电压和下部电源电压(例如，接地平面)之间的电流源(CS1、MP1以及MP2)。功率NFET的栅极耦合到电流源和二极管元件之间的第一节点(105)。旁路电路(106、108、MPOUT)包括耦合在上部电源电压和前置稳压器输出节点之间的功率PFET(MPOUT)。比较电路(106)被耦合以在上部电源电压大于调节阈值电压(例如，约4V)时关闭该旁路电路。
Description
背景技术
在诸如烟雾探测器的设备中，需要宽输入电压范围以允许使用多种电源。例如，使用交流电(AC)供电并转换为直流电(DC)和备用电池的***要求设备使用15V AC/DC电源以及放电至2V的电池运行。电源通常连接到集成电路(IC)，该集成电路(IC)管理设备中各种放大器和驱动器的电力。能够在这种宽的电源电压范围内操作的IC给设计人员带来了许多挑战。
发明内容
所公开的实施例提供了一种前置稳压器电路，其使用传输(pass)晶体管的栅极上的简单钳位二极管来调节高于调节阈值电压(例如，4.0伏)的上部电源电压。钳位栅极确保输出电压不会损害下游电路。旁路开关允许低于调节阈值电压的上部电源电压绕过稳压器。比较电路接收上部电源电压和内部产生的用于断开和闭合旁路开关的参考电压。前置稳压器电路很简单，可以扩展LDO的输入电压，而无需LDO中的高压器件。
在一个方面，公开了一种电子设备的实施例。该电子设备包括：稳压器电路，该稳压器电路包括耦合在上部电源电压和前置稳压器输出节点之间的功率N型场效应晶体管(NFET)以及与二极管元件串联耦合在上部电源电压和下部电源电压之间的电流源，功率NFET的栅极耦合到电流源和二极管元件之间的第一节点；旁路电路，该旁路电路包括耦合在上部电源电压和前置稳压器输出节点之间的功率P型场效应晶体管(PFET)；以及比较电路，该比较电路耦合成当上部电源电压大于调节阈值电压时，关闭旁路电路。
在另一方面，公开了一种操作用于低压差(LDO)稳压器的前置稳压器电路的方法的实施例。该方法包括：在输入节点处接收具有在下限和上限之间的范围的上部电源电压，上限和下限具有至少10伏的差；确定上部电源电压是否大于调节阈值电压；当上部电源电压不大于调节阈值电压时，将上部电源电压直接传递到与LDO稳压器耦合的前置稳压器输出节点；并且当上部电源电压大于调节阈值电压时，调节上部电源电压以提供经调节的输出电压给前置稳压器输出节点。
附图说明
本公开的实施例在附图的图中以示例的方式而非以限制的方式图示，其中相似的附图标记指示相似的元件。应当注意的是，本公开中对“一”或“一个”实施例的不同引用不一定是相同的实施例，这样的引用可以指至少一个。另外，当结合实施例描述特定的特征、结构或特性时，可以认为结合其他实施例来实现这种特征、结构或特性在本领域技术人员的知识范围内，无论其他实施例是否明确描述。如本文所用，术语“耦合”旨在表示间接或直接电连接，除非限定为“可通信耦合”，其可以包括无线连接。因此，如果第一器件耦合到第二器件，则该连接可以为通过直接电连接或者通过经由其他器件和连接的间接电连接。
附图被并入说明书并形成说明书的一部分以说明本公开的一个或多个示例性实施例。本公开的各种优点和特征将从以下结合所附权利要求并参考附图的详细描述中理解，其中：
图1描绘了根据本公开的实施例的前置稳压器电路的高级框图；
图2描绘了根据本公开的实施例的前置稳压器电路的实现方式；
图2A描绘了根据本公开的实施例的前置稳压器电路的实现方式；
图3描绘了根据本公开的实施例的当前置稳压器电路用4V的输入电压上电并施加负载时的输入和输出电压；
图4描绘了根据本公开的实施例的当前置稳压器电路用15V的输入电压上电并施加负载时的输入和输出电压；
图5描绘了根据本公开的实施例的在4V输入电压下操作时前置稳压器电路在低温和高温下的静态电流；
图6描绘了根据本公开的实施例的在15V输入电压下操作时前置稳压器电路在低温和高温下的静态电流；
图7描绘了根据本公开的实施例的利用前置稳压器电路的烟雾探测器的框图；
图8描绘了根据本公开的实施例的操作用于LDO稳压器的前置稳压器电路的方法；
图9A描绘了根据现有技术的与LDO一起操作的烟雾探测器；以及
图9B描绘了根据现有技术的使用降压DC-DC转换器操作的烟雾探测器。
具体实施方式
现在将参考附图详细描述本发明的具体实施例。在本发明的实施例的以下详细描述中，阐述了许多具体细节以便提供对本发明的更透彻的理解。然而，对于本领域的普通技术人员来说明显的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明。在其他情况下，没有详细描述众所周知的特征以避免不必要地使描述复杂化。
在可以由电池或通过AC/DC转换器的主电源供电的典型烟雾探测器中，可以使用宽范围的输入电源电压。例如，烟雾探测器可以连线到降压到12伏的主电源。当使用电池作为主电源或备用电源时，电池可以是9伏电池，或者可替代地，可能需要两节AA电池来提供3伏电压。连接到输入电源的IC芯片需要能够处理这种宽范围的电源电压，而不会出现任何可靠性问题。
IC内部的器件需要处理如此宽的电压范围造成了困难，因为高压器件需要更大的面积并且不适合高速、低电流应用。特别是，烟雾探测器必须设计为低功率设备。为了获得产品安全测试和认证的世界领先者美国保险商实验室(UL)的认证，非交流供电的烟雾探测器必须具有10年的使用寿命，使用3.3V锂电池供家庭使用。此外，即使输入电源存在潜在变化，电路也必须保持高可靠性。
大多数实际应用通过提供固定降压DC-DC转换器或LDO来解决该问题，该转换器或LDO从较高电压降压到固定的较低电压，以便IC的内部电路可以避免如此宽的输入电源范围，并设计用于较低的电压。图9A和图9B描绘了两种这样的现有技术解决方案。
在图9A中，现有技术的烟雾探测器900A包括LDO稳压器902，其被耦合以在输入节点908处接收AC/DC电源904和电池电源906作为替代的上部电源电压。LDO稳压器902还被耦合以在输出节点910处提供内部电源电压Vinternal，该输出节点910耦合到烟雾探测器模拟前端(AFE)912，该AFE 912可以包括内部电路、放大器、驱动器等。LDO稳压器902包括功率P型场效应晶体管(PFET)Ma，该PFET Ma耦合在输入节点908和输出节点910之间以调节在输出节点910处提供的内部电源电压Vinternal。差分放大器914耦合到输入电源电压并且电容耦合到输出节点910。差分放大器914具有被耦合以接收参考电压Vref的非反相输入。差分放大器914的反相输入被耦合以通过电阻分压器918接收来自输出节点910的反馈，电阻分压器918耦合在输出节点910和可以是接地平面的下部电源电压之间。
在图9B中，现有技术的烟雾探测器900B包括DC-DC转换器932，其被耦合以在输入节点938处接收AC/DC电源934和电池电源936作为替代的上部电源电压。DC-DC转换器932还被耦合以在输出节点940处提供内部电源电压Vinternal，该输出节点940耦合到烟雾探测器AFE 942，该烟雾探测器AFE 942同样可以包括内部电路、放大器、驱动器等。DC-DC转换器932包括高侧功率PFET Mhs，该PFET Mhs与低侧功率N型场效应晶体管(NFET)Mls串联耦合在输入节点938和下部电源电压之间，其中开关节点SW位于高侧功率PFET Mhs和低侧功率NFET Mls之间。电感器L1耦合在开关节点SW和输出节点940之间，其中电容器Cout耦合在输出节点940和可以是接地平面的下部电源电压之间。逻辑电路944耦合到驱动高侧功率PFETMhs的高侧驱动器946并且还耦合到驱动低侧功率NFET Mls的低侧驱动器948。
LDO稳压器或DC-DC转换器电路是需要精密参考电压和偏置电流以及放大器的专用电路。这些要求导致电流消耗上升。设计LDO稳压器902或DC-DC转换器932以处理必要的宽电压范围需要额外的硅面积、更多的引脚数和更大的功耗。此外，如果LDO稳压器902或DC-DC转换器932的输出固定为2V作为最低电位电源，则将输入电源电压从15V转换为2V效率非常低。即使将输入电源电压从3.6V转换，也意味着失去了原本可以以其他方式使用的余量。如以下将看到的，所公开的前置稳压器电路通过为上部电源电压的较低值提供旁路电路而在上部电源电压上升到调节阈值电压以上时调节上部电源电压来解决这个后一个问题。
图1提供了***100的高级框图，该***100包括前置稳压器电路102，该前置稳压器电路102操作以接收宽范围的输入电压并提供在低得多的范围内操作的输出电压。前置稳压器电路102在较高输入电压下不提供与LDO稳压器902或DC-DC转换器932一样高的精度，而是使用提供足够低的输出电压以防止损坏内部电路104但不会使电路断电的简单电路。前置稳压器电路102之后的LDO电路不需要高压器件并且可以仅设计用于低压。
前置稳压器电路102耦合在提供上部电源电压VCC的前置稳压器输入节点110和下部电源电压之间，并且还被耦合以将前置稳压器输出电压Vprereg提供给***100的内部电路104。内部电路104可以再次包含例如LDO、驱动器等。包括功率NFET MNOUT的稳压器电路101在调节模式期间操作以在上部电源电压VCC大于调节阈值电压(在一个实施例中约为4V)时提供经调节的输出电流。稳压器电路101还包括电流源CS1、第一电容器C1和二极管元件107。功率NFET MNOUT耦合在上部电源电压VCC和前置稳压器输出节点103之间。电流源CS1与第一电容器C1串联耦合在上部电源电压VCC和下部电源电压(例如接地平面)之间，其中功率NFET MNOUT的栅极耦合到位于电流源CS1和第一电容器C1之间的第一节点105。二极管元件107耦合在功率NFET MNOUT的栅极和下部电源电压之间，并且在调节模式期间将前置稳压器输出电压Vprereg调节到等于二极管元件两端的电压降减去功率NFET MNOUT的栅极/源极电压Vgs的值。在至少一个实施例中，功率NFET MNOUT是横向扩散金属氧化物半导体场效应晶体管(LDMOSFET)。
避免功率NFET MNOUT的电压调节的旁路电路由功率PFET MPOUT提供，功率PFETMPOUT也耦合在上部电源电压VCC和前置稳压器输出节点103之间。旁路电路还包括比较电路，其可以确定何时关断功率PFET MPOUT，并且可以进一步包括上拉电路108以确保快速关断功率PFET MPOUT。比较电路106由上部电源电压VCC供电并且还接收内部参考电压Vintref。比较电路106的第一输出耦合到输出PFET MPOUT的栅极。在至少一个实施例中，上拉电路108耦合在上部电源电压VCC和功率PFET MPOUT的栅极之间，并接收比较电路106的第二输出。
比较电路106将上部电源电压VCC与内部参考电压Vintref进行比较，并且可以比较电压或相关电流中的任一个。当上部电源电压VCC小于或等于调节阈值电压时，功率PFETMPOUT被导通并将上部电源电压VCC以非常小的电压损失传递到前置稳压器输出节点103。这是通过使功率PFET MPOUT成为大的、低导通电阻的晶体管来实现的。当上部电源电压VCC大于调节阈值电压时，功率PFET MPOUT关断，从而使前置稳压器输出电压Vprereg由功率NFET MNOUT调节。在需要的情况下，还可以提供上拉电路108以确保完全关断功率PFETMPOUT和/或更快地关断功率PFET MPOUT。
图2描绘了前置稳压器电路200，其可以用作前置稳压器电路102的具体实现方式。在前置稳压器电路200内，在至少一个实施例中是LDMOSFET的功率NFET MNOUT耦合在提供上部电源电压的前置稳压器输入节点201和前置稳压器输出节点214之间，并且将在调节模式下调节电压，如将在下面所讨论的。功率PFET MPOUT也耦合在前置稳压器输入节点201和前置稳压器输出节点214之间以提供旁路电路，当上部电源电压低于调节阈值电压时，该旁路电路通过功率NFET MNOUT绕过调节。
此外，第一电阻器R1与第二电阻器R2和第一NFET MN1串联耦合在上部电源电压VCC和下部电源电压之间。第一NFET MN1的栅极和漏极耦合在一起，使得第一NFET MN1充当二极管。在一个实施例中，第二电阻器R2的大小被确定为具有第一电阻器R1的电阻的4.6倍的电阻。第一PFET MP1与第二NFET MN2串联耦合在上部电源电压VCC和下部电源电压之间。第二NFET MN2的栅极耦合到第一NFET MN1的栅极，并且第一PFET MP1的栅极和漏极耦合在一起。当前置稳压器电路200导通时，第一电流I1流过第一电阻器R1、第二电阻器R2和第一NFET MN1，而第二电流I2流过第一PFET MP1和第二NFET MN2。
前置稳压器电路200还包括与二极管元件串联耦合在上部电源电压VCC和下部电源电压之间的第二PFET MP2，该二极管元件由第一齐纳二极管Z1组成，其中功率NFETMNOUT的栅极耦合到位于第二PFET MP2和第一齐纳二极管Z1之间的第一节点202以接收栅极电压Vz。在一个实施例中，由第一PFET MP1和第二PFET MP2形成的电流镜形成图1的电流源CS1。第一电容器C1耦合在功率NFET MNOUT的栅极和下部电源电压之间，并且第二电容器C2耦合在前置稳压器输出节点214和下部电源电压之间。第三PFET MP3与开关PFET MPSW和第三NFET MN3串联耦合在上部电源电压VCC和下部电源电压之间。开关PFET MPSW的栅极耦合到在第一电阻器R1和第二电阻器R2之间的第二节点204以接收栅极电压Vb，并且第三NFET MN3的栅极和漏极耦合在一起。第二PFET MP2的栅极和第三PFET MP3的栅极均耦合到第一PFET MP1的栅极。当上部电源电压大于齐纳电压(通常约为5V)时，第三电流I3流过第二PFET MP2和第一齐纳二极管Z1。当开关PFET MPSW导通时，第四电流I4流过第三PFETMP3、开关PFET MPSW和第三NFET MN3。
另外，第四PFET MP4与第四NFET MN4串联耦合在上部电源电压和下部电源电压之间。第四PFET MP4的栅极耦合到第一PFET MP1的栅极，并且第四NFET的栅极耦合到第三NFET MN3的栅极。此外，第五PFET MP5与第五NFET MN5串联耦合在上部电源电压VCC和下部电源电压之间，其中第四节点208位于第五PFET MP5和第五NFET MN5之间。第五PFET MP5的栅极耦合到第一PFET MP1的栅极并且第五NFET MN5的栅极耦合到在第四PFET MP4和第四NFET MN4之间的第三节点206以接收栅极电压Vpdn。第二齐纳二极管Z2耦合在第五NFETMN5的栅极和下部电源电压之间。
功率PFET MPOUT的栅极耦合到在第五PFET MP5和第五NFET MN5之间的第四节点208以接收栅极电压Vg。第三齐纳二极管Z3和第三电阻器R3均耦合在上部电源电压和功率PFET MPOUT的栅极之间。当开关晶体管MPSW导通时，第五电流I5将流过第四PFET MP4和第四NFET MN4，并且当第五NFET MN5导通时，第六电流I6将流过第五PFET MP5。
此外，第六PFET MP6和第七PFET MP7与第六NFET MN6串联耦合在上部电源电压和下部电源电压之间。第六PFET MP6的栅极耦合到第一PFET MP1的栅极并且第六NFET MN6的栅极耦合到第三NFET MN3的栅极。第八PFET MP8、第九PFET MP9和第十PFET MP10各自是二极管耦合的并且进一步与第七NFET MN7串联耦合在上部电源电压和下部电源电压之间。第七NFET MN7的栅极耦合到第三NFET MN3的栅极并且第七PFET MP7的栅极耦合到在第十PFET MP10和第七NFET MN7之间的第五节点210。当第六NFET MN6和第七PFET MP7导通时，第七电流I7流过第六PFET MP6、第七PFET MP7和第六NFET MN6。类似地，当第七NFET MN7导通时，第八电流流过第八PFET MP8、第九PFET MP9、第十PFET MP10和第七NFET MN7。最后，第十一PFET MP11耦合在上部电源电压和第四节点208之间，其中第十一PFET MP11的栅极耦合到在第六PFET MP6和第七PFET MP7之间的第六节点212。
在前置稳压器电路200的操作期间，第一电流I1是第一NFET MN1的栅极/源极电压Vgs、电阻器R1和R2的电阻以及上部电源电压VCC的函数。因此，在低压应用中，第一电流I1较小，有助于满足低功率要求。第二电流I2至第八电流I8也与通过各个电流镜的第一电流I1相关，因此当上部电源电压VCC为低时保持为低。
如在前置稳压器电路200的实施例中所见，该电路通常可以分为四个部分：包括第一电流I1和第二电流I2的第一部分222，包括第三电流I3、第四电流I4和第五电流I5的第二部分224，包括第六电流I6和两个输出电路的第三部分226，以及包括第七电流I7和第八电流I8的第四部分228。在低电压操作期间，例如低于4V，只有第一部分222和第三部分226消耗功率，如下文更详细说明的。在一个实施例中，在低电压实施期间有效的简单电路可以使用少于500nA的功率。只有在上部电源电压VCC上的较高电压，即高于调节阈值电压时，第二部分224和第四部分228才消耗功率。
在图2的一个实施例中，对于低于4.0伏的操作，第一电流I1和第二电流I2流过它们各自的电路。第四PFET MP4导通并上拉第三节点206，从而使第五NFET MN5导通，使得第六电流I6流过。当上部电源电压VCC小于调节阈值电压时，第三PFET MP3两端的电压降与电阻器R1两端的电压降之差使得开关PFET MPSW的栅极/源极电压Vgs不足以允许大量电流流动。这意味着第三NFET MN3和第四NFET MN4的电流镜没有导通，因此第四电流I4不流动。
更具体地，关于开关PFET MPSW，栅极电压Vb等于(VCC-I1*R1)，其中R1在这里表示电阻器R1的电阻。导通开关PFET MPSW所需的R1两端电压为Vgsmpsw+Vdsatmp3，其中Vgsmpsw是开关PFET MPSW的栅极/源极电压，Vdsatmp3是第三PFET MP3饱和时的漏极/源极电压。在VCC值较低时，开关PFET MPSW上的栅极/源极电压不足以导通开关PFET MPSW。第三NFET MN3、第四NFET MN4、第六NFET MN6和第七NFET MN7全部关断，从而防止第四电流I4、第五电流I5、第七电流I7和第八电流I8流动。当第四NFET MN4关断时，第四PFET MP4上拉第三节点206并且第五NFET MN5导通。第五NFET MN5具有比第五PFET MP5更高的栅极/源极电压，因此第四节点208和功率PFET MPOUT上的栅极电压Vg被拉低，从而使功率PFET MPOUT完全导通。
随着VCC电压的增加，第一电流I1增加，并且I1*R1也相应增加。当I1*R1变得大于Vgsmpsw+Vdsatmp3时，开关PFET MPSW导通。因此，可以利用I1、R1、Vgsmpsw和Vdsatmp3的值来定义导通开关PFET MPSW的调节阈值电压，从而使电流I4流向第三NFET MN3。因为第三NFET MN3是二极管耦合的并且进一步耦合到第四NFET MN4，所以第四电流I4和第五电流I5都流动。第四NFET MN4被设计为是比第四PFET MP4更强的晶体管，因此第三节点206被拉低。第三节点206控制第五NFET MN5的栅极电压Vpdn，从而关断第五NFET MN5。在第五NFETMN5关断的情况下，第五PFET MP5将用于功率PFET MPOUT的栅极电压Vg上拉到上部电源电压VCC并关断功率PFET MPOUT。
随着上部电源电压VCC变得大于调节阈值电压并且功率PFET MPOUT关断，功率NFET MNOUT上的源极电压下降，从而使功率NFET MNOUT导通。功率NFET MNOUT能够提供前置稳压器输出电压Vprereg，该电压Vprereg等于齐纳二极管Z1的电压减去功率NFET MNOUT的栅极/源极电压Vgs。齐纳电压通常为5V，并且功率NFET MNOUT的栅极/源极电压Vgs约为1V，因此通过功率NFET MNOUT的前置稳压器输出电压Vprereg被调节到约4V。如下面将看到的，由于工艺和温度的变化，在某些情况下，通过功率NFET MNOUT的前置稳压器输出电压Vprereg可能高达约5.4V。在一个实施例中，烟雾报警器的内部电路中允许的最大栅极电压约为6V，因此前置稳压器输出电压Vprereg不需要像其他情况下可能需要的那样严格控制。
当开关晶体管MPSW完全导通并实现功率PFET MPOUT的关断时，第六NFET MN6和第七NFET MN7也导通，从而激活包括第六至第十一PFET MP6-MP11的钳位电路。第八PFETMP8、第九PFET MP9和第十PFET MP10中的每一个都是二极管耦合的，使得第五节点210处的电压等于VCC-3*Vgs。第五节点210上的电压被提供给第七PFET MP7的栅极，从而使第七PFET MP7导通以在第六节点212处提供电压VCC-2*Vgs，然后该电压VCC-2*Vgs使第十一PFET MP11导通。使第十一PFET MP11导通有助于上拉第四节点208，使得栅极电压Vg变高并确保功率PFET MPOUT快速关断。
本领域技术人员将认识到，可以在所公开的前置稳压器电路200的精神内提供对图2的电路的修改。图2A中的前置稳压器电路200A描绘了一种这样的变体。前置稳压器电路200A与前置稳压器电路200相同，除了使用作为二极管元件107的齐纳二极管Z1已被堆叠的二极管连接的NFET MN8-MN12代替之外，NFET MN8-MN12对栅极电压提供与齐纳二极管Z1大致相同的限制，因此前置稳压器电路200A提供与前置稳压器电路200相同的益处。
可以注意到，内部电路(例如图1中的内部电路104)所需的电压非常低。传统LDO通常设计为在很宽的输入和输出电压范围内工作。这与需要宽输入范围和低输出范围的本申请形成对比。通过包括两种操作模式，例如，当上部电源电压VCC大于调节阈值电压时的调节模式和当上部电源电压VCC低于调节阈值电压时的旁路电路模式，所公开的前置稳压器，例如，前置稳压器电路102、前置稳压器电路200和前置稳压器200A中的任一个能够以更简单的设计来降低电压。
使用所公开的前置稳压器可以带来以下优势中的一项或多项：·该电路不需要外部参考电路或电流源；
·在标称温度和工艺下，在锂离子电池应用期间的电流消耗非常低，因此可以延长烟雾探测器应用的电池寿命；
·对于小于调节阈值电压的上部电源电压VCC，功率PFET充当开关，并将VCC直接转移到前置稳压器输出节点；
·在锂离子电池应用期间，功率PFET上的电压降可以忽略不计；
·一旦上部电源电压VCC高于调节阈值电压，前置稳压器输出由功率NFET MNOUT上的栅极电压Vz控制，该栅极电压Vz受齐纳电压限制；前置稳压器输出电压Vprereg等于栅极电压Vz减去功率NFET MNOUT的栅极/源极电压Vgs，一旦输出达到该值，对于高达15V的上部电源电压VCC，经调节的输出保持恒定。
图3描绘了当电路以4V的上部电源电压导通、然后施加30mA负载时，上部电源电压VCC和前置稳压器输出电压Vprereg的模拟值的曲线图300。模拟包括温度和晶体管参数的变化。随着电路导通，在所有实施例中，上部电源电压VCC稳步上升，直到VCC达到4V。尽管所有模拟都快速完成了稳定上升到4V的前置稳压器输出电压Vprereg，但是不同的模拟需要稍微不同的时间量来使前置稳压器输出电压Vprereg开始上升。当施加30mA负载时，可以看到前置稳压器输出电压Vprereg的少量分离。当移除负载时，所有模拟都返回4V的稳定输出。在30mA电流下，前置稳压器输出电压Vprereg介于最小值3.9348V至最大值3.956V之间，其中典型电压为3.95V。当电流小于1μA时，前置稳压器输出电压Vprereg介于最小值3.999V至最大值4.0V之间，其中典型电压为3.999V。
图4描绘了当电路以15V的上部电源电压导通、然后再次施加30mA负载时，上部电源电压VCC和前置稳压器输出电压Vprereg的模拟值的曲线图400。模拟再次包括温度和晶体管参数的变化。在电路导通时，在所有实施例中，上部电源电压VCC稳步上升，直到VCC达到15V。在针对前置稳压器输出电压Vprereg开始上升的一些小的时间变化后，前置稳压器输出电压Vprereg的稳定状态显示在施加30mA负载之前和之后，最大电压处的变化比简单地传递通过上部电源电压时的变化更大。在30mA电流下，前置稳压器输出电压Vprereg介于最小值3.935V至最大值3.956V之间，其中典型电压为3.945V。当电流小于1μA时，前置稳压器输出电压Vprereg介于最小值3.999V至最大值4.0V之间，其中典型电压为3.999V。
图5描绘了在4V的上部电源电压VCC下、在工艺变化和温度范围为0-85℃下，前置稳压器电路200消耗的总静态电流的曲线图500。低温范围显示在曲线图500的左手侧，其中静态电流平均为1.13μA，并且高温范围显示在右手侧，其中静态电流平均为2.62μA。典型静态电流为1.66μA。
图6类似地描绘了在15V的上部电源电压VCC下、在工艺变化和温度范围为0-85℃下，前置稳压器电路200消耗的总静态电流的曲线图600。再次，低温范围显示在曲线图600的左手侧，其中静态电流平均为5.88μA，并且高温范围显示在右手侧，其中静态电流平均为9.88μA。在15V上部电源电压VCC下的典型静态电流为7.63μA。虽然15V下的静态电流不如4V下的静态电流有利，但当电路接收15V时，***通常使用主电源，并且最小化电流的需要不像当采用电池电源时那样重要。
图7描绘了根据本公开的实施例的电子设备的框图，该电子设备是结合了前置稳压器电路(前置LDO)720的烟雾探测器700。烟雾探测器700包括IC芯片701，在其上实现了多个电路，包括前置稳压器电路720，该电路可以使用前置稳压器电路102和前置稳压器电路200中的一个中所示的电路和将在图8中讨论的(一种或多种)方法来实现。IC芯片701还包括一氧化碳检测电路704、光检测电路706、可选的离子检测电路708和喇叭驱动器721。在一个实施例中，光检测电路706还包括第一发光二极管(LED)驱动器712和第二LED驱动器714。一氧化碳检测电路704耦合到第一多个引脚705；光检测电路706耦合到第二多个引脚707；并且喇叭驱动器721耦合到第三多个引脚711。耦合到作为第四多个引脚713的一部分的第五引脚P5的多路复用器710可以从一氧化碳检测电路704和光检测电路706中的每一个接收输入信号。当提供可选的离子检测电路708时，离子检测电路708耦合到第五多个引脚709并且多路复用器710也被耦合以接收来自离子检测电路708的输入信号。可以提供喇叭驱动器721来驱动喇叭729。
IC芯片701中标注了四个特定的电源引脚：第一引脚P1、第二引脚P2、第三引脚P3和第四引脚P4。前置稳压器电路720耦合到第一引脚P1，第一引脚P1还耦合到AC/DC转换器732。前置稳压器电路720还耦合到第二引脚P2(耦合未具体示出)以接收下部电源电压。DC/DC升压转换器702耦合到第三引脚P3以通过电感器L从电池BAT接收电力，并且还耦合到第四引脚P4以从电池电源提供升压输出电压Vbst。第四引脚P4还耦合到第一引脚P1，当依赖电池电源时，第一引脚P1将升压输出电压Vbst提供给前置稳压器电路720。尽管没有具体示出到电路的内部连接，但是第二引脚P2耦合到接地平面。
前置稳压器电路720提供前置稳压器输出电压Vprereg，它将用于为IC芯片701上的内部电路提供栅极驱动器电源电压Vcc。前置稳压器输出电压Vprereg可以分配给微控制器(MCU)LDO稳压器716、内部LDO稳压器718和Vcc分压器719。MCU LDO稳压器716向MCU 730和I/O缓冲器(未具体示出)提供电源电压；内部LDO稳压器718向内部电路，诸如数据核心和模拟块，例如一氧化碳检测电路704、光检测电路706和离子检测电路708提供电源电压；以及Vcc分压器719向多路复用器710提供电源电压。
在烟雾探测器700中，一氧化碳检测电路704通过第一多个引脚705耦合到一氧化碳传感器722；可以包括第一LED驱动器712和第二LED驱动器714的光检测电路706通过第二多个引脚707耦合到光传感器724和LED 726；离子检测电路708通过第五多个引脚709耦合到离子传感器728；以及喇叭驱动器721通过第三多个引脚711耦合到喇叭729。一氧化碳传感器722、光传感器724和离子传感器728收集检测该区域中的烟雾和一氧化碳所需的信息，而喇叭729在检测到烟雾或一氧化碳时提供响亮的声音警报。IC芯片701还通过第四多个引脚713耦合到微控制器730，其中IC芯片701向微控制器730提供电力和信息两者，并接收指令以控制烟雾探测器700的操作的各方面。作为第四多个引脚713的一部分的第五引脚P5为多路复用器710提供路径以将一氧化碳检测电路704、光检测电路706和离子检测电路708的输出提供给MCU 730。
图8描绘了操作用于LDO稳压器的前置稳压器电路的方法800。该方法开始于在电源输入节点处接收805上部电源电压，该上部电源电压具有在下限和上限之间的范围，该下限和上限具有至少10伏的差。在一个实施例中，下限约为3.3V，上限约为15V，因此差值约为12伏。该方法确定810上部电源电压是否大于调节阈值电压。在一个实施例中，调节阈值电压约为4V。当上部电源电压不大于调节阈值电压时，上部电源电压被直接传递815到电源输出节点，该电源输出节点被耦合以向LDO稳压器提供电力。当上部电源电压大于调节阈值电压时，该方法调节820上部电源电压以向电源输出节点提供经调节的电压。
申请人已经公开了一种通过提供前置稳压器电路来扩展LDO稳压器的输入电压而不需要高压器件的电子设备和方法。电子设备可以是电路、IC芯片或***，例如烟雾探测器。当提供低压电池输入时，前置稳压器电路消耗的电流非常少，非常适合电池应用，并为LDO稳压器提供最大的电池电压。前置稳压器电路不需要外部偏置电流或参考电压即可工作。当VCC超过调节阈值电压时，产生偏置电流的同一电阻器可以用于从PMOS传输FET切换到LDMOSFET。
尽管已经详细示出和描述了各种实施例，但权利要求不限于任何特定实施例或示例。以上详细描述均不应被理解为暗示任何特定部件、元件、步骤、动作或功能是必不可少的，使得必须将其包括在权利要求的范围内。除非明确说明，否则对单数元件的引用并不旨在意味着“一个且只有一个”，而是“一个或多个”。本领域普通技术人员已知的上述实施例的元件的所有结构和功能等同物通过引用明确地并入本文，并且旨在由本权利要求书涵盖。因此，本领域的技术人员将认识到，在下文所附权利要求的精神和范围内，可以通过各种修改和改变来实践本文描述的示例性实施例。
Claims (18)
1.一种电子设备，包括：
稳压器电路，所述稳压器电路包括耦合在上部电源电压和前置稳压器输出节点之间的功率N型场效应晶体管即功率NFET和与齐纳二极管串联耦合在所述上部电源电压和下部电源电压之间的电流源，所述功率NFET的栅极耦合到所述电流源和所述齐纳二极管之间的第一节点；
旁路电路，所述旁路电路包括耦合在所述上部电源电压和所述前置稳压器输出节点之间的功率P型场效应晶体管即功率PFET；以及
比较电路，所述比较电路耦合成当所述上部电源电压大于调节阈值电压时，关闭所述旁路电路，所述比较电路包括：
第一电阻器和第二电阻器，所述第一电阻器和所述第二电阻器与第一NFET串联耦合在上部电源电压和下部电源电压之间；以及
第一PFET，所述第一PFET与第二NFET串联耦合在所述上部电源电压和所述下部电源电压之间，所述第一PFET具有耦合在一起的栅极和漏极；
其中第二PFET具有耦合到所述第一PFET的栅极的栅极，以形成所述电流源。
2.根据权利要求1所述的电子设备，其中，所述稳压器电路进一步包括：
第一电容器，所述第一电容器耦合在所述功率NFET的所述栅极和所述下部电源电压之间；以及
第二电容器，所述第二电容器耦合在所述功率NFET的源极和所述下部电源电压之间。
3.根据权利要求1所述的电子设备，其中，所述比较电路进一步包括：
第三PFET，所述第三PFET与开关PFET和第三NFET串联耦合在所述上部电源电压和所述下部电源电压之间，所述第三PFET的栅极耦合到所述第一PFET的所述栅极，所述第三NFET的栅极耦合到所述第三NFET的漏极，以及所述开关PFET的栅极耦合到所述第一电阻器和所述第二电阻器之间的第二节点；
第四PFET，所述第四PFET与第四NFET串联耦合在所述上部电源电压和所述下部电源电压之间，所述第四PFET的栅极耦合到所述第一PFET的所述栅极并且所述第四NFET的栅极耦合到所述第三NFET的所述栅极；
第五PFET，所述第五PFET与第五NFET串联耦合在所述上部电源电压和所述下部电源电压之间，所述第五PFET的栅极耦合到所述第一PFET的所述栅极，所述第五NFET的栅极耦合到在所述第四PFET和所述第四NFET之间的第三节点，以及所述功率PFET的栅极耦合到在所述第五PFET和所述第五NFET之间的第四节点；
第二齐纳二极管，所述第二齐纳二极管耦合在所述第五NFET的所述栅极和所述下部电源电压之间；
第三齐纳二极管，所述第三齐纳二极管耦合在所述上部电源电压和所述功率PFET的所述栅极之间；以及
第三电阻器，所述第三电阻器耦合在所述上部电源电压和所述功率PFET的所述栅极之间。
4.根据权利要求3所述的电子设备，进一步包括上拉电路，所述上拉电路耦合在所述上部电源电压和所述功率PFET的所述栅极之间，所述上拉电路被耦合以受所述比较电路的控制。
5.根据权利要求4所述的电子设备，其中，所述上拉电路包括：
第六PFET，所述第六PFET与第七PFET和第六NFET串联耦合在所述上部电源电压和所述下部电源电压之间，所述第六PFET的栅极耦合到所述第一PFET的所述栅极并且所述第六NFET的栅极耦合到所述第三NFET的所述栅极；
第八PFET，所述第八PFET与第九PFET、第十PFET和第七NFET串联耦合在所述上部电源电压和所述下部电源电压之间，所述第八PFET的栅极耦合到所述第八PFET的漏极，所述第九PFET的栅极耦合到所述第九PFET的漏极，所述第十PFET的栅极耦合到所述第十PFET的漏极并耦合到所述第七PFET的栅极，以及所述第七NFET的栅极耦合到所述第三NFET的所述栅极；以及
第十一PFET，所述第十一PFET耦合在所述上部电源电压和所述第四节点之间，所述第十一PFET的栅极耦合到在所述第六PFET和所述第七PFET之间的第六节点。
6.根据权利要求1所述的电子设备，其中，所述电子设备包括集成电路芯片即IC芯片，在所述IC芯片上制作所述稳压器电路、所述旁路电路和所述比较电路。
7.根据权利要求6所述的电子设备，其中，所述IC芯片进一步包括LDO稳压器，所述LDO稳压器被耦合以向至少一个电路提供电力。
8.根据权利要求7所述的电子设备，其中，所述IC芯片进一步包括：
用于耦合到AC/DC转换器的第一引脚；
用于耦合到接地平面的第二引脚；
用于耦合到电池的第三引脚；以及
用于提供来自所述电池的升压输出电压的第四引脚。
9.根据权利要求8所述的电子设备，其中，所述IC芯片进一步包括：
耦合到第一多个引脚的一氧化碳检测电路；
耦合到第二多个引脚的光检测电路；
耦合到第三多个引脚的喇叭驱动器；以及
多路复用器，所述多路复用器被耦合以接收来自所述一氧化碳检测电路和所述光检测电路的输出，所述多路复用器进一步耦合到第五引脚以传送所述输出。
10.根据权利要求9所述的电子设备，其中，所述电子设备包括烟雾探测器，所述烟雾探测器进一步包括：
耦合到所述第一多个引脚的一氧化碳传感器；
耦合到所述第二多个引脚的光传感器；
耦合到所述第三多个引脚的喇叭；以及
耦合到所述IC芯片的第四多个引脚的微控制器，所述第四多个引脚包括所述第五引脚。
11.根据权利要求9所述的电子设备，其中，所述IC芯片进一步包括耦合到第五多个引脚的离子检测电路，所述多路复用器进一步被耦合以接收来自所述离子检测电路的输出。
12.根据权利要求11所述的电子设备，其中，所述电子设备包括烟雾探测器，所述烟雾探测器进一步包括耦合到所述第五多个引脚的离子传感器。
13.一种操作用于低压差稳压器即LDO稳压器的前置稳压器电路的方法，所述方法包括：
在前置稳压器输入节点处接收具有在下限和上限之间的范围的上部电源电压，所述上限和所述下限具有至少10伏的差；
使用比较电路确定所述上部电源电压是否大于调节阈值电压，所述比较电路包括：
第一电阻器和第二电阻器，所述第一电阻器和所述第二电阻器与第一NFET串联耦合在上部电源电压和下部电源电压之间；以及
第一PFET，所述第一PFET与第二NFET串联耦合在所述上部电源电压和所述下部电源电压之间，所述第一PFET具有耦合在一起的栅极和漏极；以及
第二PFET，所述第二PFET具有耦合到所述第一PFET的栅极的栅极，以形成电流源；
当所述上部电源电压不大于所述调节阈值电压时，将所述上部电源电压直接传递到与所述LDO稳压器耦合的前置稳压器输出节点；以及
当所述上部电源电压大于所述调节阈值电压时，调节所述上部电源电压以向所述前置稳压器输出节点提供经调节的输出电压。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，调节所述上部电源电压包括使用二极管元件来限制功率NFET的栅极电压。
15.根据权利要求14所述的方法，进一步包括使用N型LDMOSFET作为所述功率NFET。
16.根据权利要求13所述的方法，其中，所述下限为2伏，而所述上限为15伏。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，所述调节阈值电压为4伏。
18.根据权利要求13所述的方法，其中，对于大于所述调节阈值电压的输入电压，所述经调节的输出电压是恒定的。
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