JP2022546156A

JP2022546156A - 新規な大容量通信システム

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Publication number: JP2022546156A
Application number: JP2021569442A
Authority: JP
Inventors: ファットゥーシュ，ミシェル
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2019-06-07
Filing date: 2020-06-03
Publication date: 2022-11-04
Also published as: WO2020243827A1; US20220166653A1; CA3138371A1; KR20220018507A; US11451418B2; CN114245996A; EP3981187A4; AU2020286350A1; TW202105924A; EP3981187A1; TWI812864B

Abstract

通信システムの改善のために２つの進歩的な貢献が行われる。第１のものは、干渉とノイズが入り混じる１つの通信チャネルを介する時間制限（ＴＬ）システムのチャネル容量を引き出す。現在の通信システムと比較されるチャネル容量の可能な増加は、ＴＬシステムにおける、有限アクセス時間（ＦＡＴ）を有する任意に大きな数の自由度（ＤＯＦ）の利用可能性による。第２のものは、ＦＡＴＤＯＦありのマスク一致ＴＬシステム、または略してＭＴＦシステムと呼ばれる新規なシステムを設計するための第１の目的において確立された理論を利用する。本開示は、パワースペクトル密度を修正することも変更することも必要とせずに、本開示に紹介された３つのＭＴＦ設計工程を介して、それらの既存であるが使われないＦＡＴＤＯＦをただ利用することによって、現在の通信システムの容量を改善することが可能であるＭＴＦシステムのいくつかの実施形態を示している。【選択図】図１０ａ

Description

本発明は、全般的に通信の分野に関し、ここで、相当数の送信ユニット（ＴＵ）と受信ユニット（ＲＵ）との間において、１．通信チャネル上で比較的高い通信速度にて、また一方で、２．ＴＵとＲＵの複雑さ、コスト、レイテンシー、帯域幅（ＢＷ）、および電力消費を減少させながら、通信を行なうことが望ましい。

本発明は：人工衛星、ラジオ、オーディオ、ビデオ、マイクロ波、ミリメートル（ｍｍ）波、電話回線、加入者線路、光ファイバーケーブル、同軸ケーブル、ツイストペア、ＵＳＢケーブル、ワイヤレス、レーザー、赤外線、電力線、対流圏、電離圏、超短波（ＶＨＦ）、極超短波（ＵＨＦ）などの多種多様な物理媒体上における通信のための方法および装置に関する。

本発明は：ベース・ステーション（ＢＳ）またはアクセス・ポイント（ＡＰ）、衛星トランスポンダ、携帯電話、自動車電話、ＰＣＳ電話、ワイヤ線モデム、無線モデム、電力線モデム、ＷｉＦｉステーション、ジグビーノード（Ｚｉｇｂｅｅｎｏｄｅ）、ブルートゥース（登録商標）無線、コンピューター、タブレット、ＰＤＡ、センサー、時計、もののインターネット（ＩＯＴ）デバイス、ワイヤレスセンサネットワーク（ＷＳＮ）デバイスなど、ＴＵおよびＲＵの多種多様な例を使用する通信のための方法および装置に関する。

本発明は：
１．ＢＳ／ＡＰからデバイスまでのダウンリンク（ＤＬ）部分、および／または、ＢＳ／ＡＰまでのアップリンク（ＵＬ）部分を有する集中型のネットワークであって、ここで、ＢＳ／ＡＰはネットワークのインフラストラクチャー・ユニットのことを指し、および、デバイスは、インフラストラクチャー・ユニットからサービス（音声、データ、ビデオ、など）を受信／送信するユニットのことを指し、デバイスは、携帯電話、自動車電話、ＰＣＳ電話、ワイヤ線モデム、無線モデム、ＷｉＦｉステーション、Ｚｉｇｂｅｅノード、ブルートゥース（登録商標）無線などを含み、各ＢＳ／ＡＰおよび各デバイスは、ＴＵおよび／またはＲＵを含む、集中型のネットワーク、
２．分散型ネットワークであって、ここでＴＵ／ＲＵがすべて、ＢＳ／ＡＰあるいはデバイスのどちらか、または両方として振る舞い、メッシュネットワーク、マルチホップネットワーク、ピアツーピアネットワークなどを含み、
各ノードはＴＵおよび／またはＲＵを含む、分散型ネットワーク、などの、多種多様な通信ネットワークに関する。

本発明は：１．ワイヤレスセンサネットワーク（ＷＳＮ）などのＵＬエンファシス、２．ダウンストリーミング・ビデオ（ＤｏｗｎｓｔｒｅａｍｉｎｇＶｉｄｅｏ）（ＤＶ）などのＤＬエンファシス、３．ラジオおよび無線システムなどのマルチキャスティング・エンファシス。４．ＡＭ、ＦＭ、ＤＡＢ、およびＧＰＳ／Ｇｌｏｎａｓｓ／Ｇａｌｉｌｅｏシステムなどにおける、ブロードキャスティングエンファシス、および、５．無人自動車などのピア・ツー・ピア・エンファシス、などを有する、多種多様な通信の応用に関する。

本発明は、いくつか名前を挙げれば：１．３Ｇ規格、４Ｇ規格（ロングタームエボリューション（ＬｏｎｇＴｅｒｍＥｖｏｌｕｔｉｏｎ）（ＬＴＥ）としても知られる）、５Ｇ規格など、２．ＷｉＦｉ（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ｂ，ｇ，ｎ，ａｘ，ａｃ，ａｄ，などの）規格、３．ブルートゥース（登録商標）およびＺｉｇｂｅｅ規格、４．ＬｏＲａ規格、５．ＵＷＢ規格、などの多種多様な規格に関する。

本発明は：１．深宇宙システムを含む超遠距離通信、２．人工衛星、マイクロウェーブ・リンク、ＬｏＲａ、およびセルラシステムを含む、遠距離通信、３．、ＷｉＦｉおよびレーザシステムなどの、中距離通信、および、４．Ｚｉｇｂｅｅおよびブルートゥース（登録商標）システムなどの近距離通信などの、各ＴＵとその指定のＲＵ（複数可）との間に様々な距離範囲を有する多種多様な通信ネットワークに関する。

本発明は：１．単一入力（ｓｉｎｇｌｅｉｎｐｕｔ）（ＳＩ）、２と呼ばれる、１つの送信器（牽引）を含むＴＵ、２．単一出力（ｓｉｎｇｌｅｏｕｔｐｕｔ）（ＳＯ）と呼ばれる、１つの受信機（Ｒｘ）を含むＲＵ、３．マルチ入力（ｍｕｌｔｉｐｌｅｉｎｐｕｔ）（ＭＩ）と呼ばれる（またマルチユーザー（ＭＵ）として知られる）、複数のＴｘを含むＴＵ、および、４．マルチ出力（ＭＯ）と呼ばれる、複数のＲｘを含むＲＵなどの、様々なタイプのＴＵおよびＲＵを有する多種多様な通信ネットワークに関する。

本発明は：１．協働することができるＭＩ、および、２．ＭＵネットワークなどの、協働することができないＭＩなどの、様々なタイプのＭＩを有する、多種多様な通信ネットワークに関する。上記に基づいて、この開示はＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ、ＳＩＭＯ、ＭＵ－ＭＩＳＯ、および／またはＭＵ－ＭＩＭＯ通信リンクを使用する。

多くの応用では、通信チャネル上の相当数のＴＵと相当数のＲＵとの間において、ＴＵとＲＵ各々の複雑さ、ＢＷ、電力消費、レイテンシー、およびコストが低下される一方で各ＴＵとその指定のＲＵ（複数可）との間の通信速度および距離範囲が増加される効率的な方式にて通信することが望ましい。いくつかの応用では、ＴＵおよびＲＵの各々のコストが主にその複雑さによって決定される時に、特定のチャネルがマスクによって抑制される。ＢＷ

のマスクによって抑制されたチャネルに渡ってＴＵおよびＲＵの各々の電力消費を減少させ、また一方で、その転送速度

を増加させることは、通常、電力効率と帯域効率

との間のトレードオフと考えることができる。パワー効率は、通常、最小平均受信信号電力－ノイズ電力比（ＳＮＲ）

の点から（どれくらい小さいか）測定され、それは、特定のパフォーマンス（ビット誤り率（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ）（ＢＥＲ）など）を達成するために必要とされ、一方、帯域効率

は、通常、毎秒伝達することができるビット数の点から（どれくらい大きいか）測定され、通信チャネルにわたる各ＴＵとその指定のＲＵ（複数可）と間における、マスクのＢＷ

のヘルツ（ビット／秒／Ｈｚ）あたりの

である。このトレードオフは、チャネル容量

としてよく
知られる総括的な性能指数によってしばしば捕捉され、

を上界として、

の関数として得ることができる。

この開示は、帯域が制限された（ｂａｎｄ－ｌｉｍｉｔｅｄ）（ＢＬ）チャネルの容量

を拡張することで、時間が制限された（Ｔｉｍｅ－Ｌｉｍｉｔｅｄ）（ＴＬ）チャネルの容量

を含める。Ｗｙｎｅｒはまず、１９６６年に、システムがほぼバンド制限（ＢＬ）となるように抑制した後、ＴＬシステムの容量

を調べた。システムがその代りに、根二乗平均（ＲＭＳ）ＢＬであるように抑制された時、入力信号の間での干渉を減らすことは各信号のＲＭＳ帯域幅を最小限にすることにより達成される。Ｇａｂｏｒにより、そのような最小化の解は正弦波の１つのローブとして示された。時間を経て、実用的な通信システムは近似的にＢＬであるという考え方が、チャネル容量

Ｃ＿ＴＬに関する限り、実際にはＢＬであるという考え方に置き換えられた。これは、ＴＬシステムに存在し、スペクトルマスクで制約されるとノイズフロアを大きく下回る高周波成分は、現実的にＴＬシステムのチャネル容量

に寄与できないと考えられたからである。本開示は、このようなコンポーネントが、容量への線形のＳＮＲ寄与を提供する能力により、任意に多数の有限アクセス時間（ＦＡＴ）自由度（ＤＯＦ）を表すという事実に基づいて、実際に

に大きく貢献できることを示す。これは、ＦＡＴＤＯＦの数が有限であり、その結果、容量に対して対数のＳＮＲしか寄与できないＢＬシステムとは対照的である。定義上、ＦＡＴＤＯＦにアクセスする時間は有限である。

より具体的には、本開示は、ＴＬ波形に存在する任意に多数のＦＡＴＤＯＦにわたる増分情報を運ぶことによって、既存の通信システムの容量

と比較して、チャネル容量

を増加させることが可能な通信システムと技術を設計するための新規な方法と装置を紹介する。これに対して、現存システムはＢＬであると想定され、従って、増分情報を伝える能力が制限された限られた数のＦＡＴＤＯＦを持つと想定される。さらに、既存の通信システムでは、ＢＬ状態を維持することを望んで可能な限りそれらの信号のＢＷを制限しながら、デジタルであれアナログであれ、入力信号間の直交性において重大な損失を生じさせないこと主眼として選択された、ある種のフィルタを使用することによりマスクの制約に応えようとしている。他方、本開示は、インポーズされたマスクにＴＬシステムのＦＡＴＤＯＦの部分をマッチさせることによって、ＴＬシステムにおける任意に多数のＦＡＴＤＯＦの存在を利用する。このようなマッチングをＦＡＴＤＯＦを用いたマスク一致（Ｍａｓｋ－Ｍａｔｃｈｅｄ）ＴＬ法、略してＭＴＦ法と呼び、および、マッチングを実行する装置をＭＴＦ装置と呼ぶ。

ＭＴＦ法と装置におけるインポーズされたマスクの例は、ＷｉＦｉおよびＬＴＥシステムなどの現在のワイヤレス規格、並びに将来の

を含む。５Ｇは、

を超える高速通信を実現する無線通信規格である。約束された５Ｇのダウンロード容量を満たすために、現在のシステムでは、

の推定ＢＷ中央値を必要とする。この大きな帯域は、ミリ波帯（

、

）でのみ利用可能である。そのような帯域は高い伝送損失を受け、多重通路が豊富ではない。高い伝送損失はライン・オブ・サイト（ＬＯＳ）カバレージにカバレージを限定し、その一方で貧弱なマルチパス環境は、ＭＩＭＯシステムにおける空間ＤＯＦの数を制限する。さらに、ミリ波帯は費用がかかり、潜在的に有害である。ＭＴＦシステムに依存することによって、この開示は、

のミッドバンド・スペクトルにおけるキャリア周波数で、つまり、ミリ波伝達を必要とせずに、現在のワイヤレス規格をいかに超越するか、並びに、いかに

という５Ｇシステムの要件を、

の帯域幅で満たし、超越するかを示す。

新規な通信システムを設計することが現在の開示の目的であり、該システムは、現在の通信システムに比較して、チャネルキャパシティにおける本質的な改善を提示することができる。この目的のために、本開示は、干渉とノイズが混入した通信チャネルにわたる時間制限（ＴＬ）システムのチャネル容量

を導出する。チャネルキャパシティの潜在的な増加は、ＴＬシステムの任意に多数のＦＡＴＤＯＦの利用可能性によることが示される。このようなＦＡＴＤＯＦは、既存のシステムが持つ情報に比べて、増分情報を持つことができる。ＴＬシステムにおける任意に多数のＦＡＴＤＯＦを利用することによって、本開示は、このようなインクリメンタル情報は、任意に大きくすることも可能であることを示し、ここで、ＢＬシステムの容量

に見られる従来の低ＳＮＲ領域と高ＳＮＲ領域に加えて、中間ＳＮＲ領域と呼ばれる新しいＳＮＲ領域を含むことをＴＬシステムのチャネルキャパシティ

に強いる。新たに作られたＳＮＲ領域により、ＭＴＦ方式という新しいＴＬシステムの設計が可能になり、ここで、

を２倍にすることはＳＮＲにおける固定の複数の増加だけを必要とし、

を２倍にするとＳＮＲが幾何級数的に増加するＢＬシステムとは対照的である。中間ＳＮＲ領域は、１から２ビットの情報／ＤＯＦをロードする。このことは、

のｂｉｔ情報／ＤＯＦをロードする低ＳＮＲ領域、または通常

ビットの情報／ＤＯＦをロードする高ＳＮＲ領域のどちらとも対照的である。

最近、いくつかのシステムにおいてそれらのＤＯＦの数を増加させる方法が発見された。このようなシステムには、３Ｇワイヤレスシステムの基盤となるＭＵシステム、および、現在４Ｇや５Ｇワイヤレスシステムを含むほとんどの携帯電話規格で採用されているＭＩＭＯシステムなどが含まれる。ＭＵシステムは、ＤＯＦの数である拡散ゲイン

をそれぞれ有する

人の定常的なユーザーを持つことに対応し、一方、ＭＩＭＯシステムは、送信アンテナを

個、受信アンテナを

個持つことに相当し、ここでＤＯＦの数は

である。両システムともＤＯＦの数を任意に増やすことができるにもかかわらず、両方のシステムが特定の条件下でそれを実現することに失敗するため、それぞれの容量は中間ＳＮＲ領域を包含せず、いくらかのＤＯＦ、すなわちＦＡＴＤＯＦは、増分情報を運ぶことによって、容量に対して線形のＳＮＲ寄与を提供することができる。現在の開示は、ＭＴＦシステムにおいて、ＭＵ－ＭＩＭＯおよび／またはＭＩＭＯ通信におけるように、複数の受信アンテナを使用することにより、高ＳＮＲ領域の部分を中間ＳＮＲ領域に落とし込むことが可能であることを示す。要約すると、本開示は、現行システムよりも優れたＭＴＦシステムのいくつかの設計を示し、ミリ波帯を必要とせずに将来の５Ｇの容量規格を満たすことが示される１つの設計も含む。

本発明は、その機構および動作の方式の両方に関して、以下の記載および様々な実施形態の添付図面への参照によって最もよく理解され得、ここで、いくつかの図を通して、同様の参照数字が使用される。

図１は、通信チャネル１０６を介した、１つのＴＵ３１４と１つのＲＵ３１５との間のＳＩＳＯ通信リンクの一実施形態を示す概略図であり、該ＳＩＳＯ通信リンクは、以下のものを含む。〇ＭＴＦ変調器１０２デジタル側５１０の一部であるであって、（順方向誤り訂正（ＦＥＣ）符号化される可能性がある）情報ベクトル

１０１をＭＴＦ（デジタル）ベクトル、

１０３に変換する。
〇送信機

１０４ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

１０３を送信ＭＴＦ（アナログ）信号

１０５に変換するデジタル側５１０とアナログ側５１１、５１３の部分である。
〇通信チャネル１０６送信されたＭＴＦ（アナログ）信号

ｘ（ｔ）１０５をＴｘ１０４から転送しＲｘ１０８にて

１０７として受信させる。
〇受信機Ｒｘ１０８ＭＴＦ（アナログ）信号

１０７を受信ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

１０９に変換するアナログ側６１６、６１８、およびデジタル側６１７の部分である。
〇ＭＴＦ検出器１１０デジタル側面６１７の部分であり、ここでＣＳＩＲ（受信機におけるチャネル状態情報）（ＣｈａｎｎｅｌＳｔａｔｅＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎａｔＲｅｃｅｉｖｅｒ）１１５と呼ばれる通信チャネル１０６の状態の推定を使用して（場合によりトレーニングシーケンスを使用して）、受信したＭＴＦ（デジタル）ベクトル

１０９から（ＦＥＣ符号化される可能性がある）情報ベクトル

１０１を

１１１として検出する。
図２は、多次元通信路３０６にわたり

個のＴＵ３１６～３１８、および１個のＲＵ３１７を含むＭＵ－ＭＩＳＯ通信リンクの一実施形態を示す概略図であり、ＴＵ３１６は、以下のものを含む。
ｏＭＴＦ変調機_１３０２、デジタル側５１０の一部であり、（場合によりＦＥＣ符号化される）情報ベクトル

３０１を、ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０３に変換する。
〇Ｔｘ_１３０４、デジタル側５１０とアナログ側５１１、５１３の部分であり、ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０３を送信ＭＴＦ（アナログ）信号

３０５に変換するものである。
ＴＵ３１８は、以下のものを含む。
〇ＭＴＦ

変調機_Ｋ２０２、デジタル側５１０の一部であり、（場合によりＦＥＣ符号化される）情報ベクトル

２０１をＭＴＦ（デジタル）ベクトル

２０３に変換する、デジタル側の部分である。
〇Ｔｘ_Ｋ２０４ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

２０３を送信ＭＴＦ（アナログ）信号

２０５に変換する、デジタル側５１０とアナログ側５１１、５１３の部分である。
ＲＵ３１７は、以下のものを含む。
〇Ｒｘ_１３０８、ＭＴＦ（アナログ）信号

３０７を受信ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０９に変換するアナログ側６１６、６１８、デジタル側６１７の部分である。
〇ＭＴＦ検知機_１３１０、デジタル側６１７のＭＴＦ検知機１１０部分であり、受信したＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０９から（場合によりＦＥＣ符号化される）情報ベクトル

３０１、～

２０１を

３１１～

２１１として検知し、このとき多次元通信チャネル３０６の状態の推定値であるＣＳＩＲ１１６を使用する（場合によっては訓練シーケンスを使用する）。
図３は、多次元の通信チャネル４０６にわたる、

個のＴＵ３１６～３１８と、

個の非協調ＲＵ３１７～３１９とを備えるＭＵ－ＭＩＭＯ通信リンクの一実施形態の概略構成図であり、ＴＵ３１６は、以下のものを含む。
〇ＭＴＦ変調機_１３０２、デジタル側５１０の部分であり、（場合によりＦＥＣ符号化される）情報ベクトル

３０１をＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０３に変換する。

〇Ｔｘ_１３０４、デジタル側５１０とアナログ側５１１，５１３の部分であり、ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０３を送信ＭＴＦ（アナログ）信号

３０５に変換する。
ＴＵ３１８は以下のものを含む。
〇ＭＴＦ変調機_Ｋ２０２、デジタル側５１０の部分であり、（場合によりＦＥＣ符号化される）情報ベクトル

２０１を、ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

２０３に変換する。
〇Ｔｘ_Ｋ２０４、デジタル側５１０とアナログ側５１１、５１３の部分であり、ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

２０３を送信ＭＴＦ（アナログ）信号

２０５に変換する。
ＲＵ３１７は以下のものを含む。
〇Ｒｘ_１３０８、アナログ側６１６、６１８およびデジタル側６１７の部分であり、ＭＴＦ（アナログ）信号

３０７を受信ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０９に変換する。
〇ＭＴＦ変調機_１３１０、デジタル側面６１７のＭＴＦ検出器１１０部分であり、受信したＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０９から、（場合によりＦＥＣ符号化される）

Ｋ個の情報ベクトル

３０１～

２０１を

～

として検知し、このとき多次元通信チャネル４０６の状態の推定値であるＣＳＩＲ１１６を使用する（場合によっては訓練シーケンスを使用する）。
ＲＵ３１９は以下のものを含む。
〇

２０８、アナログ側面６１６、６１８およびデジタル側面６１７の部分であり、ＭＴＦ（アナログ）信号

２０７を、受信ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

２０９に変換する。
〇ＭＴＦ検知機_Ｎｒ２１０デジタル側面６１７のＭＴＦ検出器１１０部分であり、受信したＭＴＦ（デジタル）ベクトル

２０９から、情報ベクトル（場合によりＦＥＣ符号化される）を検出し、

～

２０１を

３１１～

として検知し、このとき多次元通信チャネル４０６の状態の推定値であるＣＳＩＲ１１７を使用する（場合によっては訓練シーケンスを使用する）。
図４は、多次元通信チャネル４０６にわたる、

個のＴＵ３１６～３１８、および

個の協働Ｒｘ３０８～２０８を有する１つのＲＵ３２１を含むＭＵ－ＭＩＭＯ通信リンクの一実施形態の概略構成図であり、ＴＵ３１６は、以下のものを含む。
〇ＭＴＦ検知機_１３０２、デジタル側５１０の部分であり、（場合によりＦＥＣ符号化される）情報ベクトル

３０１を、ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０３に変換する。
〇Ｔｘ_１３０４、ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

３０３を送信ＭＴＦ（アナログ）信号

３０５に変換するデジタル側５１０およびアナログ側５１１，５１３の部分である。
ＴＵ３１８は以下のものを含む。
〇ＭＴＦ変調機_Ｋ２０２、デジタル側５１０の部分であり、（場合によりＦＥＣ符号化される）情報ベクトル

２０１をＭＴＦ（デジタル）ベクトル

２０３を送信ＭＴＦ（アナログ）信号

２０５に変換する。
ＲＵ３２１は以下のものを含む。
〇

Ｎ＿ｒ個のＲｘ３０８～２０８、アナログ側６１６、６１８およびデジタル側６１７の部分であり、ＭＴＦ（アナログ）信号

～

３０７～２０７をそれぞれ

個の受信ＭＴＦ（デジタル）ベクトル

～

３０９～２０９に変換する。
〇ＭＴＦ検知機_１３１０、デジタル側面６１７のＭＴＦ検出器１１０部分であり、受信したＭＴＦ（デジタル）ベクトル

１０９～

２０９から、（場合によりＦＥＣ符号化される）

個の情報ベクトル

３０１～

２０１を

３１１～

２１１として検出し、このとき多次元チャネル４０６の状態の推定値であるＣＳＩＲ１１８を使用する（場合によっては訓練シーケンスを使用する）。
図５ａは、ベースバンド・サンプリング（複素サンプルからなる）またはＩＦサンプリング（実サンプルからなる）のＭＴＦ（デジタル５１０）離散時間ベクトル

１０３（２０３、３０３）をＭＴＦ（アナログ５１１）連続時間ＲＦ信号

１０５（２０５、３０５）変換して送信するための、Ｔｘ１０４（２０４、３０４）の実施形態の概略図であり、Ｔｘ１０４（２０４、３０４）は以下のものを含む。
〇プリチャネルフィルタ５００Ｔｘ１０４（２０４、３０４）にて、送信器（ＣＳＩＴ）２１５におけるチャネル状態情報によって表わされるチャネル１０６（３０６、４０６）の統計学の認識に基づいて、ベースバンド・サンプリングまたはＩＦサンプリングされたＭＴＦベクトル

１０３（２０３、３０３）をプリフィルタする。
〇デジタル・アナログ（Ｄ－ｔｏ－Ａ）コンバータ５０２プリチャネルベースバンドサンプリングまたはＩＦサンプリングされフィルタリングされたＭＴＦ（デジタル５１０）ベクトル５０１を、アナログ５１１ベースバンドまたはＩＦＭＴＦ信号５０３に変換する。
〇アップコンバータ５０４アナログベースバンドまたはＩＦＭＴＦ信号５０３をアップコンバートされたアナログ５１１ＲＦＭＴＦ（通過帯域）信号５０５に変換する。
〇パワーアンプ（ＰＡ）５０６アップコンバートされたアナログ５１１のＲＦ信号５０５を増幅されたアップコンバートされたアナログのＲＦＭＴＦ信号５０７へと増幅する。
〇アナログフィルタ５０８増幅されたアップコンバートアナログ５１１ＲＦＭＴＦ信号５０７を、予め指定されたスペクトルマスク７０１に準拠するフィルタリングされた増幅されたアップコンバートアナログ５１１ＲＦＭＴＦ信号

１０５（２０５、３０５）へとフィルタリングする。
図５ｂは、受信したＭＴＦ（アナログ６１６）連続時間ＲＦ信号

１０７（２０７、３０７）を、受信したベースバンドサンプル（複素サンプルからなる）またはＩＦサンプル（実サンプルからなる）された、ＭＴＦ（デジタル）離散時間ベクトル

１０９（２０９，３０９）に変換するための、Ｒｘ１０８（２０８、３０８）の実施の形態の概略図であり、Ｒｘ１０８（２０８、３０８）は元の（場合によりＦＥＣ符号化される）情報ベクトル

１０１（２０１，３０１）を検出するために使用され、Ｒｘ１０８（２０８、３０８）は以下のものを含む。
〇アナログフィルタ６０７受信したＭＴＦ（アナログ６１６）ＲＦ信号

１０７（２０７、３０７）を、フィルタリングされた受信アナログＲＦＭＴＦ信号６０８へとフィルタリングする（帯域外のノイズや狭帯域の干渉をフィルタリングして除去する）。
〇低ノイズアンプ（ＬｏｗＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）（ＬＮＡ）６０９フィルタリングされた受信アナログ６１６ＲＦＭＴＦ信号６０８を、増幅されたフィルタリングされた受信アナログ６１６ＲＦＭＴＦ信号６１０に増幅する
〇ダウンコンバータ６１１増幅されたフィルタリングされた受信アナログ６１６のＲＦＭＴＦ信号６１０を、増幅されたフィルタリングされた受信アナログベースバンドまたはＩＦＭＴＦ信号６１２に変換する。
〇デジタル・アナログ（Ｄ－ｔｏ－Ａ）コンバータ６１３増幅フィルタリングされた受信アナログ６１６ベースバンドまたはＩＦＭＴＦ信号６１２を、ベースバンド・サンプリングまたはＩＦサンプリングされたデジタル６１７増幅されたフィルタリングされた受信ＭＴＦベクトル６１４に変換する。
〇プリチャネルフィルタ６１５ベースバンド・サンプリングまたはＩＦサンプリングされデジタル６１７増幅されフィルタリングされた受信ＭＴＦベクトル６１４を、ＣＳＩＲ１１５に基づいて、ポストチャネルフィルタリングされたベースバンド・サンプリングまたはＩＦサンプリングされたＭＴＦベクトル

１０９（２０９，３０９）に変換する。
図６ａは、ＲＦサンプリングされたＭＴＦ（デジタル５１０）の離散時間ベクトル

β ？１０３（２０３，３０３）（実サンプルからなる）を（アナログ５１３）連続時間ＲＦＭＴＦ信号

１０５（２０５、３０５），に変換し、送信するための、Ｔｘ１０４の代替実施形態を示す概略図であり、Ｔｘ１０４（２０４、３０４）は以下のものを含む。
〇プリチャネルフィルタ５００Ｔｘ１０４（２０４，３０４）にて、ＣＳＩＴ２１５に基づいて、ＲＦサンプリングされ、プリチャネル・フィルタリングされたＭＴＦ（デジタル）ベクトル

１０３（２０３，３０３）をプリフィルタリングする。
〇Ｄ－Ａコンバータ５０２ＲＦサンプリングされた、ＭＴＦ（デジタル５１０）ベクトル５０１を、アナログ５１３ＲＦＭＴＦ信号５０３に変換する。
〇ＰＡ５０６アナログ５１３ＲＦＭＴＦ信号５０３を、増幅されたアナログ５１３ＲＦＭＴＦ信号５０９に増幅する。
〇アナログフィルタ５０８増幅されたアナログ５１３のＲＦＭＴＦ信号５０７を、予め指定されたスペクトルマスク７０１に準拠したフィルタリングされた増幅されたアナログ５１３ＲＦＭＴＦ信号

１０５（２０５、３０５）へとフィルタリングする。
図６ｂは、元の情報ベクトル

１０１（２０１，３０１）の検出に使用するために、受信した（アナログ６１８）連続時間ＲＦＭＴＦ信号

１０７（２０７、３０７）を、受信したＲＦＭＴＦをサンプリングされた（デジタル６１７）離散時間ＭＴＦベクトル

１０９（２０９，３０９）（実サンプルからなる）へと変換するための、Ｒｘ１０８（２０８、３０８）の他の実施形態の概略図であり、Ｒｘ１０８（２０８、３０８）は、以下のものを含む。
〇アナログフィルタ６０７受信した（アナログ６１８）ＲＦＭＴＦ信号

１０７（２０７、３０７）を、フィルタリングされた受信アナログ６１８ＲＦＭＴＦ信号６０８へとフィルタリングする（帯域外のノイズと狭帯域の干渉物をフィルタリングする）。
〇ＬＮＡ６０９フィルタリングされた受信アナログ６１８ＲＦＭＴＦ信号６０８を、増幅されたフィルタリングされた受信アナログ６１８ＲＦＭＴＦ信号６１０へと増幅する。
〇Ａ－Ｄコンバータ６１３増幅されたフィルタリングされた受信アナログ６１８ＲＦＭＴＦ信号６１２を、ＲＦサンプリングされたデジタル６１７増幅されたフィルタリングされた受信ＭＴＦベクトル６１４へと変換する。
〇プリチャネルフィルタ２１５ＣＳＩＲ１１５に基づいて、ＲＦサンプリングされたデジタル６１７増幅されたフィルタリングされた受信ＭＴＦベクトル６１４を、ポストチャネルフィルタリングされたＲＦサンプリングされたＭＴＦベクトル

１０９（２０９、３０９）へと変換する。
図７は、ｄＢｒで示したスペクトルマスク

７０１対、周波数

を（数多くあるうちの）一例として示し、ここで

は、キャリア周波数である。選択されたマスク、

は、２０ＭｈｚバンドのＩＥＥＥ８０２．１１（ＷｉＦｉとしても知られる）ＷＬＡＮマスクとして指定される。マスク

７０１には、３つの異なる（オーバーラップしない）スペクトル部分が含まれる：１．占有帯域７０５、２．帯域外発射（ＯＯＢＥ）帯域７０６、および、３．遠不要輻射（ＦａｒＯｕｔＳｐｕｒｉｏｕｓＥｍｍｉｓｉｏｎｓ）（ＦＯＳＥ）帯域７０７。規格、周波数帯、管轄区域に応じて、他にも多くのマスク制約が利用可能である。異なっているが、マスクはすべて、通常３つの別個のスペクトル部分：占有帯域７０５、ＯＯＢＥ帯域７０６、およびＦＯＳＥ帯域７０７、を含んでいなければならず、それは

７０１について記載されたものと同様である。
図８は、ＭＴＦ信号

１０５（２０５、３０５）の、ｄＢｒで示したＰＳＤ

８０２対、周波数

を示し、ここで

はキャリア周波数である。ＭＴＦ信号

１０５（２０５、３０５）は、そのＰＳＤ

８０２と、図７のスペクトルマスク

７０１とを、可能な限り、しかし、それを超えない範囲で一致させるように設計される。ＰＳＤ

８０２は、２つの別個のスペクトル部分を含む：
〇

８０８、これは

のＰＳＤであり、スペクトルマスク

７０１の占有帯域７０５とＯＯＢＥ帯域７０６の両方に、可能な限り、しかしそれを超えないように一致させられる。
〇

８０９、これは

のＰＳＤであり、スペクトルマスク

７０１の占有帯域とＦＯＳＥ帯域７０７のに、可能な限り、しかしそれを超えないように一致させられる。
図９は、制限された帯域にｎｕｌｌを有し、かつ

にわたる、

についての

８０８を表示し、このときＰＳＤ

９０８を有する

として

が選択され、一方、

は、ＰＳＤ

８０９が（２０）よりプリディストーションされて、（１７）で定義されたように選択される。図９から、

を増加させることによって、

の値にかかわらず、

を増加させることが可能であると推定することができ、ここで

は、

のサンプリング周波数である。
図１０ａは、（５）の

（・マーカーで表示）と（６）の

（

マーカーで表示）を比較しており、このとき

、

、およびｋ番目（ｋ^ｔｈ）の列、

の

は、方形パルス

に対応する。図１０ａでは、（５）の

は、いくつかの曲線で示され、各曲線は

の値に対応する。選択された値は、

であり、ここで

は、（６）の

と一致する。（６）の

は、「低」ＳＮＲ領域１００４と「高」ＳＮＲ領域１００５を包含する。同様に、（５）の

は、「低」ＳＮＲ領域１００１と「高」ＳＮＲ領域１００３を包含する。（６）の

とは異なり、

において（５）の

はまた、図１０ａの中で「Ｍｅｄ．ＳＮＲ」として示される中間ＳＮＲ領域１００２を包含しており、ここで（５）の

を２倍にするには、

において固定された複数の増加が必要であるが、それは

への寄与がほぼ線形であるためである。
図１０ｂは、（１０）に基づき

が２つの中間ＳＮＲ領域１００６、１００７からなることを示す。

が増加すると、

を２倍にするには、最初はＳＮＲを

の固定倍にする必要があり、それは図１０ｂの中では「１ｓｔＭｅｄ．ＳＮＲ」と呼ばれる第１の中ＳＮＲ領域１００６である。その後、ＳＮＲを

の固定倍にすることが必要となり、それは第２の中間ＳＮＲ領域１００７「２ｎｄＭｅｄ．ＳＮＲ」である。図１０ｂは、（１０）の

と（６）の

を比較し、ここで、

、

であり、および（８）の

は、矩形パルスで、（８）の

が

の下

３０ｄＢｒである。図１０ｂでは、制約３のない

は、いくつかの曲線で（「・」のマーカーが付されて）図示されており、各曲線は

の値に対応する。制約３を有する

は、相当数の点として（「正方形」のマーカーが付されて）図示され、各点は

の値に対応する。図１０ｂは、確かに、制約３が両方の中間ＳＮＲ領域１００６と１００７において

を最大限にすることを示す。

図１１ａは、ブロックテプリッツ行列である

１１０１の実施形態を示す。サブ行列

は、

１１０１のビルディングブロックとして使用され、ここで、図１１ａにおける

は、それぞれ

個の行から成る第１の

サブブロックを有する

サブブロックを含み、一方、最後のサブブロックは、

個の行、すなわち

１１０２と

１１０３を有する

から成り、ここで

と

は天井関数であり、

は床関数であり、および、

は転置作動を示す。
図１１ｂは、ブロックテプリッツ行列である

１１０４の実施形態を示し、ここで

のＴＵ３１６、３１８は、１つの等価な

１１０４を有する１つの等価なＴＵ３１４で置き換えられる。サブ行列

は、

１１０４のビルディングブロックとして使用され、ここで図１１ｂにおける

が、それぞれ

個の各々から成る第１の

サブブロックを有する

サブブロックを含み、一方、最後のサブブロックは、

つの行からなり、すなわち、

１１０５と

１１０６を有する

を含む。

図１２ａは、方程式（８）および（９）を実装するための実施形態を表示する。方程式（９）は、〇

１２０２で表示される巡回畳込を使用して、

１２０３に対して

１２０１を畳み込み、
〇

１２０５で表示される巡回畳込を使用して、

１２０６に対して

１２０４を畳み込み、
〇次に、

個の

１２０７で表示される線形畳み込みオペレータを使用して、線形コンボリューション動作

１２１６を実行することにより、

１２０８を生成する。

方程式（８）は、＋１２１０で表示される加算器を使用して、

に対して方程式（９）から取得された

１２０８を加算することにより、

１３０８を生成する。
図１２ｂは、方程式（８）および（９）を実装するための好ましい実施形態を表示し、ここで図１２ａ中の全ての

１２０１，１２０４は、

として選択されている。この場合、（８）中の

１２０８は、

として示される。
図１３は、ＭＴＦ設計工程Ｉ－ＩＩＩを実装するための好ましい実施形態１３０９を表示し、該実施形態は、

と

１３０１を有する通信チャネルのために、所望のチャネル容量

を達成することを目的として、定理ＩＩＩ（ＴｈｅｏｒｅｍＩＩＩ）に基づき

１３０８を設計し、以下のように定義される：
〇ＭＴＦ設計工程Ｉ１３０２：この工程は選択ステップ１３０２として参照される。この工程は、

、

、および

１３０１を受け入れ、および、選択された

を発生する、ＦＡＴＤＯＦ１３０３。
〇ＭＴＦ設計工程ＩＩ１３０４：この工程は増強工程１３０４として参照される。この工程は、

の選択されたＦＡＴＤＯＦ１３０３を受け入れ、

の選択され増強されたＦＡＴＤＯＦ１３０５を生成する。
〇ＭＴＦ設計工程ＩＩＩ１３０６：この工程は、ランダム化工程１３０６として参照される。この工程は、

の選択され増強されたＦＡＴＤＯＦ１３０５、および、

の選択され、増強され、およびランダム化されたＦＡＴＤＯＦ１３０７を生成する。

の選択され、増強され、およびランダム化されたＦＡＴＤＯＦ１３０７は、逆変換１３１０を使用して、

のｋ番目（ｋ^ｔｈ）の列、

１３０８の

の要素を形成するために使用される。

５．１Ｔｌシステム

個の情報記号（場合によりＦＥＣコード化される）からなる情報ベクトル

１０１、２０１、３０１は、

１０１、２０１、３０１をベクトル

１０３、２０３、３０３へと変換することで、１つまたはいくつかのアクティブな送信機Ｔｘ１０４、２０４、３０４にり通信チャネル１０６、３０６、４０６を介して送信することができ、行列

１１０１を使用して以下のとおり定義され

（１）
式中、

１０３、２０３、３０３は、

についての持続時間のそれぞれが

で全持続時間が

のサンプルから成る。本開示において、

１１０１は、ブロックテプリッツであるように、つまり

１１０１は、

（２）として定義され、式中、

は、オペレータであり、該オペレータは、繰り返しサブ行列

を右に

回複写することによって

１１０１を形成し、この間、すべての個々の右への複写について

を

行だけ下にシフトし、ここで

の天井関数として

が定義される。

は、

として定義され、ここで

は、基本ビルディングブロックと呼ばれ、一方、

は、

であり、かつ、

である、すべてゼロの

の行列である。

１１０１の解釈：

ｈ１１０１のそれぞれ列には

１０１，２０１，３０１，の中の１つの情報シンボルを伝送する役割があるため、従って、式（１）における

１０３、２０３、３０３は、拡散する利得

を有するＫ－ユーザーのＴＬシステムの出力をモデル化することができ、ここで数

は、受信機Ｒｘ１０８、３０８のために企図される所望の送信機（Ｔｘｓ）の数であり、および、数

は、

であるような干渉Ｔｘｓ２０４の数である。ｋ番目（ｋ^ｔｈ）のアクティブなＴｘ１０４、２０４、３０４は、ベクトル

を送信し、該ベクトルは、

を、有限持続時間が

で

１０３、２０３、３０３における１サンプルの持続時間が

である連続時間信号

へと変換した後、Ｌ個のシンボルの集合

を伝送する。

定理Ｉは、以下を仮定する：

１．ｋ番目（ｋ^ｔｈ）のＴｘ１０４、２０４、３０４は、以下の制約１を条件として

１０５、２０５、３０５を送信し：
制約１：

式中

は、任意のＴｘ１０４、２０４、３０４における平均割付け可能送信パワーであり、および

８０２は、

１０５、２０５、３０５のパワースペクトル密度（ＰＳＤ）である。

２．ｋ番目（ｋ^ｔｈ）のＴｘ１０４、２０４、３０４は、単一のアンテナを使用して、単一のアンテナを使用してＲｘ１０８、２０８、３０８にて受信される１つの通信チャネルを介して、

１０５、２０５、３０５を送信する。その後、受信された信号

がＲｘ１０８、２０８、３０８においてサンプル周波数

にてサンプリングされて離散時間信号

が形成され、該離散時間信号は、以下のように定義され

（３）
式中、

は、

を数

によって置き換えるようにチャネル１０６、３０６、４０６の効果を含めた後

１１０１に対応し、および

は、ＷＧＮをモデル化する。本明細書ではＴＬシステムとチャネルの組合せをＴＬチャネルと呼ぶ。

定理Ｉ：式（３）中、

に対応するＴＬチャネルの容量

は、制約１に従って、

（４）であり、式中、

は、ＷＧＮの両側のＰＳＤであり、

は、チャネル両端のパワーにおける平均減衰であり、および、

は、ｋ番目の列

が平均でＬ２ノルムを持っているような、正規化された

のｋ番目の２乗特異値であり、

に等しい。

定理Ｉの重要性：式（４）中の

は、いくつかの領域から成り、平均受信ＴＬＳＮＲ

に依存する。低ＳＮＲ領域１００４と高ＳＮＲ領域１００５から成るＢＬシステムの容量

と同様に、式（４）中の

もまた、低ＳＮＲ領域１００１と高ＳＮＲ領域１００３から成る。ＢＬシステムと異なり、式（４）中の

は、また、式（４）中の項

の数

が、

であるように、＜＜１であるとき、新しい中間ＳＮＲ領域１００２を含む。

が低ＳＮＲ領域１００１にあるとき、

である。

が高ＳＮＲ領域１００３にあるとき、

である。

が中間ＳＮＲ領域１００２にあるとき、

である。

本開示の通信チャネルのうちのいくつかがスペクトルマスクによって抑制されるとすると、マスク制約を含めるために定理Ｉを修正しなければならない。まず、

の帯域幅（ＢＷ）を定義し、次に、マスク制約を導入する。

１０５、２０５、３０５のＢＷの定義：

１０５、２０５、３０５はＴＬであるため、そのＰＳＤ

８０２は、周波数ドメイン

全体にわたってに存在し、ＢＷの多数の定義が存在することを可能にしている。本開示では、我々は、国際電気通信連合（ＩＴＵ）によって採用されたものと同じＢＷの定義を採用するが、それは送信機スペクトル発射を３つの別個の帯域内にあるものとして定義し：（ａ）ＢＷ

を有する占有帯域７０５発射；（ｂ）ＢＷ

を有する帯域外発射（ＯＯＢＥ）帯域７０６；および、（ｃ）許容パワーレベル

を有する遠不要輻射（ＦＯＳＥ）帯域７０７。ＢＷについてＩＴＵと同じ定義を採用することにより、本開示ではＴＬシステムのＢＷ

を占有帯域７０５のＢＷ

として定義されるものとして選択する。

スペクトルマスク制約７０１：本開示で考慮されるいくつかのシステムは、スペクトルマスク

によって抑制される。この場合、

１０５、２０５、３０５は、制約２に従い：
制約２：

式中

は、規格化定数であり、

、

、および

１１０１に依存する。ＩＴＵによると、

は、

であるように選択されなければならず、ここで

は、

７０１のＢＷである。このことは、

も同様に

であるように選択されなければならないことを含意する。この理由により、本開示におけるオーバーヘッド要素

が、時間と周波数の両方におけるオーバーヘッドとして定義され、それは

１０５、２０５、３０５が制約２に応じるために必要とされる。それは、

であるか、または等価であるように選択され、

は、

であるように選択される。

制約１－２の下で、式（４）中の

は

（５）として表現することができる。

同様に、制約１－２の下で、

として選択される固定ＢＷ

のＢＬシステムは、ＢＬ容量

を有し、

が与えられたとき、（６）式中、

は、時間と周波数の両方においてオーバーヘッド要素として定義され、ＢＬシステムが制約２に応じるために必要とされる。

のとき、式（６）は、固定ＢＷを有する

を２倍することは、

へのその寄与が対数的であるため、

において幾何学的な多重の増加を必要とすることを含意する。

図１０ａは、正規化された平均受信ＳＮＲ、つまり

との対比で式（５）中の

（マーカー「．」で示される）と式（６）中の

（マーカー「＊」で示される）を比較し、このとき

、

、および

のｋ番目の列

は、方形パルス

に対応する。図１０ａでは、式（５）における

は相当数の曲線として図示され、各曲線は

の値に対応する。選択される値は

であり、ここで

は式（６）中の

と一致する。式（６）中の

と同様に、（５）中の

は、「低」ＳＮＲ領域１００１と「高」ＳＮＲ領域１００３を包含する。低ＳＮＲ領域１００４と高ＳＮＲ領域１００５を包含する式（６）中の

とは異なり、（５）の

を２倍にするには、

において固定された複数の増加が必要があるが、それは

への寄与がほぼ線形であるためである。

図１０ａの解釈：平均受信ＢＬＳＮＲ

が＞１であり、一方

が＜＜１であるときに、中間ＳＮＲ領域１００２は、式（５）中の

に作成される。換言すれば、

は、中間ＳＮＲ領域１００２を生み出すために、

よりはるかに小さくなければならない。

を維持しながら

を小さく、および

を大きくするためには、制約２に応じながら、任意に大きな数のＤＯＦを有する必要がある。有限のレイテンシーが要求される実用設計において、ＤＯＦはすべて有限アクセス時間（ＦＡＴ）を持っいなければならず、または、等しく、あらゆるそのようなＤＯＦにアクセスするのにかかる時も有限である。本開示では、そのようなＤＯＦはＦＡＴと呼ばれ、および、ＴＬシステムだけがそれらの高周波成分に任意に多数のＦＡＴＤＯＦのを持っており、一方、ＢＬシステムには、高周波成分を包含することが許されないため、有限数のＦＡＴＤＯＦのだけがあることが示される。

が

であるための

の属性：本開示におけるいくつかの通信チャネル１０６、３０６、４０６が、

であるスペクトルマスク７０１によって制約されるべきものであることを考えると、

８０１を分析することは避けられない。

８０１のスペクトル減衰に影響を与える

１１０１の重要な属性は、ｈ１１０１のｋ番目の列

の微分可能度（ＤＯＤ）

であり、それはディラックデルタインパルス

が現れるまで

を時間差分できる回数として定義される。数学的に、このことは、

であることを含意し、ここで、

は差分ベクトルのオーダーｎの

の要素、

であり、

に対応し、および、

、

として定義され、ここで初期条件は：

である。

の例：
●

がＴＬ方形パルス

であるとき。
●

が正弦波

の１ローブであるとき。
●

が擬似雑音（ＰＮ）シーケンス

であるとき。

以下の２つのＤＯＤ特性が下のように使用される：

●ＤＯＤ特性Ｉ：

が２つのＴＬベクトル、

と

の和、すなわち

であり、それぞれのＤＯＤが

および

であり、その結果のＤＯＤである

は漸近的に

に等しいとき。

● ＤＯＤ特性ＩＩ：

｛ｈ｝＿ｋが、２つのＴＬベクトル

と

の線形または円形の畳み込みでであって、それぞれのＤＯＤが

および

であり、その結果のＤＯＤ

が

となるとき。

定理ＩＩは、中間ＳＮＲ領域１００２の傾きを、

のＤＯＤの関数として導出する。

定理ＩＩ：式（４）の

を中ＳＮＲ領域１００２で２倍にするには、

を

の固定倍で増やす必要があり、ここで

は

のＤＯＤである。

以下の制約は、Ｒｘ１０８、２０８、３０８にて逐次干渉除去を伴う最小平均二乗誤差（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒｗｉｔｈＳｕｃｃｅｓｓｉｖｅＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅＣａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）（ＭＭＳＥ－ＳＩＣ）検出器１１０、２１０、３１０を使用するとき、

を最大にする変調を引き出し、その低い複雑性と特定の条件下での漸近最適性から選択される。この制約は、中間ＳＮＲ領域１００２における

を最大限にする。

変調制約：Ｒｘ１０８，２０８，３０８におけるＭＭＳＥの算術平均を最小化することは、

を最大化することに等しいことを示すことは可能であり、ここで、

は

に対応する受信正規化ＳＮＲであり、

はそのマルチユーザ効率である。並列チャネルを扱うウォーターフィリングとは異なり、このような最適化の解は

である。このことは、

の要素のために選択する変調は、各ＤＯＦに約１ビットの情報をロードすることに相当する。比較すると、低ＳＮＲ領域１００１，１００４は、＜１ｂｉｔ／ＤＯＦをロードすることに対応し、高ＳＮＲ領域１００３，１００５は、通常、＞１ｂｉｔ／ＤＯＦをロードすることに対応する。ある

ｋに対して

であるとき、代わりに以下の式を使う。抑制式３：

定理ＩＩＩは、マスク制約７０１および変調制約を含めるために定理Ｉを変更する。

定理ＩＩＩ：（３）の

に対応するＴＬチャネルの容量

，は、制約条件１－３に従い、

および

とすると

ｂｐｓ（７）

であり、式中、

は漸近的に

であり、

とされ、

と

の天井関数は

であり、このときＲｘ１０８、２０８、３０８にて、ＭＭＳＥ－ＳＩＣ検出器１１０、２１０、３１０が使用される。

定理ＩＩＩの重要性：図１０ａでは、式（７）における

は、相当数の点（「正方形」マーカーで示される）はそれぞれ

の値に対応するように図示される。図１０ａは、制約３が中間ＳＮＲ領域における

を最大にすることを確認する。式（７）および制約ＩＩＩに基づいて、

である。従って、固定の

と

について、

を２倍にすることにより

を２倍にするためには、

を

の固定倍ずつ増加させる必要があり、一方、固定の

と

について、

を２倍にすることにより

を２倍にするためには、

を

の固定倍で増加する必要があり、このとき

とされる。

次に、ＭＴＦシステムと呼ばれる、ＦＡＴＤＯＦを有する新しいＴＬシステムを紹介する。５．２ＭＴＦ設計

設計問題：式（１）中のｈ１１０１は、ＢＷが

の所与のチャネル１０６、３０６、４０６のために所望のチャネルキャパシティ

１３０１を達成することを目的として、定理ＩおよびＩＩＩに基づいて、設計されることになる。以下に３つの設計工程、ＭＴＦ設計工程Ｉ－ＩＩＩ１３０２，１３０４，１３０６を示し、その後にＭＴＦ設計の実装案を示す。３つのステップはすべて、与えられた所望の容量

１３０１、および与えられたＢＷ

Ｗ＿ｍに対して、必要な平均受信ＳＮＲが最小となるようにｈ１１０１を設計しようとするものである。このことは、式（３）の

の特異値の２乗の集合

が、制約条件２を満たしつつ最小となる分散を持つように設計することを要求する。

ＭＴＦ設計の解決策：
まず、

１３０１を

および

の関数として定義するが、それは選択されたＴＬチャネルに依存する。例えば、ＴＬチャネルが

などのを有するなどの比較的低い干渉を有するとき、ＴＬシステムとしてメモリ付き、すなわち

であるものを選択することができ、それは

または

となることを含意する。他方、ＴＬチャネルが比較的高い干渉、つまり

を有するとき、メモリなしの、つまり

のＴＬシステムを選択することができ、それは

または

１３０１となることを含意する。

ＭＴＦ設計工程Ｉ１３０２：ある固定された

１３０１に対し、ＦＡＴＤＯＦの数

１３０３を

となるよう選択し、ここで
ａ）

は、

７０１のＢＷ制約

に応じて

となるように選択されるシェーピングＦＡＴ（Ｓ－ＦＡＴ）ＤＯＦ１３０３の数として定義され；および、
ｂ）

は、既存の占有帯域７０５の内部に補間サンプリング周波数１３０３を作成することによって得られる補間ＦＡＴ（Ｉ－ＦＡＴ）ＤＯＦ１３０３の数として定義される。

指数は既存の周波数から得られ、制約１が維持されるように、新しく決まった周波数１３０３に分配される。一般に、制約は

に依存しないため、

である。

ＭＴＦ設計工程ＩＩ１３０４：一旦、

３０３は選択され、および、新しくサンプリングされた周波数が作成されると１３０３、制約条件２を維持する間、

ｐ＿ｋは、

にわたってパワー

を可能な限り均一にすることによって減少させることができ、ここで、

は、

１１０２，１１０３のｋ番目の列目の

の離散時間フーリエ変換（ＤＴＦＴ）であり、

は規格化周波数である。この均一化は、平均以上パワーを有する周波数サンプル１３０３からパワーをとり、および平均以下のパワーを有する周波数１３０５にそれを分配し、それにより制約１を維持することとして定義される。Ｋａｒａｍａｔａの不等式を使用して、そのようなパワー分配が分散

を減少させ、従って

を増加させることを示すことができる。

ＭＴＦ設計工程ＩＩＩ１３０６：一旦、

が選択されると、新しくサンプリングされた周波数１３０３が生みだされ、および、

にわたるパワー

が可能な限り均一化されると１３０５、

は、

１１０２，１１０３のエントリ１３０７がゼロ平均ＲＶ、（理想的には）ガウシアンであるように

のサンプルの位相を選択することにより、減少させることができる。

におけるこの位相の割り当ては、

にわたってパワー

に影響を与えず、従って、制約１－２を維持する。

命名法：ＭＴＦ設計ステップＩ－ＩＩＩ１３０２、１３０４、１３０６に基づき、制約条件１－３に従うように設計されたｈ１１０１を、ＭＴＦ行列と呼ぶ。この場合、ｈ１１０１を

１１０４、

を

、

１１０２、１１０３を

、式（７）の

をＣ＿ＴＬ

と記し、および、ＭＴＦシステムとチャネルの組み合わせをＭＴＦチャネルと呼ぶ。

は、ビルディングブロック

１１０６で定義される。

のｋ番目の列

１３０８は、逆ＤＴＦＴ１３１０を使用して、

から取得される。

ＭＴＦ設計実施：本明細書においてＭＴＦ設計工程Ｉ－ＩＩＩ１３０２、１３０４、１３０６の実装が提案され、ここで、

のｋ番目の列

は、２つのベクトル、

１２０８と

１２０９の和、

（８）で表現され、以下のように定義される。
ベクトルＩ：

１２０８は、ＤＯＤ

を有し、

がＢＷ制約に応じるように、つまり

７０５であるように選択された、パルスベクトルである。それは

の線形畳み込み（それぞれ

１２０７で示される）を使用して形成され

（９）

である間、ｌ（エル）番目のベクトル

１２１５，１２１６を

のベクトルの間に、畳み込むのであり、ここで

１２１５，１２１６はＤＯＤ＝０であるゼロ中間偽似乱数（ＰＲ）ベクトル

１２０３、１２０６と、ＤＯＤ＝１であるベクトルパルス

１２０１、１２０４との間で巡回畳込（

で示される）として形成され、一方、

１２１５はＤＯＤ＝０のゼロ中間ＰＲベクトルである。最初の

の線形畳み込みは

Ｓ－ＦＡＴＤＯＦを生成し、一方最後のものは

Ｉ－ＦＡＴＤＯＦを生成する。

ベクトルＩＩ

１２０９は、

が

７０１のＦＯＳＥ７０７制約に応じるように、すなわちパワーレベル

がＦＯＳＥ帯域７０７内であるように選択されたＤＯＤ＝０のＰＲベクトルである。

を一般化し、必ずしも

と等しくならないようにすることも可能である。例えば、

１２０９は（８）に含まれない、あるいは同義的に、

であるように、

を選択することは可能である。また、

を選択することも可能である。この場合、

のゼロは、

１２０８と

の合計長が

となるように、式（９）の

１２０８に付加されなければならない。

式（８）の

を２つのベクトル、

１２０８と

１２０９に分離した理由は、単一のＤＯＤを持つ単一のベクトルを使用してＢＷ制約、すなわち

７０５と、ＦＯＳＥ７０７制約、すなわち

に同時に応じることは困難なためである。ＤＯＤ特性Ｉの利用によって、

１２０８と

１２０９を合計することは、

１２０９のＤＯＤが０であるため、ＤＯＤが

である

に帰結する。

の巡回畳み込み１２０２，１２０５を式（８）中の

１２０８で用いる理由は、以下の２つの必要条件を達成しながら単一のＤＯＤを有する単一のベクトルを使用するのは難しいためである：（１）

のエントリはゼロ平均ＲＶであり、一方、（２）

は

７０５というＢＷ制約に応じるという必要条件。ＤＯＤ特性ＩＩを利用して、

１２０１，１２０４を

１２０３，１２０６で巡回畳み込みすることは、

１２０３，１２０６のＤＯＤは０であるため、ＤＯＤ＝１のベクトルを生成し、

１２０８はＤＯＤが

であることを含意する。パルス

１２０８は、

と

を適切に選択することにより、

７０５に応じる。

定理ＩＶ：制約１－３の下で

である式（８）の

に対応するＭＴＦチャネルは、容量

を有し、

が

に比例することを除き、式（７）中の

（１０）と同一であり、
ここで

および

は式（８）の

と

にそれぞれ対応する比例係数であり、

であり、Ｒｘ１０８、２０８、３０８にて、ＭＭＳＥ－ＳＩＣ検出器１１０、２１０、３１０が使用される。

定理ＩＶの重要性：式（１０）に基づき、

は、図１０ｂに示すように、２つの中間ＳＮＲ領域１００６、１００７から構成される。

Ｎが増加するにつれ、

を２倍にするには、まずＳＮＲを

の固定倍で増加させる必要があり、それは図１０ｂにおける第１の中間ＳＮＲ領域１００６「１^ｓｔＭｅｄ．ＳＮＲ」として参照される。次に、２の固定倍数で平均受信ＳＮＲを増加させることが必要であり、それは第２の中間ＳＮＲ領域１００７「２^ｎｄＭｅｄ．ＳＮＲ」として参照される。図１０ａは、式（１０）に基づく

と式（６）に基づく

を比較し、ここで

、

であり、および式（８）の

は、

より３０ｄＢｒ低い、式（８）の

である矩形パルスである。図１０ｂでは、制約３のない

の値に対応する。制約３を有する

を最大限にすることを示す。

特定の条件下では、以下の漸近の限度に到達することができる：
ａ）

のとき、定理ＩＶは定理ＩＩＩに帰着する。
ｂ）

および

としたとき、

（１１）
が得られる。この限界は、

７０１が

と記されるＩＥＥＥ８０２．１１ＷＬＡＮマスクに対応する場合に当てはまる。

が定数で

、および

のとき、

（１２）
が得られる。
この限界は、

７０１が

５．３ＭＴＦアーキテクチャ
セクション５．３．１では、標準的に課されるスペクトルマスク７０１などの、通信システムに一般的に課される制約、および通信チャネル１０６、３０６、４０６にわたるフェージングと干渉の影響を紹介する。セクション５．３．２では、セクション５．３．１で導入した制約条件に基づき、いくつかのＭＴＦデザインを提案し、セクション５．３．３では、同一バンドを使用しながら、様々なＭＴＦシステムを併置して通信するために適したアーキテクチャを提案する。

５．３．１設計制約：
まず、重要な２つの

７０１、具体的には

を選択する。その後、通信チャネル１０６、３０６、４０６をモデル化し、および、そのようなチャネルにわたるいくつかのタイプの干渉および制限された帯域を含め、ＭＴＦアーキテクチャに対するその効果を検討する。

１０７の選択：設計工程Ｉ－ＩＩＩ１３０２、１３０４、および１３０６に制約２を含むために、および、現存システムのうちのいくつかと公平な比較を導出するために、

および

を定義する：

ａ）３ＧＰＰＬＴＥ（ｅ－ＵＴＲＡ）マスク、

は、１．４、３、５、１０、１５、２０ＭｈｚのＢＷについて、≦１％のＯＯＢＥＢＷを有すると定義されるか、または、同義的に、

は、

１０５，２０５，３０５

における全積算平均パワーの≧９９％を含まなければならないと定義される。

ｂ）２０ＭＨｚのＢＷのためにＩＥＥＥ８０２．１１ＷＬＡＮマスクは次のとおりである：

では，第１の周波数帯である

は、帯域幅

の占有帯域７０５に対応する。中間の３つの周波数帯域は帯域幅

のＯＯＢＥ７０６に対応する。最後の周波数帯域

は、無限の帯域幅およびパワーレベル

を有するＦＯＳＥ帯域７０７に対応する。

通信チャネル１０６、３０６、４０６のモデリング：

が

であり、かつ

であるとき、チャネル１０６、３０６、４０６は、Ｆｒｉｉｓ自由空間ＰＬ（ＦＳＰＬ）モデルの後にモデル化された周波数依存の経路損失（ＰＬ）の影響を受ける周波数選択性（ＦＳ）徐変フェージングチャネル（ｓｌｏｗｌｙｆａｄｉｎｇｃｈａｎｎｅｌ）としてモデル化することができる。数学的には、このようなチャネルは線形時不変（ＬＴＩ）としてモデル化でき、チャネルの離散遅延広がりと呼ばれる有限長

の離散時間ランダムインパルス応答

を用いて特徴づけることができる。フェージングは、非ＬＯＳチャネルではＲａｙｌｅｉｇｈとして、ＬＯＳチャネルでは強いＬＯＳ成分を持つＲｉｃｉａｎとしてモデル化することができる。

選択チャネル・モデルの効果：
１）数学的には、周波数選択性チャネルの主な効果は、

１１０４の各列、

を

で線形畳み込みすることである。このような畳み込みの結果は、新しいＭＴＦ行列、

であり、以下のように定義され、

（１３）
式中

は

で置き換えられた

を有し、ここで

は、

が

で、

が

で、

が

で置き換えられている。

および

において

だけ増加することは、ＭＴＦシステムのＩ－ＦＡＴＤＯＦの数

が

だけ増加したことに相当する。ＤＯＤ特性ＩＩに基づいて、

と

におけるｋ番目の列

との間の畳み込みは、結果として生じるＤＯＤは、もとのＤＯＤ

と通信チャネルのＤＯＤ

との間の和に等しいことを含意する。通信チャネル１０６，３０６，４０６の採用した周波数選択性フェージングモデルに基づき、

である。換言すると、通信チャネル１０６、３０６、４０６がＦＳであるとき、

の結果として生じるＤＯＤは、

１１０４のもとのＤＯＤに等しい。
２）通信チャネル１０６、３０６、４０６は、その伝達関数（ＴｒａｎｓｆｅｒＦｕｎｃｔｉｏｎ）（ＴＦ）

としても参照される

によって周波数ドメインにおいて等価的に特徴付けることができる。このことは、以下の連続周波数積

（１４）
が、

が

のｋ番目の列

のＤＴＦＴである場合において、

と

の間の線形離散時間畳み込みを置き換えることができることを含意する。
３）ＦｒｉｉｓＦＳＰＬモデルは、

に反比例する

に基づく、すなわち

（１５）
であり、式中、

は

での期待値ｗ．ｒ．ｔ

を示し、それはエルゴード的であると仮定される。式（１５）に基づき、ＦＳＰＬはＤＯＤが１に等しいことを確認することができる。換言すると、ＦＳＰＬの効果は、キャリア波周波数が

ならば

のもとのＤＯＤ

を１だけ増加させ、それ以外は、ＦＳＰＬの効果は

に依存する。

を

に、

を

に置き換えた後、および、

を

に基づいて再評価した後、通信チャネル１０６、３０６、および４０６のすべての効果に基づき、定理ＩＩＩは依然として有効である。

１１０４のもとのＤＯＤ、

を保持するために、Ｔｘ１０４，２０４，３０４においてプリチャネルフィルタ５００が必要であり、これはセクション５．３．２において検討される。

干渉のモデリング：２つのタイプの干渉が通信ネットワークの両端に存在する：
（ａ） ≦１２５ＭＨｚの幅を有すると定義される狭帯域干渉（ＮＢＩ）；
（ｂ）＞１２５ＭＨｚの幅を有すると定義される定義される広帯域干渉（ＷＢＩ）

ＮＢＩは、ＬＴＥやＷｉ－Ｆｉシステムなどの既存システムからの送信や、

１２０８の存在による他のＭＴＦシステムからの送信を包含しており，一方、ＷＢＩは、ＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ－ＷｉｄｅＢａｎｄ）システムからの送信や、

１２０９の存在による他のＭＴＦシステムからの送信を包含する。都市環境での結果をもとに、周波数範囲７，０７５ＭＨｚに対する平均デューティサイクルを表示した表Ｉに見られるように、いくつかの研究により、周波数＞２ＧＨｚの周波数帯の利用率が低いことが示されている。表Ｉは、北米とヨーロッパにわたる都心に関する他のいくつかの調査と一致している。調査はすべて、周波数

に正比例する利用において指数関数的な下落を示す。我々は、既知の重点的利用（ＨｅａｖｙＵｔｉｌｉｚａｔｉｏｎ）の周波数範囲を

として参照する。

制限された帯域、

：さらに、ＮＢＩとＷＢＩの両方に対応する必要があり、

として参照されるいくつかの帯域は、規制機関によって制限されているとみなされる（４７ＣＦＲ１５．２０５）。

５．３．２パルスおよびフィルタ設計：
通信チャネルのモデル、そこにわたる干渉のタイプ、および

の存在を含む、通信チャネル１０６、３０６、４０６の統計の知識に基づき、本開示では、

１２０１，１２０４，

１２０９、

１２０３，１２０６などのパルス、ならびに、Ｔｘ１０４、２０４、３０４でのプリチャネルフィルタ５００、Ｒｘ１０８、２０８、３０８でのポストチャネルフィルタ６１５などのフィルタを設計しており、ここで制約１－３にさらされる

を最適化ことが目的とされる。

の設計１２０１、１２０４：式（９）の

１２０１、１２０４についての基本の設は、方形パルスである。たとえ、それが単位円上にその零点をすべて有しても、周波数を

だけずらして、そのゼロを単位円から遠ざけることが可能である。このことシフトは複素パルス

１２１２、１２１３を形成し、余弦波の１つのローブの形の実部、および正弦波の反対のローブの形の虚部を有する。

∀ｌ１２０１，１２０４が全て

１２１２，１２１３であるように選択された場合、この場合、式（９）中の

１２０８は、

として示される。式（８）中の

１２０８が、

であるように選択されるとき、定理ＩＩＩにおける

は、πに漸近的に等しい。この場合、

の振幅は、制約１に応じるように選択される。

１２０９の設計：式（８）の

の可能な設計は、

（１６）であり、ここで

は、逆離散フーリエ変換（ＤＦＴ）工程を示し；および、位相

は、

である間に

にわたって一様分布を有するＰＲであるように選択される。

１２０９は、周波数ベースのＰＲポリフェーズシグネチャとも呼ばれる。

の設計１２０３，１２０６：

の可能な設計（９）の１２０３，１２０６は、

であり、位相、

は、（１６）において

１２０９に類似して、

について、

の両端に均一に分布するＰＲとして選択され、ただし、オーバーヘッド係数

を最小限にするために、

は

に一致しなければならないということを除く。（１４）における通信チャネル力

に

を乗算し、結果として生じる積

は、

を

と置き換えさせ、

および

であるとき、このとき、

は無作為な振幅であり、これらはＬＯＳチャネルの両端に強いＬＯＳ成分を有するＲｉｃｉａｎ分布、またはＮＬＯＳチャネルの両端にレイリー分布のいずれかを有し、および

である。

のときの

の選択：本開示は、

として（１２）において

を選択し、および、残りの

を、

１２０８におけるＯＯＢＥ７０６ＢＷに分配する。制約２の下では、（１２）は

として書き直すことができる。

Ｔｘ１０４、２０４、３０４におけるプリチャネル（Ｐｒｅ－ｃｈａｎｎｅｌ）フィルタリング５００の設計：

に応じるために、（４７ＣＦＲ１５．２０５）、および

の両端に送信することを防ぐために、プリチャネルフィルタ５００がＴｘ１０４、２０４、３０４にて推奨される。さらに、（１５）によれば、ＦＳＰＬの効果は、

が（８）に加えられることにより、結果として生じるＤＯＤが漸近的に値０を取らざるを得なくなるという事実にもかかわらず、

１１０４のＤＯＤ

を１だけ増加させることである。３つの懸念すべてに対処するために、

１１０４は、（８）において、

１２０８を、

１２０９、

、

および

によって、以下の２つの作用によってあらかじめ処理されるＤＴＦＴ

と置き換えることに基づいて、プリチャネルＭＴＦマトリックス、

と置き換えられる。

１．

としての

による予歪

ここで、

は、

を保つために選択される。

２．除外された帯域にて、

にゼロを含ませる：

ここで、

であり、および、

、

の補数

である。

両方のアクションの結果、（１０）における

は、

としての

によって置き換えられ、および、（１１）では、

によって置き換えられる。なぜなら、

は、サンプルが本当の場合、

であるバーゼル問題に従うからである。他方では、（１２）は

によって置き換えられる。例えば、

であるとき、

である。

Ｒｘ１０８、２０８、３０８におけるポストチャネルフィルタリング６１５の設計：ポストチャネルフィルタリング６１５は、通信チャネルの両端でＮＢＩの効果を弱めるために、Ｒｘ１０８、２０８、３０８にて使用することができる。この場合、それはＭＴＦ切除フィルタ（ｅｘｃｉｓｉｏｎｆｉｌｔｅｒ）を含まなければならず、それは以下の２つの工程からなる：

（ａ）ＮＢＩに対応する周波数範囲

を推定する。
周波数

は

に属し、

であるとき、

は、ＮＢＩを減少させるために特定の最適化基準を満たすように選択された閾値である。

（ｂ）

にて、

の連続時間バージョン

の

を、ＰＳＤにおいて強制的にゼロにすることにより、推定されたＮＢＩを削除する。

ポストチャネルフィルタリングはさらに、Ｒｘ１０８、２０８、３０８にてノイズと干渉の効果を弱めるために、

にてゼロを含まなければならない。

サンプリングタイプおよび周波数

の選択：通信システムには利用可能な３つのタイプのサンプリング：ベース帯域・サンプリング、ＩＦサンプリング、およびＲＦサンプリングがある。ＲＦサンプリングは

であるときは推奨されない。なぜなら、それは、図６ａと６ｂにおいて示されるようなアップコンバーション／ダウンコンバージョンステージを必要としないからである。この場合、搬送周波数、

は、

で選択される。他方で、ＩＦサンプリングは、

であるとき、ベース帯域サンプリングよりも推奨される。なぜなら、図５ａと図５ｂにおいて示されるような少数のコンバージョンステージを必要とするからである。この場合、中間周波数、

は、

に等しいように選択される。

搬送周波数の選択

：干渉および通路損失が比較的低い周波数範囲ｓ．ｔ．

を選択するために、本開示は、ＭＩＭＯ通信に適した多重通路の豊富な環境を可能にし、かつ

を回避しつつ、

を選択することを提案する。他のすべての

搬送周波数

とは異なる

に対して

を選択することにより、

を低減することが可能である。

搬送周波数の最適な選択は、各周波数に対して、最適なセット

から、または

などの他のセットから１つの固有周波数を選択するためのものである。

および

の搬送周波数が

または

から独自に選択されると、ＮＢＩを低減するために、ＭＴＦ切除フィルタを包含するんでいるポストチャネルフィルタリング（６１５）が、Ｒｘ（１０８）、（２０８）、（３０８）にて推奨され、搬送周波数に干渉する他の

から開始する。

５．３．３ＭＴＦシステムアーキテクチャ：

図５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂに記載されるようなＴｘ（１０４）、（２０４）、（３０４）、およびＲｘ（１０８）、（２０８）、（３０８）とともに、図１～４に示すアーキテクチャは、オーバーラップするライセンス有または無の帯域を使用すると、ＭＴＦシステムと他の定常的なＭＴＦシステムとの通信を可能にする。このようなＭＴＦシステムは、セルラー型、Ｗｉ－Ｆｉ型、およびワイヤレスセンサ／モノのインターネット型のシステムを含み、これらはすべて互いと通信することが可能である。図１～４は、図５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂとともに、デジタルコンポーネント（５１０）を有しており、これは、ＭＴＦモジュレータ（１０２）、（２０２）、（３０２）、Ｔｘ（１０４）、（２０４）、および（３０４）の一部、Ｒｘ（１０８）、（２０８）、（３０８）の一部、およびＭＴＦ検出器（１１０）、（２１０）、（３１０）を備えている。Ｔｘ（１０４）、（２０４）、（３０４）のデジタル部分は、プレチャネルフィルタ（５００）およびデジタル－アナログ（Ｄ／Ａ）変換器（５０３）のデジタル部分を備えている。Ｒｘ（１０８）、（２０８）、（３０８）のデジタル部分は、ポストチャネルフィルタ（６１５）およびアナログ－デジタル（Ａ／Ｄ）変換器（６１３）のデジタル部分を備えている。デジタルコンポーネントの大半に対してソフトウェア定義（Ｓ／Ｗ）が行われ、

を調製することによりプレチャネルフィルタ（５００）、ポストチャネルフィルタ（６１５）、およびＭＭＳＥ－ＳＩＣ検出器（１１０）、（２１０）、（３１０）と通信を行うＭＴＦシステムに従いパーソナリティを変化させることが可能となる。また、図１～４に示すアーキテクチャは、Ｔｘ（１０４）、（２０４）、（３０４）、およびＲｘ（１０８）、（２０８）、（３０８）とともに、ハードウェア定義（Ｈ／Ｗ）が行われるアナログコンポーネント（５１１）、（５１３）、（６１６）、（６１８）を有している。図５ａ、５ｂ、６ａ、６ｂに記載されるように、Ｔｘ（１０４）、（２０４）、（３０４）およびＲｘ（１０８）、（２０８）、（３０８）のアナログ部分は、変換器（例えばＤ／Ａ（５０２）、Ｕｐ／Ｄｏｗｎ（５０４）、（６１１）、およびＡ／Ｄ（６１３））、アナログフィルタ（６０７）（例えばバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）および低域フィルタ（ＬＰＦ））、およびアンプ（例えばパワーアンプ（ＰＡ）（５０６）および低ノイズアンプ（ＬＮＡ）（６０９））を備えている。

ほとんどの既存のシステムがＳ／ＷコンポーネントおよびＨ／Ｗコンポーネントを含むことを考慮すると、その制約を克服することが可能な限り、Ｈ／Ｗ変更を必要とすることなく、Ｓ／Ｗダウンロードを通じてそのようなシステムをＭＴＦシステムにアップグレードすることは可能である。例えば、利用可能なＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数

が、必要とされる

よりも倍数

＞１

だけ小さいとき、以下のいくつかの非相互排他的な技術を用いて、同じ所望のチャネル容量

を維持しながら、

を

だけ減少させて

に適合させることが可能である。

ＭＴＦ技術１：

を

だけ減少させ、一方で

を

だけ増加させる。

ＭＴＦ技術２：情報／ＤＯＦの

＞１ビットをロードすることによって制約３を緩和する。

ＭＴＦ技術３：

を選択し、一方で

の各列が別個の

を有するように強制する。

を有するという制約を克服するために、上に示されるＭＴＦ技術のいくつかを組み合わせることが可能である。例えば、情報ビット／ＤＯＦの数を１ビットから２ビットに増加させ、一方で

を１から４に増加させることによって、

が得られる。

５．４ＭＴＦＭＡネットワーク

このセクションでは、ＬＴＥおよびＷｉ－Ｆｉネットワークなどの既存のＭＡネットワークと似た、中央集中型トポロジーにわたるＭＴＦＭＡネットワークを設計する。中央集中型トポロジーの典型的なものとして、ＭＴＦＭＡネットワークは２つのタイプの送信、すなわち、（ａ）ベース・ステーション（ＢＳ）またはアクセス・ポイント（ＡＰ）からデバイスへのダウンリンク（ＤＬ）送信と、（ｂ）デバイスからＢＳ／ＡＰまでのアップリンク（ＵＬ）送信とからなる。ＭＴＦＭＡネットワークの設計は以下の前提に基づく：

５．４．１前提：

ａ）いくつかの共同設置された中央集中型ＭＴＦＭＡネットワークは、オーバーラップする許可された帯域または無認可の帯域を使用する。セクション５．３．３のシステムアーキテクチャに基づいて、そのようなネットワークは協働することができ、このことは多くの利点を提供する。例えば、時分割複信（ＴＤＤ）が実施されてもよく、時分割複信（ＴＤＤ）は、ＤＬ伝送とＵＬ伝送との間の時間的分離を強制する。

ｂ）ＭＴＦＢＳ／ＡＰは、デバイスにおける干渉するＢＳ／ＡＰからのＷＢＩを減少させるために、ほとんどのＭＴＦＭＡネットワークのＤＬ部でビーム形成に使用されるアンテナアレイを含む。

ｃ）

ｋ番目のＭＴＦＴｘ１０４、３０４とＭＴＦＲｘ１０８、３０８との間の範囲

は、それらの間のリンク・バジェット

の関数である。ここで、以下であり、

は、平均の送信電力であり；

は、Ｒｘの雑音指数であり；

は

に対応し、これは、ポストチャネルフィルタの出力での

の雑音等価ＢＷであり；

は

として定義される除去因子（ｅｘｃｉｓｉｏｎｆａｃｔｏｒ）であり；

は、ＴｘとＲｘとの間のアンテナ利得である。

ｄ）（１７）に固有の

（１２０３）、（１２０６）と、（１６）に定義される通りの、

（１２０９）が、ｋ番目のＭＴＦデバイス

に対して選択される。

ｅ）

（１２０８）は、そのＰＳＤなどに指定されており、

（８０８）は、

でゼロ（ｎｕｌｌ）を有し、式中、

は、

（１２０８）の連続時間バージョンである。

Ｆ）

（１２０９）は、そのＰＳＤなどに指定されており、

は、（８０９）は、（１９）に従って予め歪まされており、式中、

は、

（１２０９）
の連続時間バージョンである。

ｇ）（２１）で

を減少させるために、ＭＴＦＭＡネットワークのＵＬ部では、

一方、高ＤＬ容量、

を維持するために、ＤＬ部では、

であり、式中、

と

とは、ＵＬとＤＬにそれぞれ対応する、（２）における遅延である。

を選択する付加的な理由は、ＭＴＦデバイスからの送信に対応する、ピーク対平均出力比（ＰＡＰＲ）を低下させることであり、それは、

（１２０８）を、（９）で、

（１２１４）として選択することによって、よりさらに低下され得る。

を選択するためのさらなる理由は、

を有する、無記憶性ＭＴＦＭＡネットワークを有することである。一方で、ＤＬ部で

を選択することは、ＭＴＦＭＡネットワークがメモリと、

とを有していることを示唆する。例えば、

の時、

。

ＵＬ部において、すべての

有効Ｔｘｓ（１０４）、（２０４）、（３０４）に対応する、

（１０１）、（２０１）、（３０１）におけるすべての

シンボルは、検出される必要があり、一方で、ＤＬ部において、所望のＴｘ（１０４）、（２０４）、（３０４）に対応する、

（１０１）、（２０１）、（３０１）における所望のシンボルのみが、検出される必要があり、残りのシンボルは、

（１１０４）における

干渉列に対応し、無視される。この理由で、好ましい実施形態は、ＵＬ部に対して、（２１）における

を制約して、制約式（３）

の十分な実施に対応し、一方で、ＤＬ部分においては、好ましい実施形態は、（２１）における

を制約して、数式（３）の部分的実施に対応して、

（１０１）、（２０１）、（３０１）における、所望の受取られたシンボルにのみ対応する。．

５．４．２ＭＴＦＭＡネットワークの設計：

上の想定に基づいて、我々は３つのＭＴＦＭＡネットワーク（具体的には

、

、および

を設計し、すべて、ＢＷ、

のマスクによって制約を受ける。このことは、

（１３０１）を示唆する。例えば、

（７０１）が

として、かつ、

（１２０８）がＰＳＤ

（９０８）を伴う

（１２１４）として選択される時、

、かつ、

（１３０１）。一方で、

（１０７）が

として、かつ、

が（１２０８）がＰＳＤ

（９０８）を伴う

（１２１４）として選択される時、

、かつ、

（１３０１）。

さらに、各ネットワークのＤＬ部分は、比較的干渉が低いと想定されるため、メモリを有すると特徴づけられ、

および

１３０１である。一方、各ネットワークのＵＬ部分は、比較的干渉が高いと想定されるため、メモリがない（ｍｅｍｏｒｙｌｅｓｓ）として特徴付けられ、

、

、および

１３０１である。従って、

および

である。

、

および

のための設計パラメータ：

１．

は、

１３０１の所望のＤＬチャネル容量、および

１３０１の所望のＵＬチャネル容量を有するために選択され、それらの｜両方ともは、

１３０１の無許可の（タイトル４７ＣＦＲ１５．２４７）中バンド周波数全体である。ＤＬおよびＵＬの両方のために

、および｜

と

を有するＩＦサンプリングがさらに選択される。

２．

は、

１３０１および

１３０１を有するために選択され、両方ともは、

の無許可の中バンド周波数全体である。さらに、

、および

と

を有するＩＦサンプリングが選択される。

３．

は、

にて許可されたバンドを使用し、

１３０１および

１３０１である。さらに、我々は選択する

、および

と

を有するＲＦサンプリングが選択される。

図９は、

のために、

のＰＳＤ、

９０８、および

１２０９のＰＳＤ、

８０９、を表示し、

１２０が、

１２１４として選択されている一方、

１２０９が（１９）によりプリディストーションされた（１６）において定義されるように選択されているとき、

にて空がある。

よりおよび

より

の１つの利点は、

の増加を犠牲にして、

の値にかかわらず

の

による減少によって倍数の

によって

および

を増加することが可能である。

実践的な考察Ｉ：セクション５．３．３．で記載された３ＭＴＦ技術１－３の任意の組み合わせを選択することによって、同じ

を維持している間、一般に、複数の

によって、

と

とを増加させることは可能である。

セクション５．３．３に記載された３つのＭＴＦ技術１－３の任意の結合の選択によって。例えば、情報ビット／ＤＯＦの数を１ビットから２ビット／ＤＯＦに増加させることによって、

を１から４まで増加させる間、我々は

を有することができ、その結果、

、

、および、

を有することができる。

実践的な考察ＩＩ：

と

とを固定した状態の間、および、セクション５．３．３．のＭＴＦ技術３の選択によって、同じ

を維持する間、複数の

によって

を増加させることは可能である。固定した、および、同じ

を維持している間セクション５．３．３においてＭＴＦ技術３の選択によって。この場合、

における増加は、

である限り合理的である。もし

である場合、

における増加は、遅延

を増加させることによって、合理的であることができる。例えば、

を１から２のサンプルに２倍にすることによって、

を８から１６に２倍にすることは可能であり、それは

と

を等分する。

および

を等分させる前に、

を１から１６に増加させることの示唆は、共同設置のＭＴＦネットワークが同じ重複する認可および無認可のバンドにわたって、共存することができることを示唆する。

実践的な考察ＩＩＩ：以下で示されるように、

である

の比率を減少させることによって、

と

を等分させることなく、

によって

を増加させることは可能である。

が固定されている時の

の増加：

ａ）

を増加させる１つの方法は、Ｔｘ１０４、２０４、３０４で

を増加させることによるものであり、それはＭＴＦデバイスあたりの所望のＤＬ容量、

１３０１に影響しない。それは、全体の所望のネットワーク容量

１３０１に影響することなく、ＵＬ部分ためのＭＴＦデバイスあたりの容量を減少させる。ｂ）

を増加させる他の方法は、マルチパスの豊富な通信チャネル１０６、３０６、４０６の周波数選択性質を活用することにより、Ｒｘ１０８、２０８、３０８で間接的に

を増加させることによるものであり、それは

を

に置き換えさせるか、同等に、

を

に置き換えさせる。これはしばしばマルチパスダイバーシティと呼ばれる。この場合、（１７）の

１２０３と１２０６は、Ｒｘ１０８と３０８で、（１８）の

によって置き換えられる。

ｃ）Ｒｘ１０８、２０８、３０８で間接的に

を増加させる別の方法は、数、受信アンテナの

を増加させることによるものであり、それはＭＴＦデバイスあたりのチャネル容量に影響せず、一方でそれは適宜全体のネットワーク用量を増加させる。これはしばしば図４に示されるような空間的多様性またはＭＵ－ＭＩＭＯと呼ばれる。ＭＴＦＢＳ／ＡＰが

受信アンテナの配列を含み、

が同時にアクティブなＭＴＦデバイスの数であるとすると、従って、

受信アンテナは、

が

送信アンテナと

受信アンテナの間の通信チャネル１０６、３０６、４０６であり、

が

受信アンテナでノイズである、受信されたシグナル、

を生成する。

Claims

通信チャネル（１０６、３０６、４０６）を介して情報のフレーム（１０１、２０１、３０１）を伝送する方法であって、該方法は；
情報のフレーム（１０１、２０１、３０１）を離散時間の時間制限信号（１０３、２０３、３０３）に変換するための第１の変換動作（１０２、２０２、３０２）であって、ここで情報のフレーム（１０１、２０１、３０１）が複数の有限アクセス時間（ＦＡＴ）自由度（ＤＯＦ）（１３０７）に包含される、第１の変換動作と、
離散時間の時間制限信号（１０３、２０３、３０３）を連続時間の信号に変換するための第２の変換動作（５０２）と、
通信チャネル（１０６、３０５、４０６）を介して連続時間信号（１０３、２０３、３０３）を伝送するための伝送動作（１０４、２０４、３０４）とを含む、方法。
第１の変換動作（１０２、２０２、３０２）は、複数のＦＡＴＤＯＦがＭＴＦ設計工程Ｉ（１３０２）に従って選択される（１３０３）ように設計される行列を使用する、請求項１に記載の方法。
行列はブロックテプリッツ行列（１１０４）である、請求項２に記載の方法。
行列は、選択された複数のＦＡＴＤＯＦ（１３０３）がＭＴＦ設計工程ＩＩ（１３０４）に従って増強される（１３０５）ようにさらに設計される、請求項２に記載の方法。
行列は、選択および増強された複数のＦＡＴＤＯＦ（１３０５）がＭＴＦ設計工程ＩＩＩ（１３０６）に従ってランダム化される（１３０７）ように、さらに設計される、請求項４に記載の方法。
行列（１１０４）の各列は、複数のサブ列（１２０８、１２０９）の加算（１２１０）の結果であり、ここで第１のサブ列（１２０８）は０より大きな微分可能度（ＤＯＤ）の関数に対応する、請求項５に記載の方法。
第２のサブ列（１２０９）は、ＤＯＤが０に等しい関数に対応する、請求項６に記載の方法。
第２のサブ列（１２０９）の要素は、独立した偽似乱数の変数である、請求項７に記載の方法。
第１のサブ列（１２０８）は、複数のパルス（１２１５、１２１６）の間の線形のコンボリューション動作（１２０７）の実行結果であり、ここで各パルスはＤＯＤが０より大きい、請求項８に記載の方法。
第１のパルス（１２１５、１２１６）は、
ＤＯＤが０より大きい第１のサブパルス（１２０１，１２０４）と、ＤＯＤが０に等しい第２のサブパルス（１２０３、１２０６）と、の間における巡回畳込動作（１２０２、１２０５）の実行結果である、請求項９に記載の方法。
通信チャネル（１０６、３０６、４０６）を介して情報のフレーム（１０１、２０１、３０１）を伝送するための装置であって、該装置は、
情報のフレーム（１０１、２０１、３０１）を離散時間の時間制限信号（１０３、２０３、３０３）に変換するための第１のコンバータであって、ここで情報のフレーム（１０１、２０１、３０１）が複数のＦＡＴＤＯＦ（１３０３）に包含される、第１のコンバータと、
離散時間の時間制限信号（１０３、２０３、３０３）を連続時間の信号（１０５，２０５，３０５）に変換するための第２のコンバータ（５０２）と、
通信チャネル（１０６、３０６、４０６）を介して連続時間信号（１０３、２０３、３０３）を伝送するための伝送機（１０４、２０４、３０４）とを含む、装置。
第１のコンバータ（１０２、２０２、３０２）は、複数のＦＡＴＤＯＦがＭＴＦ設計工程Ｉ（１３０２）に従って選択される（１３０３）ように設計された行列を使用する、請求項１１に記載の装置。
行列はブロックテプリッツ行列（１１０４）である、請求項１２に記載の装置。
行列は、選択された複数のＦＡＴＤＯＦ（１３０３）がＭＴＦ設計工程ＩＩ（１３０４）に従って増強される（１３０５）ようにさらに設計される、請求項１２に記載の装置。
行列は、選択および増強された複数のＦＡＴＤＯＦ（１３０５）がＭＴＦ設計工程ＩＩＩ（１３０６）に従ってランダム化される（１３０７）ように、さらに設計される、請求項１４に記載の装置。
行列（１１０４）の各列は、複数のサブ列（１２０８、１２０９）の加算（１２１０）の結果であり、ここで第１のサブ列（１２０８）は０より大きな微分可能度（ＤＯＤ）の関数に対応する、請求項１５に記載の装置。
第２のサブ列（１２０９）は、ＤＯＤが０に等しい関数に対応する、請求項１６に記載の装置。
第２のサブ列（１２０９）の要素は、独立した偽似乱数の変数である、請求項１７に記載の装置。
第１のサブ列（１２０８）は、複数のパルス（１２１５、１２１６）の間で線形のコンボリューション動作（１２０７）の実行結果であり、ここで各パルスはＤＯＤが０より大きい、請求項１８に記載の装置。
第１のパルス（１２１５、１２１６）は、
ＤＯＤが０より大きい第１のサブパルス（１２０１，１２０４）と、
ＤＯＤが０に等しい第２のサブパルス（１２０３、１２０６）とのの間における巡回畳込動作（１２０２、１２０５）の実行結果であり、請求項１９に記載の装置。