CN114245996A - 新型大容量通信*** - Google Patents
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Abstract
为改进通信***,做出了两项创造性贡献。其一,推导出通过受干扰和噪声污染的通信信道的时限(TL)***的信道容量。与现有的通信***相比,信道容量的潜在增加是由于TL***中任意大量的具有有限访问时间(FAT)的自由度(DOF)的可用性。其二,利用第一个目标中建立的理论来设计新***,称为FAT DOF匹配掩码的TL***,或简称MTF***。本公开说明了无需修改或改变其功率谱密度,只需通过本公开中介绍的3个MTF设计步骤,利用现有但未开发的FAT DOF即可提高当前通信***容量的MTF***的几个实施例。
Description
技术领域
本发明总体涉及通信领域,所述通信期望在多个发射单元(TU)和接收单元(RU)之间,
1.以相对较高的通信速率通过通信信道进行通信,同时
2.降低TU和RU的复杂性、成本、延迟、带宽(BW)和功耗。
本发明涉及通过多种物理介质进行通信的方法和装置,所述多种物理介质如:卫星、无线电、音频、视频、微波、毫米(mm)波、电话线、用户环路、光纤电缆、同轴电缆、双绞线、USB电缆、无线、激光、红外线、电力线、对流层、电离层、甚高频(VHF)、超高频(UHF)等。
本发明涉及使用多种TU和RU的实例进行通信的方法和装置,所述多种TU和RU的实例如:基站(BS),或接入点(AP)、卫星转发器、蜂窝电话、移动电话、PCS电话、有线调制解调器、无线调制解调器、电力线调制解调器、WiFi站、Zigbee节点、蓝牙无线电、计算机、平板电脑、PDA、传感器、手表、物联网(IOT)设备、无线传感器网络(WSN)设备等。
本发明涉及多种通信网络,如:
1.集中式网络,其具有从BS/AP到设备的下行链路(DL)部分和/或从设备到BS/AP的上行链路(UL)部分,我们将BS/AP称为网络的基础设施单元,将设备称为从/向基础设施单元接收/传输服务(语音、数据、视频等)的单元。设备包括蜂窝电话、移动电话、PCS电话、有线调制解调器、无线调制解调器、WiFi站、Zigbee节点、蓝牙无线电等。每个BS/AP和每个设备包含TU和/或RU。
2.分布式网络,其中所有TU/RU充当BS/AP或设备,或BS/AP和设备两者,包括网状网络、多跳网络、对等网络等。每个节点包含TU和/或RU。
本发明涉及多种通信应用,如具有以下重点的应用:1、UL重点,如无线传感器网络(WSN),2、DL重点,如下游视频(DV),3、多播重点,如无线电和无线***,4、广播重点,如AM、FM、DAB和GPS/格洛纳斯(Glonass)/伽利略(Galileo)***,以及5、对等重点,如无人驾驶汽车。
本发明涉及多种标准,如:1、3G标准、4G标准(也称为长期演进(LTE))、5G标准等,2、WiFi(IEEE 802.11a、b、g、n、ax、ac、ad等)标准,3、蓝牙和Zigbee标准,4、LoRa标准,以及5、UWB标准等,仅举几例。
本发明涉及在每个TU与其指定的RU之间具有不同范围的多种通信网络,如:1、超远程通信,包括深空***,2、远程通信,包括卫星、微波链路、LoRa和蜂窝***,3、中程通信,如WiFi和激光***,以及4、短程通信,如Zigbee和蓝牙***。
本发明涉及具有各种类型的TU和RU的多种通信网络,如:1、包含一个发射器(Tx)的TU,也称为单输入(SI),2、包含一个接收器(Rx)的RU,也称为单输出(SO),3、包含多个Tx的TU,也称为多输入(MI)(又名多用户(MU)),以及4、包含多个Rx的RU,也称为多输出(MO)。
本发明涉及具有各种类型的MI的多种通信网络,如:1、可以协作的MI,以及2、不能协作的MI,如MU网络。基于上述,本公开使用SISO、MISO、SIMO、MU-MISO和/或MU-MIMO通信链路。
背景技术
在许多应用中,期望通过通信信道在多个TU和多个RU之间以一种有效的方式进行通信,从而降低每个TU和/或RU的复杂性、BW、功耗、延迟和成本,同时增加每个TU与其指定的RU之间的传输速率和范围。在一些应用中,特定的信道受掩码约束,而每个TU和RU的成本主要取决于其复杂性。在通过受BW的掩码约束的信道时,降低每个TU和RU的功耗,同时提高其传输速率Rb,通常可以被认为是功率效率和带宽效率η之间的权衡。功率效率通常是根据接收到的最小平均信号功率-噪声功率比(SNR)(多小)来衡量的,是实现特定性能(如误码率(BER))所需的。而带宽效率η,通常是根据通过通信信道在每个TU与其指定的RU之间,每赫兹(bps/Hz)的掩码每秒可以传输的比特数Rb(多大)来衡量的。这种权衡通常由一个包罗万象的品质因数来衡量,即众所周知的信道容量它提供了作为的函数可以实现的上限
本公开扩展了带限(BL)信道的容量以包括时限(TL)信道的容量Wyner于1966年首次研究了TL***的容量之后将该***约束为近似带限(BL)。而当该***被约束为均方根(RMS)BL时,通过最小化每个信号的RMS带宽来减少输入信号之间的干扰。Gabor将这种最小化的解表示为一个正弦波的波瓣。随着时间的推移,实际通信***近似于BL的概念被就信道容量而言它们确实是BL的概念所取代。这是因为人们认为,存在于TL***中并且当***受频谱掩码约束时远低于本底噪声的高频分量实际上无法对TL***的信道容量做出贡献。本公开表明,此类分量确实可以对做出显著贡献,这是基于它们代表任意大量的能够对容量提供线性SNR贡献的有限访问时间(FAT)自由度(DOF)。这与BL***形成对比,后者包含有限数量的FATDOF,因此只能对容量提供对数SNR贡献。根据定义,访问FAT DOF的时间是有限的。
更具体地,本公开介绍了用于设计通信***和技术的新型手段和装置,其通过在TL波形中存在的任意大量的FAT DOF传输增量信息,相较于容量能够增加现有通信***的信道容量相比之下,现有***被假定为BL,因此假定其具有有限数量的FAT DOF,承载增量信息的能力有限。此外,现有的通信***试图通过使用某些滤波器(数字或模拟)来符合掩码的约束,选择这些滤波器主要是为了不造成输入信号之间的正交性的显著损失,同时尽可能限制输入信号的BW,以期保持其BL状态。另一方面,本公开通过将TL***中的部分FAT DOF与添加的掩码相匹配,来利用TL***中存在的任意大量的FAT DOF。我们将这种匹配称为FAT DOF匹配掩码的TL方法,或简称MTF方法,并且将执行这种匹配的装置称为MTF装置。
MTF方法和装置中添加的掩码的实例包括现有的无线标准,如WiFi和LTE***,以及未来的第五代(5G)无线标准,其承诺提供超过10Gbps的下载容量。为了满足承诺的5G下载容量,当前***需要一个估计中值BW为3.5GHz的信道。这种大BW仅可通过毫米波段(26GHz、28GHz、38GHz、60GHz)获得。此类频带具有高路径损耗,并且不具有丰富的多路径。高路径损耗将覆盖范围限制为视距(LOS)覆盖范围,而较差的多路径环境限制了MIMO***中的空间DOF的数量。此外,毫米波段价格昂贵且可能有害。通过MTF***,本公开说明了在不需要毫米波传输的情况下,如何超过现有的无线标准以及如何满足和超过带宽为中频带频谱中的载波频率为[2GHz,6GHz]的5G***达到10Gbps的要求。
发明内容
本公开的目的是设计新颖的通信***,与当前的通信***相比,该***能够提供信道容量的显著改进。为此,本公开推导出通过受干扰和噪声污染的通信信道的时限(TL)***的信道容量显示信道容量的潜在增加是由于TL***中任意大量的FAT DOF的可用性。与现有***携带的信息相比,这种FAT DOF能够携带增量信息。通过利用TL***中任意大量的FAT DOF,本公开表明此类增量信息也可以任意大,使得除了在BL***容量中发现的传统低和高SNR区域之外,TL***的信道容量包含一个新的SNR区域,称为中等SNR区域。新创建的SNR区域允许设计新的TL***,即MTF***,其中加倍仅需要固定倍数的SNR增加,而BL***则相反,加倍需要几何倍数的SNR增加。所述中等SNR区域加载1到2位信息/DOF。这与加载<1位信息/DOF的低SNR区域或通常加载>1位信息/DOF的高SNR区域形成对比。
最近,一些***找到了增加其DOF数量的方法。这类***包括:MU***,其构成了3G无线***的基础;以及MIMO***,其目前被大多数蜂窝标准所采用,包括4G和5G无线***。MU***对应于有K个共处一地的用户,每个用户都有一个扩频增益N,这是他们的DOF的数量,而MIMO***对应于有K个发射天线和N个接收天线,其中DOF的数量≤min{K,N}。尽管这两个***都具有任意增加其自由度数量的能力,但它们各自的容量都不包含中等SNR区域,因为这两个***都没有意识到,在某些条件下,某些DOF,即FAT DOF,可以通过携带增量信息为容量提供线性SNR贡献。本公开表明,在MTF***中,例如,在MIMO和/或MU-MIMO通信中,可以通过使用多个接收天线使得部分高SNR区域落入中等SNR区域。总之,本公开说明了优于当前***的MTF***的多种设计,其中包括这样一种设计,该设计显示可满足未来的5G容量规范而无需毫米波段。
附图说明
通过参考以下描述和各种实施例的附图,可以最好地理解本发明的组织和操作方式,其中在多个视图中使用相同的参考数字,其中:
·图1是通过通信信道106的一个TU 314和一个RU 315之间的SISO通信链路的实施例的示意图,所述链路包含:
ο通信信道106,其传输来自Tx 104的传输MTF(模拟)信号x(t)105以在Rx 108处作为y(t)107被接收,
οMTF检测器110,为数字侧617的一部分,其使用通信信道106状态的估计值(可能使用训练序列)从接收到的MTF(数字)向量中检测(可能是FEC编码的)信息向量作为其中我们将所述估计值称为接收器处的信道状态信息(CSIR)115。
·图2是通过多维通信信道306的包含K个TU 316、……、318和一个RU 317的MU-MISO通信链路的实施例的示意图,其中TU 316包含:
所述TU 318包含:
所述RU 317包含:
οMTF检测器1310、MTF检测器110,为数字侧617的一部分,其使用CSIR116从接收到的MTF(数字)向量中检测(可能是FEC编码的)信息向量 作为其中所述CSIR 116是多维通信信道306的状态的估计值(可能使用训练序列)。
·图3是通过多维通信信道406的包含K个TU 316、……、318和Nr个非协作RU317、……、319的MU-MIMO通信链路的实施例的示意图,其中TU 316包含:
所述TU 318包含:
所述RU 317包含:
οMTF检测器1310、MTF检测器110,为数字侧617的一部分,其使用CSIR116从接收到的MTF(数字)向量中检测(可能是FEC编码的)K个信息向量作为其中所述CSIR116是多维通信信道406的状态的估计值(可能使用训练序列)。
RU 319包含:
οMTF检测器110,为数字侧617的一部分,其使用CSIR117从接收到的MTF(数字)向量中检测(可能是FEC编码的)信息向量作为其中所述CSIR 117是通信信道406的状态的估计值(可能使用训练序列)。
·图4是通过多维通信信道406的包含K个TU 316、……、318和一个具有Nr个协作Rx 308、……、208的RU 321的MU-MIMO通信链路的实施例的示意图,其中TU 316包含:
所述TU 318包含:
RU 321包含:
οMTF检测器1310、MTF检测器110,为数字侧617的一部分,其使用CSIR118从接收到的MTF(数字)向量中检测(可能是FEC编码的)K个信息向量作为其中所述CSIR 118是信道406的状态的估计值(可能使用训练序列)。
·图5a是用于将基带采样(由复杂样本组成)和IF采样(由真实样本组成)的MTF(数字510)离散时间向量转换为MTF(模拟511)连续时间RF信号x(t)105(205、305)以进行传输的Tx 104(204、304)的实施例的示意图,其中所述Tx 104(204、304)包含:
ο信道前滤波器500,其根据发射器处的信道状态信息(CSIT)215表示的信道106(306、406)的统计知识,在Tx 104(204、304),对基带采样或IF采样的MTF(数字510)向量进行预过滤,
ο数模(D至A)转换器502,其将信道前基带采样或IF采样滤波的MTF(数字510)向量501转换为模拟511基带或IF MTF信号503,
ο上变频器504,其将模拟基带或IF MTF信号503转换为上变频的模拟511RF MTF(通带)信号505,
ο功率放大器(PA)506,其将上变频模拟511RF信号505放大为经放大的上变频模拟RF MTF信号507,以及
ο模拟滤波器508,其将放大的上变频模拟511RF MTF信号507过滤成经滤波和放大的上变频模拟511RF MTF信号x(t)105(205、305),其符合预先指定的频谱掩码701。
·图5b是用于将接收到的MTF(模拟616)连续时间RF信号y(t)107(207、307)转换为接收到的基带采样(由复杂样本组成)或IF采样(由真实样本组成)的MTF(数字)离散时间向量以用于检测原始(可能是FEC编码的)信息向量的Rx 108(208、308)的实施例的示意图,其中Rx 108(208、308)包含:
ο模拟滤波器607,其将接收到的MTF(模拟616)RF信号y(t)107(207、307)过滤为经滤波的接收的模拟RF MTF信号608(以过滤和去除带外噪声和窄带干扰),
ο低噪声放大器(LNA)609,其将经滤波的接收的模拟616RF MTF信号608放大为经放大和滤波的接收的模拟616RF MTF信号610,
ο下变频器611,其将经放大和滤波的接收的模拟616RF MTF信号610转换为经放大和滤波的接收的模拟基带或IF MTF信号612,以及
ο模数(A至D)转换器613,其将经放大和滤波的接收的模拟616基带或IFMTF信号612转换为基带采样或IF采样数字617经放大和滤波的接收的MTF向量614,
·图6a是用于将RF采样的MTF(数字510)离散时间向量(由真实样本组成)转换为(模拟513)连续时间RF MTF信号x(t)105(205、305)以进行传输的Tx 104的替代实施例的示意图,其中Tx 104(204、304)包含
ο数模转换器502,其将RF采样的MTF(数字510)向量501转换为模拟513RF MTF信号503,
οPA 506,其将模拟513RF MTF信号503放大为经放大的模拟513RF MTF信号509,以及
ο模拟滤波器508,其将经放大的模拟513RF MTF信号507过滤成经滤波和放大的模拟513RF MTF信号x(t)105(205、305),其符合预先指定的频谱掩码701。
·图6b是用于将接收的(模拟618)连续时间RF MTF信号y(t)107(207、307)转换为接收的RF MTF采样的(数字617)离散时间MTF向量(由真实样本组成)以用于检测原始信息向量的Rx 108(208、308)的替代实施例的示意图,其中Rx 108(208、308)包含
ο模拟滤波器607,其将接收的(模拟618)RF MTF信号y(t)107(207、307)过滤成经滤波的接收的模拟618RF MTF信号608(以过滤带外噪声和窄带干扰),
οLNA609,其将经滤波的接收的模拟618RF MTF信号608放大为经放大和滤波的接收的模拟618RF MTF信号610,以及
ο模数转换器613,其将经放大和滤波的接收的模拟618RFMTF信号612转换为RF采样的数字617经放大和滤波的接收的MTF向量614,
·图7示出了以dBr为单位的对频率f-fc的频谱掩码作为掩码的实例(其中之一),其中fc是载波频率。选定的掩码被指定为一个20MHz的频带的IEEE802.11(又名WiFi)WLAN掩码。掩码包含三个不同的(非重叠)频谱部分:1、占用频带705,2、带外发射(OOBE)频带706,和3、远外杂散发射(FOSE)频带707。根据标准、频带和管辖范围,可以使用许多其他掩码约束。虽然不同,但所有掩码通常必须包含三个不同的频谱部分:占用频带705、OOBE频带706和FOSE频带707,类似于上述的部分。
·图8示出了MTF信号x(t)105(205、305)的以dBr为单位的对频率f-fc的其中fc是载波频率。MTF信号x(t)105(205、305)被设计成试图将其与图7中的频谱掩模尽可能匹配,但不超过它。包含两个不同的频谱部分:
·图9示出了MTF3的在受限频带以及|f|≤2GHz上具有零值,其中被选择为具有而被选择为如(17)中定义的,具有根据(20)预失真的从图9可以推断,无论fc的值如何,都可以通过增加来任意增加其中是MTF3的采样频率。
·图10a为当且第k列hCh的{hCh}k对应于矩形脉冲时,将(5)中的(用“.”标记显示)与(6)中的(用“*”标记显示)进行比较。在图10a中,(5)中的被示为多条曲线,每条曲线对应于Nmin的值。选定的值为Nmin=1,2,4,...,1024,其中Nmin=1与(6)中的相一致。(6)中的包含“低”SNR区域1004和“高”SNR区域1005。类似地,(5)中的包含“低”SNR区域1001和“高”SNR区域1003。与(6)中的不同,(5)中的还包含中等SNR区域1002,在图10a中表示为“中等SNR”,其中(5)中的加倍需要的固定倍数增加,因为它对的贡献主要是线性的。
·图10b示出了基于(10),由两个中等SNR区域1006、1007组成。随着N增加,加倍最初需要将SNR增加的固定倍数,即第一中等SNR区域1006,在图10b中称为“第一中等SNR”。然后,稍后需要将SNR增加2的固定倍数,即第二中等SNR区域1007,称为“第二中等SNR”。图10b将基于(10)对与(6)中的进行了比较,其中且(8)中的是矩形脉冲,其中(8)30dBr中的低于在图10b中,没有约束3的被示为多条曲线(带有“.”标记),每条曲线对应于Nmin的值。具有约束3的表示为多个点(带有“正方形”标记),每个点对应于Nmin的值。图10b显示实际上约束3在中等SNR区域1006、1007两者中都最大化了
·图11a示出了作为块托普利兹(toeplitz)矩阵的h1101的实施例。子矩阵 用作h1101的构建块,其中图11a中的包含个子块,其中前个子块各由行组成,而最后一个子块由行组成,即 目其中 是上限函数,是地板函数,并且[.]T表示转置操作。
·图11b示出了作为块托普利兹矩阵的hMTF1104的实施例,其中K个TU316、318被具有一个等效hMTF1104的一个等效TU 314替换。子矩阵用作hMTF1104的构建块,其中图11b中的hB_MTF包括个子块,其中前个子块各由行组成,而最后一个子块由行组成,即且
·图12a显示了用于实现等式(8)和(9)的实施例。等式(9)
·图13显示了用于实现MTF设计步骤一至三的优选实施例1309,其基于定理三设计{hB_MTF}k1308,目标是实现通信信道的期望信道容量所述通信信道具有(NTs)min和Ts,max1301,定义为:
οMTF设计步骤二1304:该步骤被称为增强步骤1304。它接受N个选择的FATDOF1303,并生成N个选择的和增强的FAT DOF 1305。
οMTF设计步骤三1306:该步骤被称为随机化步骤1306。它接受N个选择的和增强的FAT DOF1305,并生成N个选择的、增强的和随机化的FAT DOF 1307。
所述N个选择的、增强的和随机化的FAT DOF1307用于使用逆变换1310形成hB_MTF的第k列{hB_MTF}k1308的N个元素。
具体实施方式
5.1 TL***
信息向量201、301由Q个(可能是FEC编码的)信息符号组成,可以通过将201、301转换为向量203、303,由一个或多个激活的发射器Tx 104、204、304通过通信信道106、306、406传输,其中所述向量定义为:
h1101的解读:由于h1101的每一列负责传输201、301中的一个信息符号,因此,(1)中的203、303可以对具有扩展增益N<∞的K-用户TL***的输出建模,该***具有预期用于接收器Rx 108、308的个期望发射器(Tx)和个干扰Tx 204,其中第k个激活Tx 104、204、304传输向量其中在将转换为有限持续时间MTs的连续时间信号xk(t)之后,所述向量传输L个符号的集合{αk,αk+K,…,αk+(L-1)K},其中Ts是203、303中一个样本的持续时间。
定理一假设:
1、第k个Tx 104、204、304根据约束1传输xk(t)105、205、305:
2、第k个Tx 104、204、304使用单天线通过通信信道传输xk(t)105、205、305,其使用单天线在Rx 108、208、308处被接收。接收到的信号y(t)然后在Rx 108、208、308处以采样频率进行采样,以形成离散时间信号定义为:
定理一的重要性:(4)中的由几个区域组成,这些区域取决于平均接收的TLSNR,类似于由低SNR区域1004和高SNR区域1005组成的BL***的容量(4)中的也由低SNR区域1001和高SNR区域1003组成。与BL***不同,当(4)中的个项时,其中(4)中的还包含一个新的中等SNR区域1002。当在低SNR区域1001中时,n=rank(hCh)。当在高SNR区域中1003时,当在中等SNR区域中1002时,
鉴于本公开中的一些通信信道将受到频谱掩码的约束,必须修改定理一以包括掩码约束。首先,我们定义xk(t)的带宽(BW),然后引入掩码约束。
xk(t)105、205、305的BW的定义:由于xk(t)105、205、305是TL,其存在于整个频域f∈{-∞,∞}上,从而允许存在多种BW定义。在本公开中,我们采用与国际电信联盟(ITU)所采用的相同的BW定义,将发射器频谱发射定义为三个不同的频带:(a)占用频带705发射,BW为(b)带外发射(OOBE)频带706,BW为以及(c)可允许功率电平的远外杂散发射(FOSE)频带707。通过采用与ITU相同的BW定义,我们选择TL***的BW,定义为占用频带705的BW,
其中是归一化常数,取决于和h1101。根据ITU,选择的必须其中是的BW。这意味着选择的也必须为此,我们在本公开中将开销因子定义为时间和频率上的开销,这是xk(t)105、205、305符合约束2所需的。选择或等效地选择N,使得
图10a将(5)中的(用“.”标记显示)与(6)中的(用“*”标记显示)与参考归一化的平均接收的SNR进行比较,其中 且第k列hCh的{hCh}k对应一个矩形脉冲在图10a中,(5)中的被示为多条曲线,每条曲线对应于Nmin的值。选定的值为Nmin=1,2,4,...,1024,其中Nmin=1与(6)中的相一致。与(6)中的类似,(5)中的包含“低”SNR区域1001和“高”SNR区域1003。与包含低SNR区域1004和高SNR区域1005的(6)中的不同,(5)中的还包含中等SNR区域1002,在图10a中表示为“中等SNR”,其中(5)中的加倍需要的固定倍数增加,因为它对的贡献主要是线性的。
图10a的解释:当平均接收的而时,在(5)中的中创建中等SNR区域1002。换句话说,必须比小得多才能创建中等SNR区域1002。Ak小,Nmin大,而保持的原因是具有任意大数量的DOF,同时符合约束2。在需要有限延迟的实际设计中,所有DOF都必须具有有限访问时间(FAT),或者等效地,访问任何此类DOF所需的时间是有限的。我们将这种DOF称为FAT,并观察到只有TL***在其高频分量中具有任意大数量的FATDOF,而BL***只有有限数量的FAT DOF,因为它们不允许包含高频分量。
的h属性为<∞:假设本公开中的一些通信信道106、306、406将受到的频谱掩码701的约束,分析是必要的。影响的频谱衰减的h1101的一个重要属性是第k列h1101的{h}k的可微分度定义为直到出现狄拉克(Dirac)delta脉冲δ,{h}k可以及时微分的次数。在数学上,这意味着 其中是n阶差分向量中的第l个元素,对应于{h}k,并定义为:
下面使用了2个DOD特性:
定理二推导出中等SNR区域1002的斜率作为hCh的DOD的函数。
当在Rx 108、208、308处使用具有连续干扰消除的最小均方误差(MMSE-SIC)检测器110、210、310时,以下约束推导出使最大化的调制,选择所述MMSE-SIC检测器是因其具有低复杂度和特定条件下的渐近最优性。该约束使中等SNR区域1002中的最大化。
调制约束:可以证明,在Rx 108、208、308处最小化MMSE的算术平均值等效于最大化其中SNRk是对应于{hCh}k的接收的归一化的SNR,而是其多用户效率。与处理并行通道的注水算法不同,这种优化的解决方案是这意味着元素的调制选择对应于为每个DOF加载大约1位信息。相比之下,低SNR区域1001、1004对应于加载<1位/DOF,而高SNR区域1003、1005,通常对应于加载>1位/DOF。当对于某些k,我们改为使用:
在定理三中,修改定理一以包括掩码约束701和调制约束。
定理三的重要性:在图10a中,(7)中的被示为多个点(用“正方形”标记显示),每个点对应于Nmin的值。图10a证实了约束3使中等SNR区域中的最大化。基于(7)和约束3,因此,对于固定的和K,通过加倍将加倍,需要将SNRk增加的固定倍数,而对于固定的和通过加倍K将加倍,需要当时将SNRk增加的固定倍数。
下一节将介绍一种具有FAT DOF的新型TL***,称为MTF***。
5.2 MTF设计
设计问题:(1)中的h1101将基于定理一和三进行设计,目标是为的给定信道106、306、406实现所需的信道容量下面显示了三个设计步骤,即MTF设计步骤一至三1302、1304、1306,以及建议的MTF设计实施。所有3个步骤都试图设计h1101,使得对于给定的所需容量和给定的将最小所需平均接收的SNR最小化。这需要对(3)中hCh的平方奇异值的h1101(使得满足集合)的设计具有在符合约束2的同时最小化的方差。
MTF设计方案:
首先,我们将定义为K和的函数,所述K和取决于所选的TL信道。例如,当TL信道的干扰相对较低时,如K=1,可以选择TL***是有记忆的,即这意味着或另一方面,当TL信道具有较高的干扰时,即K>>1,可以选择TL***是无记忆的,即这意味着或
MTF设计步骤二1304:一旦选择了N1303并创建了新采样频率1303,就可以通过尽可能均衡跨Ω∈[-π,π]的功率E{|Hk(Ω)|2}来减小同时保留约束2,其中Hk(Ω)是h基础1102、1103的第k列{h基础}k的离散时间傅立叶变换(DTFT),Ω是归一化频率。这种均衡被定义为从具有高于平均功率的频率样本1303中获取功率并将其分配给具有低于平均功率的频率1305,从而保留约束1。使用卡拉玛特(Karamata)不等式可以证明,这种功率分配减少了的方差,从而增加了
MTF设计步骤三1306:一旦选择了N1303,创建了新采样频率1303,并尽可能均衡跨Ω∈[-π,π]的功率E{|Hk(Ω)|2}1305,就可以通过选择Hk(Ω)的样本的相位来减小使得满足h基础1102、1103的入口1307是零平均值RV,(理想地)高斯。Hk(Ω)中的相位分配不影响跨Ω∈[-π,π]的功率E{|Hk(Ω)|2},因此保留了约束1至2。
命名法:我们将基于MTF设计步骤一至三1302、1304、1306并使得满足约束1至3设计的h1101称为MTF矩阵。在这种情况下,我们将h1101表示为hMTF1104,hCh表示为hMTF,Ch,h基础1102、1103表示为hB_MTF,(7)中的表示为并将MTF***和信道的组合称为MTF信道。hB_MTF由构建块定义。hB_MTF的第k列{hB_MTF}k1308是使用逆DTFT1310从Hk(Ω)获得的。
MTF设计实施:此处提出了MTF设计步骤一至三1302、1304、1306的实施,其中hB_MTF的第k列{hB_MTF}k1308表示为总和:
在向量之间,其中第l个向量1216,在DOD=0的零平均值伪随机(PR)向量1206,和DOD=1的向量脉冲 之间,形成一个循环卷积(表示为1205);而为DOD=0的零平均值PR向量。第一个线性卷积产生 而最后一个产生
向量二:是一个DOD=0的PR向量,其中DOD=0的选择是为了使{hMTF}k符合的FOSE 707约束,即具有FOSE频带707中的功率电平可以将N0概括为不一定等于N。例如,可以选择N0=0,这意味着不包括在(8)中,或等效于也可以选择N0>N。在这种情况下,必须在(9)中将N0-N零附加到以使和{hB_MTF}k的总长度为N0。
在(8)中的中使用循环卷积1202、1205的原因是难以在实现以下2个要求的同时使用具有单个DOD的单个向量:(1){hB_MTF}k的入口是零平均值RV;而(2){hMTF}k符合的BW约束。通过利用DOD特性二,将1204与1206循环卷积,产生具有DOD=1的向量,因为1206的DOD为0,这意味着具有通过正确选择和使脉冲符合
定理四的重要性:基于(10),由两个中等SNR区域1006、1007组成,如图10b所示。随着N增加,加倍最初需要将SNR增加的固定倍数,即第一中等SNR区域1006,在图10b中被为“第一中等SNR”。然后,稍后它需要将接收的平均SNR增加2的固定倍数,即第二中等SNR区域1007,在图10a中被为“第二中等SNR”。图10a将基于(10)的与(6)中的进行了比较,其中并且(8)中的是矩形脉冲,其中在(8)30dBr中低于在图10b中,没有约束3的皮示为多条曲线(带有“.”标记),每条曲线对应于Nmin的值。带有约束3的被示为多个点(带有“方形”标记),每个点对应一个Nmin值。图10b确认约束3实际上使中等SNR区域1006、1007中的最大化。
在某些条件下,可以达到以下渐近极限:
5.3 MTF架构
第5.3.1节介绍了通常施加于通信***的约束,如标准施加的频谱掩码701,以及通信信道106、306、406上的衰落和干扰的影响。第5.3.2节基于第5.3.1节中介绍的约束提出了几种MTF设计,而第5.3.3节介绍了一种架构,该架构适用于允许各种MTF***在使用相同频带并位于同一地点时相互通信。
5.3.1设计约束:
b)20MHz BW的IEEE 802.11WLAN掩码是:
通信信道106、306、406的建模:当为≥8MHz且NTs≤1ms时,信道106、306、406可以被建模为频率选择性(FS)缓慢衰落信道,其受在弗里斯(Friis)自由空间PL(FSPL)模型之后建模的频率相关路径损耗(PL)影响。在数学上,这种信道可以建模为线性时不变(LTI)的,并使用有限长度δN的离散时间随机脉冲响应进行表征,称为信道的离散延迟扩展。对于非LOS信道,衰落可以建模为瑞利(Rayleigh)衰落,或者,对于LOS信道,衰落可以建模为具有强LOS分量的莱斯(Rician)衰落。
选定信道模型的作用:
其中,在中,将hB_MTF替换为M替换为 N替换为No替换为通过δN-1增加N和No相当于通过δN以增加MTF***中I-FAT DOF的数量根据DOD特性二,和hMTF1104中第k列{hMTF}k之间的线性卷积意味着产生的DOD等于原始与通信信道的之间的总和。基于通信信道106、306、406采用的频率选择性衰落模型,换句话说,当通信信道106、306、406是FS时,hMTF,Ch产生的DOD等于hMTF1104的原始DOD。
3)弗里斯FSPL模型基于E{|HCh(Ω)|2}与|Ω|2成反比,即
其中E{.}表示在Ω处相对于HCh(Ω)的期望值,假设它是遍历性的。基于(15),可以看出FSPL的DOD等于1。换句话说,FSPL的影响是,如果载波频率fc=0,则{hMTF}k的原始增加1,否则,FSPL对的影响取决于fc。
基于通信信道106、306、406的所有影响,定理三在将替换为M替换为并根据fc重新评估后仍然有效。为了保留hMTF1104的原始在Tx 104、204、304处需要信道前滤波器500,这在第5.3.2节中讨论。
干扰建模:通信网络中存在两种类型的干扰:
(a)窄带干扰(NBI),定义为宽度≤125MHz;以及
(b)宽带干扰(WBI),定义为宽度>125MHz。
NBI涵盖来自现有***(如LTE和Wi-Fi***)的传输,以及由于的存在而来自其它MTF***的传输,而WBI涵盖来自超宽带(UWB)***,以及由于的存在而来自其它MTF***的传输。多项研究表明,如表一所示,频率>2GHz处的频带利用率较低,所述表一显示了基于城市环境的结果中平均占空比与≤7,075MHz的频率范围。表一与对北美和欧洲城市中心的其它几项研究一致。所有研究表明,利用率呈指数下降,且与频率f成正比。我们将已知重利用率的频率范围称为
表一 频率范围内的平均利用率占空比
5.3.2脉冲和滤波器设计:
基于对通信信道106、306、406的统计信息的了解,包括其模型、信道上的干扰类型以及的存在,本公开设计了如1204、1206之类的脉冲以及如Tx 104、204、304处的信道前滤波器500和Rx 108、208、308处的信道后滤波器615之类的滤波器,目标是在符合约束1-3的条件下优化
1204的设计:(9)中1204的基本设计是矩形脉冲。即使它的所有零点都在单位圆上,也可以通过将其频率移动1/(2NlTs)来将其零点移离单位圆。这种偏移形成一个复合脉冲1213,其中实部为余弦波的一个瓣的形状,虚部为正弦波的负瓣的形状。当1204全部选为1213时,(9)中的表示为当(9)中的被选为时,定理三中的渐行近地等于π。在这种情况下,选择的幅值以符合约束1。
相位θl,k,i∈{0,2π}被选为PR,对于1≤i≤Nl,所述PR在{0,2π}上均匀分布,类似于(16)中的除了θl,k,1必须等于以最小化开销因子由于通信信道迫使(14)中的乘以HCh(Ω),因此产生的乘积迫使(17)中的1206被替换为:
在Tx 104、204、304处设计信道前滤波500:为了符合并防止在上传输,建议在Tx 104、204、304处使用信道前滤波器500。此外,根据(15),FSPL的作用是将hMTF1104的增加1,尽管事实上是在(8)中添加了以使所得DOD渐近取值为0。为了解决所有3个问题,将hMTF1104替换为信道前MTF矩阵基于在(8)中将替换为将替换为以及将{hMTF}k替换为其中DTFT由以下2个动作预处理:
在Rx 108、208、308处设计信道后滤波615:可以在Rx 108、208、308处使用信道后滤波615以减少在通信信道上的NBI的影响。在这种情况下,它必须包括MTF切除滤波器,它由以下两个步骤组成:
采样类型和频率fs的选择:通信***中有3种可用的采样类型:基带采样、IF采样和RF采样。当fs≥4fc时,推荐RF采样,因为它不需要任何上变频/下变频级,如图6a、6b所示。在这种情况下,载波频率fc选择为≤fs/4。另一方面,当fs<4fc时,建议IF采样而不是基带采样,因为它需要较少数量的转换级,如图5a、5b所示。在这种情况下,中频fIF被选择为等于fs/4。
载波频率fc选择:为了选择具有相对低干扰和低路径损耗的频率范围以使得满足fc≤fs/4,同时允许适合于MIMO通信的多径环境,并且避免本公开建议选择fc∈[2GHz,6GHz]。可以通过为第k个Tx选择fc使其与所有其它K-1个载波频率不同来减小K个载波频率的最佳选择是针对每个频率从最佳集合 或任何其它集合如中选择一个唯一频率。
5.3.3 MTF***架构:
当使用重叠的许可或未许可频带时,图1至4中所示的架构与图5a、5b、6a、6b中描述的Tx 104、204、304和Rx 108、208、308一起使MTF***能够与其它共处一地的MTF***进行通信。这种MTF***包括蜂窝型、Wi-Fi型和无线传感器/物联网型***,它们都能够相互通信。图1至4以及图5a、5b、6a、6b都具有数字组件510,其包括MTF调制器102、202、302、Tx104、204、304的一部分、Rx 108、208、308的一部分和MTF检测器110、210、310。Tx 104、204、304的数字部分包括信道前滤波器500和数模(D/A)转换器503的数字部分。Rx 108、208、308的数字部分包括信道后滤波器615和模数(A/D)转换器613的数字部分。所述数字组件主要是软件定义的(S/W)并且允许根据其与之通信的MTF***,通过调整{hMTF}k、信道前滤波器500、信道后滤波器615和MMSE-SIC检测器110、210、310而个性化地改变。此外,图1至4中所示的架构以及Tx 104、204、304的一部分和Rx 108、208、308的一部分具有硬件定义的(H/W)模拟组件511、513、616、618。如图5a、5b、6a、6b中所示,Tx 104、204、304和Rx 108、208、308的模拟部分包括转换器(如D/A 502、上变频器/下变频器504、611和A/D 613)、模拟滤波器607(如带通滤波器(BPF)和低通滤波器(LPF))以及放大器(如功率放大器(PA)506和低噪声放大器(LNA)609)。
鉴于大多数现有***都包含一个S/W组件和一个H/W组件,因此可以通过S/W下载将此类***升级为MTF***,只要有可能克服它的限制,就无需进行H/W修改。例如,当可用A/D转换器的采样频率fA/D比所需的fs小一个倍数使得满足时,可以使用几种非互斥的技术将fs减少以适应fA/D,同时保持相同的所需信道容量
5.4 MTF MA网络
本节设计跨集中式拓扑的MTF MA网络,类似于现有的MA网络,如LTE和Wi-Fi网络。作为任何集中式拓扑的典型,MTF MA网络由两种类型的传输组成:(a)从基站(BS)或接入点(AP)到设备的下行链路(DL)传输;和(b)从设备到BS/AP的上行链路(UL)传输。MTF MA网络的设计基于以下假定:
5.4.1假定:
a)几个位于同一地点的集中式MTF MA网络使用重叠的许可或未许可频带。基于第5.3.3节中的***架构,此类网络能够协作,从而提供了许多益处。例如,可以实施时分双工(TDD),这会在DL和UL传输之间强制进行时间分离。
b)MTF BS/AP包含一个天线阵列,用于大多数MTF MA网络的DL部分中的波束成形,以减少WBI对设备的BS/AP产生干扰。
g)在MTF MA网络的UL部分以减少(21)中的而在DL部分以保持高DL容量,其中和是(2)中分别对应于UL和DL的延迟。选择的另一个原因是降低与来自MTF设备的传输相对应的峰均功率比(PAPR),通过将(9)中的选择为可以进一步降低PAPR。选择的另一个原因是为了有一个的无记忆的MTF MA网络且另一方面,在DL部分选择意味着MTF MA网络有记忆且例如,当10N<L<∞,
在UL部分,需要检测对应于所有K个激活的Tx 104、204、304的201、301中所有Q个符号;而在DL部分,只需要检测对应于所需Tx 104、204、304的201、301中的所需符号;对应于hMTF1104中的Ki=K-1个干扰列的其余符号被忽略。出于这个原因,一个优选的实施例是在(21)中约束对应于UL部分的约束的完整实现,而在DL部分,一个优选的实施例是在(21)中约束对应于仅对应于201、301中所需接收符号的约束3的部分实现。
5.4.2 MTF MA网络的设计:
MTF1、MTF2和MTF3的设计参数:
图9显示了当被选为而被选为如(16)中定义的且根据(19)预失真,对于MTF3,的以及的其在处有零值。相对于MTF1和MTF2,MTF3的一个优点是,不管wm的值如何,通过增加可以通过将减少来将和增加一个倍数
实际考虑一:通常,通过选择第5.3.3节中描述的3种MTF技术1至3的任意组合,可以将和增加一个倍数同时保持相同的fs。例如,通过将信息位/DOF的数量从1位增加到2位/DOF,同时将从1增加到4,我们可以得到因此,
实际考虑二:通过选择第5.3.3节中的MTF技术3,可以在保持和固定并保持相同fs的情况下将K增加倍数在这种情况下,只要增加就是合理的。如果则的增加可以通过增加延迟来保持合理。例如,通过将从1加倍至2个样本,可以将从8加倍到16,从而将和碱半。K从1增加到16的含义意味着,在强制和减半后,16个位于同一地点的MTF网络可以在相同重叠的许可和未许可频带中共存。
b)另一种增加的方法是通过利用多径通信信道106、306、406的频率选择性特性,在Rx 108、208、308处间接增加这迫使N被取代,或等效地,迫使被取代。这通常称为多径分集。在这种情况下,(17)中的1206在Rx108、308处被(18)中的替换。
Claims (20)
1.一种用于通过通信信道(106、306、406)传输信息帧(101、201、301)的方法,所述方法包括;
第一转换操作(102、202、302),用于将所述信息帧(101、201、301)转换为离散时间时限信号(103、203、303),其中所述信息帧(101、201、301)包含在多个有限访问时间(FAT)自由度(DOF)(1307)中;
第二转换操作(502),用于将所述离散时间时限信号(103、203、303)转换为连续时间信号;以及
传输操作(104、204、304),用于通过所述通信信道(106、305、406)传输所述连续时间信号(103、203、303)。
2.根据权利要求1所述的方法,其中所述第一转换操作(102、202、302)使用矩阵,所述矩阵被设计为使得所述多个FAT DOF按照MTF设计步骤一(1302)被选择(1303)。
3.根据权利要求2所述的方法,其中所述矩阵是块托普利兹(Toeplitz)(1104)。
4.根据权利要求2所述的方法,其中所述矩阵被进一步设计为使得所选择的多个FATDOF(1303)按照MTF设计步骤二(1304)被增强(1305)。
5.根据权利要求4所述的方法,其中所述矩阵被进一步设计为使得所选和增强的多个FAT DOF(1305)按照MTF设计步骤三(1306)被随机化(1307)。
6.根据权利要求5所述的方法,其中所述矩阵(1104)的每一列是将多个子列(1208、1209)相加(1210)的结果;其中第一子列(1208)对应于可微分度(DOD)大于0的函数。
7.根据权利要求6所述的方法,其中第二子列(1209)对应于DOD等于0的函数。
8.根据权利要求7所述的方法,其中所述第二子列(1209)的元素是独立的伪随机变量。
9.根据权利要求8所述的方法,其中所述第一子列(1208)是在多个脉冲(1215、1216)之间执行线性卷积运算(1207)的结果,其中每个脉冲的DOD大于0。
10.根据权利要求9所述的方法,其中第一脉冲(1215、1216)是在以下两个脉冲之间执行循环卷积运算(1202、1205)的结果:
DOD大于0的第一子脉冲(1201、1204);和
DOD等于0的第二子脉冲(1203、1206)。
11.一种用于通过通信信道(106、306、406)传输信息帧(101、201、301)的装置,其包含:
第一转换器,其用于将所述信息帧(101、201、301)转换为离散时间时限信号(103、203、303),其中所述信息帧(101、201、301)包含在多个FATDOF(1303)中;
第二转换器(502),其用于将所述离散时间时限信号(103、203、303)转换为连续时间信号(105、205、305);和
发射器(104、204、304),其用于通过所述通信信道(106、306、406)发射所述连续时间信号(103、203、303)。
12.根据权利要求11所述的装置,其中所述第一转换器(102、202、302)使用矩阵,所述矩阵被设计为使得所述多个FAT DOF按照MTF设计步骤一(1302)被选择(1303)。
13.根据权利要求12所述的装置,其中所述矩阵是块托普利兹(1104)。
14.根据权利要求12所述的装置,其中所述矩阵被进一步设计为使得所选的多个FATDOF(1303)按照MTF设计步骤二(1304)被增强(1305)。
15.根据权利要求14所述的装置,其中所述矩阵被进一步设计为使得所选和增强的多个FAT DOF(1305)按照MTF设计步骤三(1306)被随机化(1307)。
16.根据权利要求15所述的装置,其中矩阵(1104)的每一列是将多个子列(1208、1209)相加(1210)的结果;其中第一子列(1208)对应于DOD大于0的函数。
17.根据权利要求16所述的装置,其中第二子列(1209)对应于DOD等于0的函数。
18.根据权利要求17所述的装置,其中所述第二子列(1209)的元素是独立的伪随机变量。
19.根据权利要求18所述的装置,其中所述第一子列(1208)是在多个脉冲(1215、1216)之间执行线性卷积运算(1207)的结果,其中每个脉冲的DOD大于0。
20.根据权利要求19所述的装置,其中第一脉冲(1215、1216)是在以下脉冲之间执行循环卷积运算(1202、1205)的结果:
DOD大于0的第一子脉冲(1201、1204);和
DOD等于0的第二子脉冲(1203、1206)。
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