JP2021516904A - Ｓａｗフィルタデバイスにおける発生源抑制のための変換器構造 - Google Patents

Abstract

表面弾性波デバイスのための変換器構造は、インターディジタル化されたくし型電極の対（３０２、３０４）を備え、前記インターディジタル化されたくし型電極の対（３０２、３０４）が異なるくし型電極（３０２、３０４）に属し２つの隣接する電極手段（３０６、３０８）の間の端部間電極手段距離として規定されるピッチｐを有する隣接する電極手段（３０６、３０８）を備え、ピッチｐがブラッグ条件を満足する、変換器構造において、前記インターディジタル化されたくし型電極の対（３０２、３０４）は、２つ以上の隣接する電極手段（３０６、３０８）が同じくし型電極（３０２、３０４）に属し一方で上記ピッチｐに対応する互いに対する端部間距離を有する少なくとも１つの領域（３１６）を含むことを特徴とする。本発明は、表面弾性波フィルタデバイスにも関する。【選択図】 図３

Description

本発明は、表面弾性波フィルタデバイス、より詳細には、表面弾性波フィルタデバイスのための変換器構造に関する。

近年、表面弾性波（ＳＡＷ）デバイスが、フィルタ、センサ及び遅延線などの増え続ける数の実際的な用途で採用されてきている。特に、ＳＡＷフィルタは、複雑な電気回路を採用せずに低損失高次バンドパスフィルタを形成するそれ自体の能力のために、携帯電話用途に対して関心が持たれている。これゆえ、ＳＡＷフィルタは、他のフィルタ技術よりも性能及び大きさにおいて著しい強みを提供する。

典型的な表面弾性波デバイスでは、１つ又は複数のインターディジタル化された変換器（ＩＤＴ）が、ある種の材料の圧電効果を採用することにより弾性波を電気信号へ変換するために使用され、そして逆も同様である。インターディジタル変換器（ＩＤＴ）は、圧電基板に配置されたインターディジタル化された金属フィンガを有する対向する「くし歯」を備える。表面弾性波は、フィンガを電気的に励起することにより基板に確立されることがある。逆に、電気信号は、変換器の下方の圧電基板材料を伝播する表面弾性波によりフィンガの全体にわたり誘起されることがある。

ＳＡＷデバイスは、圧電材料として、モノリシックな石英、ＬｉＮｂＯ_３又はＬｉＴａＯ_３結晶から作られたウェハを一般に使用する。しかしながら、圧電基板の使用は、使用する圧電材料に応じて、温度に対する高い感度又は弱い電気機械的カップリングのどちらかに苦しみ、これがフィルタの通過帯域特性の悪い性能に結果としてつながる。

１つの手法が、このようなデバイスのために複合基板の使用をもたらした。複合基板は、ベース基板に形成した１つ又は複数の層を含むことができる。基板上の単一層の設計は、好ましい選択肢であり、その理由は、上記単一層が単純な設計であり最上部の単一層が圧電材料から作られる限り圧電性ではないベース基板の使用を可能にするためである。強いカップリング、例えば１％よりも大きい電気機械係数ｋ_ｓ ^２と例えば１０ｐｐｍ／Ｋよりも小さい周波数の温度係数（ＴＣＦ）に関する温度安定性との組合せを有する複合基板は、ＳＡＷデバイスの性能を高めるであろうし、設計の柔軟性を与える。

複合基板は、ベース基板用の材料の大きな選択を与え、ダイアモンド、サファイア、炭化ケイ素及びそれどころかシリコンなどの高い弾性波伝播速度を有するベース基板材料が選択されることがある。

基板の周波数の温度係数（ＴＣＦ）を考慮して使用される材料を調節することによって、圧電基板に製造したデバイスと比較して複合基板に製造したデバイスの温度感度を低下させることもさらに可能である。例えば、反対の周波数の温度係数（ＴＣＦ）を有する２つの材料を使用することが可能であり、これが温度全体にわたりスペクトル的により安定であるＳＡＷデバイスを結果としてもたらす。上部層のうちの１つよりも小さな熱膨張を示す基板を使用することもさらに可能であり、これゆえ、複合熱膨張を押し付けそして同様にＴＣＦ低下をもたらす。

最後に、材料の選択、材料の組合せ、材料の向き、及び最上部の単一層の厚さは、圧電基板単独の使用と比較して広い範囲の設計の可能性を提供し、これが高周波数のフィルタリングの分野でのＳＡＷデバイスの改善のための余地を与える。

しかしながら、現在まで、複合構造に基づくいくつかのＳＡＷフィルタデバイスが良い温度特性を与えることができる一方で、ＳＡＷフィルタデバイスは、米国特許第５，９９８，９０７号に開示されたようにフィルタ通過帯域の性能の著しい劣化に依然として苦しみ、より大きな挿入損失及びモバイル用途にとってＳＡＷフィルタデバイスを不適当にさせる通過帯域の狭帯域化を結果としてもたらす。

さらにその上、複合基板に基づくＳＡＷフィルタデバイスは、圧電層／基板の界面のところで反射される表面において生じる励起モードに対応する高レベルの寄生モードもさらに示す。このような効果は、圧電層の層厚さが半波長より一旦大きくなると典型的には観察される。このような効果は、基板の底部表面と空気との間の界面のところでの反射のために、２５０μｍ以下程度の厚さを有する比較的薄いバルク基板に基づくＳＡＷフィルタに関して実際にさらに観察される。

このことは、フィルタの帯域通過の外側のいわゆる「ラトル効果」を結果としてもたらし、フィルタデバイスの性能、より詳しくは、フィルタデバイスの帯域外排除を減少させる。様々な手法が、例えば、独国特許出願公告第１０２０１７１０８４８３号のように、反射を減少させる界面のところに特別な層を追加することにより、又は米国特許出願公開第２０１７／０１０４４７０号のように、変換器の異なる部分全体を通して変換器構造の電極ピッチを調節することによりこれらのスプリアス共振に対処しようと試みた。しかし、このような手法は、ＳＡＷフィルタデバイスに対する製造の制約及び限定を導入する。

これゆえ、複合基板のＳＡＷフィルタの性能は、依然として改善される必要がある。

本発明の目的は、改善したパラメータを有する複合基板に堆積された表面弾性波フィルタデバイスを提供することによりこれまでに言及した欠点を克服することである。

本発明の目的は、弾性波伝播基板に形成された表面弾性波デバイスのための変換器構造により達成され、前記変換器が電気的負荷及び／又は電源とカップリングするように構成され、前記基板に形成されたインターディジタル化されたくし型電極の対を備える表面弾性波デバイスであり、前記インターディジタル化されたくし型電極の対が、異なるくし型電極に属し２つの隣接する電極手段の間の端部間電極手段距離として規定されるピッチｐを有する隣接する電極手段を備え、上記ピッチｐがｐ＝λ／２により与えられるブラッグ条件を満足し、λが前記変換器の動作弾性波長である、変換器構造において、前記インターディジタル化されたくし型電極の対は、２つ以上の隣接する電極手段が上記同じくし型電極に属し一方で上記ピッチｐに対応する互いに対する端部間距離を有することを特徴とする。変換器の動作弾性波長λは、ｆ_ｒ＝Ｖ／２ｐ＝Ｖ／λであるので変換器構造の共振周波数ｆ_ｒに対応し、Ｖが弾性波伝播基板における弾性波伝播速度である。同期モードにおいてブラッグ条件で変換器構造を使用すること及び変換器構造の特性的な特徴を修正せずに変換器構造の電気−弾性源密度を減少させることを可能にするために変換器構造の少なくとも１つの領域のところで修正することが可能である。実際に、電気−弾性源は、交互の電位／異なる電位に接続される２つの隣接する電極手段によって規定される。

これゆえ、同じ電位に接続される少なくとも２つ以上の隣接する電極手段が、デバイスの１つ又は複数の電気−弾性源の抑制をもたらす。したがって、少しの弾性波しか発生されず、検出されない。変換器構造の特性的な特徴を修正せずに、変換器構造の１つ又は複数の電気−弾性源の抑制によって変換器構造の弾性波の励起効率及び検出効率を制御することがこれゆえ可能になる。さらにその上、複合基板又は薄いバルク基板がＳＡＷフィルタデバイスのフィルタ特性における寄生モードにつながることが知られているので、変換器構造における１つ又は複数の電気−弾性源の抑制によりＳＡＷフィルタデバイスに存在する変換器構造の電気化学カップリング係数ｋ_ｓ ^２の減少が、これらの寄生モードの存在又は検出の低下につながるはずである。全体の変換器長さ及び変換器構造の電極手段数を考慮して、電気−弾性源密度に比例する係数により変換器構造の電気化学カップリング係数ｋ_ｓ ^２を減少させることがここで可能である。

本発明の変形形態によれば、上記変換器構造は、前記基板に形成されたインターディジタル化されたくし型電極の対を備えることができ、前記インターディジタル化されたくし型電極の対が、異なるくし型電極に属し２つの隣接する電極手段の間の端部間電極手段距離として規定されるピッチｐを有する隣接する電極手段を備え、ピッチｐがｐ＝λ／２により与えられるブラッグ条件を満足し、λが前記変換器の動作弾性波長であり、上記電極手段がすべて同じ幾何形状を有する、上記変換器構造において、前記インターディジタル化されたくし型電極の対は、２つ以上の隣接する電極手段が同じくし型電極に属し一方で前記ピッチｐに対応する互いに対する端部間距離を有しそして同じ幾何形状を有する少なくとも１つの領域を含むことを特徴とする。変形形態では、すべての電極手段が、同じ幾何形状を有する。

これらの変形形態でもまた、同期モードにおいてブラッグ条件で変換器構造を使用することが可能であり、変換器構造の少なくとも１つの領域が、変換器構造の電気−弾性源密度を減少させるために修正される。変換器構造において１つ又は複数の電気−弾性源の抑制により、変換器構造の弾性波の励起効率及び検出効率を制御することがこれゆえ可能になる。さらにその上、変換器構造における電気化学カップリング係数ｋ_ｓ ^２は、全体の変換器長さ及び変換器構造の電極数を考慮して、電気−弾性源密度に比例する係数だけ減少されることがある。変換器構造において基板の反射した電気−弾性波に起因する寄生モードの存在又は少なくとも検出を減少させることも、したがって可能である。

本発明の変形形態によれば、変換器構造は、同じくし型電極に属する２つ以上の電極手段を有する複数の領域を含む。以て、電気−弾性源の抑制が、変換器構造において大きくされ、変換器の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２をさらに減少させることを可能にする。基板の反射した電気−弾性波に起因する寄生モードの変換器構造による存在又は少なくとも検出もまた、したがって減少されるはずである。

本発明の変形形態によれば、上記電極手段が、電極フィンガ又は分割フィンガであり、前記分割フィンガが、同じ電位で２つ以上の隣り合う電極フィンガを含む。以て、単一の電極変換器構造に対してだけでなく、例えば、二重フィンガ電極変換器に対しても、様々なタイプの変換器構造に対する電気−弾性源の抑制を使用することが可能である。

本発明の変形形態によれば、同じくし型電極に属する２つ以上の隣接する電極手段を有する複数の領域が、周期的には配置されず、特にランダムに配置される。したがって、電気−弾性源の抑制及び電気−弾性波の励起は、周期的な方法では実現されない。非周期的な方法で領域を配置することのもう１つのプラスの効果は、変換器構造により発生される低調波効果が減少される又はそれどころか抑制されることである。

本発明の変形形態によれば、同じくし型電極に属する２つ以上の隣接する電極手段を有する少なくとも１つの領域、特に上記少なくとも１つの領域のうちの各々が、同じくし型電極に属する隣接する電極手段のうちの偶数個、特に２つだけを含む。変換器構造において同じ電位に接続された偶数個の隣接する電極フィンガを有することは、実際には、電気−弾性源の抑制並びに変換器構造内部で発生した表面弾性波のπの位相変化を結果としてもたらす。変換器構造の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２をさらに減少させることがこれゆえ可能である。２つだけの電極フィンガが同じ電位に接続される特定のケースでは、変換器構造内部で発生した表面弾性波のπの位相変化だけが生じ、特にここでは２分の１に電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２の減少という結果をもたらす。考えは、同じくし型電極に接続された２つの電極フィンガの各々の側から変換器に向かって放出されるエネルギーを統合することによって弱め合う干渉を作り出すことである、ところが、変換器の外側に向かって放出されるエネルギーは、実際に発せられ鏡により反射されるだろう。このことが、その時には２分の１だけ変換器効率を低下させるだろう。

本発明の変形形態によれば、同じくし型電極に属する２つ以上の隣接する電極手段を有する少なくとも１つの領域、特に上記少なくとも１つの領域のうちの各々が、同じくし型電極に属する隣接する電極手段のうちの奇数個、特に３つだけを含む。同じくし型電極に属する奇数個の隣接する電極手段を有することは、変換器構造内部での１つ又は複数の電気−弾性源の抑制という結果をもたらし、変換器に関する電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２の減少という結果をもたらすだろう。同じ電位に接続される少なくとも２つの隣接する電極フィンガがデバイスにおいて１つ又は複数の電気−弾性源の抑制をもたらすので、したがって、少しの弾性波しか発生されず、検出されない。変換器構造において１つ又は複数の電気−弾性源の抑制により変換器構造の弾性波の励起効率及び検出効率を制御することが、これゆえ可能になる。さらにその上、複合基板又は薄いバルク基板がＳＡＷフィルタデバイスのフィルタ特性における寄生モードをもたらすことが知られているので、変換器構造の電気化学カップリング係数ｋ_ｓ ^２の減少が、変換器構造における１つ又は複数の電気−弾性源の抑制によってＳＡＷフィルタデバイスに存在し、これらの寄生モードの存在又は検出の低下をもたらすはずである。全体の変換器長さ及び変換器構造の電極数を考慮して電気−弾性源密度に比例する係数だけ変換器構造における電気化学カップリング係数ｋ_ｓ ^２を減少させることが、ここで可能である。

本発明の変形形態によれば、上記同じくし型電極に属する隣接する電極手段の数が、上記同じくし型電極に属する２つ以上の隣接する電極手段を有する少なくとも２つの領域の間で異なる。したがって、あるものは、変換器の設計においてさらなる自由度を有し、特に、変換器構造の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２をさらに減少させる。変換器構造の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２の減少は、変換器構造において基板の反射した電気−弾性波に起因する寄生モードの存在又は少なくとも検出を減少させることを可能にする。

本発明の変形形態によれば、上記同じくし型電極に属する隣接する電極手段を有する領域が、両方のくし型電極に設けられる。このことは、必要性に対して変換器構造を調整する可能性をさらに高めるだろう。

本発明の変形形態によれば、上記表面弾性波フィルタデバイスの上記基板が、少なくとも１つの第１の材料のベース基板及び圧電材料の上層部、特にＬｉＴａＯ_３、特に３６°＜∂＜５２°で（ＹＸＩ）／∂として規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に従って規定された結晶方位を有するＬｉＴａＯ_３、さらに特に、規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に従った（ＹＸＩ）／４２°カットとして規定された、４２°Ｙカット、Ｘ伝播を有するＬｉＴａＯ_３を含む複合基板であってもよい。したがって、ＳＡＷデバイスの性能をさらに高めることを可能にし、設計のさらなる柔軟性を与える、温度安定性のある材料を組み合わせた複合基板を得ることができる。さらにその上、基板用の材料の大きな選択が、利用可能である、すなわち、高い弾性波伝播速度を有する基板材料が、選択されてもよい。

本発明の変形形態によれば、上記ベース基板は、シリコンを含む。ベース基板は、圧電材料の上部層に接してトラップリッチ層をさらに含むことができ、前記トラップリッチ層がベース基板の分離性能を向上させ、例えば、多結晶シリコン、非晶質シリコン、又は多孔質シリコンなどの多結晶材料、非晶質材料、又は多孔質材料のうちの少なくとも１つにより形成されてもよいが、本発明はこのような材料に限定されない。

シリコンに圧電層を移転させるために、移転されるべき層を規定するために圧電ソース基板にイオン注入を使用し、シリコン基板にソース基板を張り付け、熱処理又は機械的処理により上記層を移転させる、ＳｍａｒｔＣｕｔ（商標）のような大量生産方法が使用されることがある。もう１つの選択肢は、圧電ソース基板をベース基板に組み立てること、及び特に化学的処理及び／又は機械的処理を使用して、圧電ソース基板のシンニングを引き続いて実行することだろう。代替として、ダイアモンド、サファイア又は炭化ケイ素のようなベース基板が使用されてもよい。

本発明の変形形態によれば、上記ベース基板に形成された上記圧電層の厚さが、１波長よりも大きい、特に２０μｍよりも大きいことがある。層の厚さがデバイスの使用の周波数に影響するので、周波数の望まれる範囲に、例えば、高周波数をフィルタするためにＳＡＷデバイスを適用するために厚さを調節することが可能になる。

本発明の変形形態によれば、上記ベース基板の材料及び上記圧電材料は、異なる周波数の温度係数（ＴＣＦ）、特に反対の周波数の温度係数（ＴＣＦ）を有する。標準圧電基板の高いＴＣＦは、通過帯域の波長のシフトをもたらし、フィルタデバイスにおける不安定性をもたらす。複合基板においてベース基板と圧電層との間で反対のＴＣＦを選択することにより、温度の関数としての変換器の振る舞いを改善することが可能になる。

本発明の変形形態によれば、上記ベース基板の上記材料が、上記圧電層のうちの１つよりも小さい、特に最小で１０分の１小さい、さらに特に、１０分の１よりも小さい熱膨張を有する。これゆえ、複合基板のベース基板が、複合基板の総合的な熱膨張を押し付けることができ、デバイスのＴＣＦ低下をもたらす。温度の関数として変換器の振る舞いを改善することが可能になる。

本発明の目的は、これまでに説明したような弾性波伝播基板及び少なくとも１つの変換器構造を備える、表面弾性波フィルタデバイスを用いても達成される。したがって、ＳＡＷフィルタデバイスは、変換器構造を備え、上記変換器構造では、それ自体の構造のアクティブな電気−弾性源の総数及びそれゆえ電気化学カップリング係数ｋ_ｓ ^２がブラッグ条件から乖離せずに制御される。

特に、ＳＡＷフィルタデバイスの少なくとも１つの変換器構造が、上に説明したような特徴のうちの１つ又は複数を有する変換器構造を備えることができる。したがって、ＳＡＷフィルタデバイスは、変換器構造を備え、上記変換器構造がそれ自体の構造の電気−弾性源の抑制によってそれ自体の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２を制御することを可能にする。変換器構造における電気−弾性源の抑制は、順にＳＡＷフィルタデバイスの帯域通過の外側の寄生信号の削減及び温度でのさらに安定なフィルタ特性につながる。

本発明の変形形態によれば、表面弾性波フィルタデバイスの各々の変換器構造は、同じ構成を有する。この特性は、すべての素子がフィルタ形状及び帯域外排除を最適化するために互いに類似の方法で振る舞うことを必要とするインピーダンス素子フィルタにとって特に重要である。

本発明の変形形態によれば、ＳＡＷフィルタデバイスのフィルタ帯域通過は、所与のモード−基板カップルに関して実現可能な最大帯域通過よりも狭い、特に、（１００）シリコンのＬｉＴａＯ_３（ＹＸＩ）／４２°のケースに対して０．１と２％との間に含まれる。ＳＡＷフィルタデバイスのフィルタ帯域通過は、電気−弾性源の抑制の領域の総数及び少なくとも１つの変換器構造におけるそれら自体の非周期的な又はランダムな配置に依存して変調可能である。

フィルタ帯域通過幅Δｆが電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２に関係するので、これゆえ、変換器構造の構造的な特徴、すなわち電極手段の形状、例えば、電極フィンガ幅、電極ピッチを修正せずに、電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２を変えることによってＳＡＷフィルタデバイス帯域通過を変えること及び制御することが可能である。したがって、抑制された電気−弾性源の総数及び配列を単純に調節することによって使用される製造プロセスを修正せずに、フィルタ特性を適応させることが可能になる。結果として、所与の値から始めて電気機械カップリングの制御は、排除、帯域の位相直線性、挿入損失、等などの他のフィルタの特徴の劣化なしに様々なフィルタ帯域幅を取り扱うことを可能にする。

本発明は、添付の図とともに下記の説明を参照することにより理解されることがあり、図では、参照番号は本発明の特徴を特定する。

従来技術による表面弾性波デバイス用のインターディジタル化された変換器構造を示す図である。 従来技術による、複合基板の図１ａのインターディジタル化された変換器構造の側面図を示し、このような構造において発生されそして反射された弾性波をさらに図示する図である。 本発明の第１の実施形態による表面弾性波デバイス用のインターディジタル化された変換器構造を模式的に図示する図である。 本発明の第２の実施形態による表面弾性波デバイス用のインターディジタル化された変換器構造を模式的に図示する図である。 本発明の第３の実施形態による表面弾性波デバイス用のインターディジタル化された変換器構造を示す図である。 表面弾性波フィルタデバイスの例として、並列の６個の共振器及び直列の６個の共振器を備えた、ラダー型フィルタデバイスであるＳＡＷフィルタデバイスの実際的な例を示す図である。 本発明の第４の実施形態による、図５ａの表面弾性波デバイス用のインターディジタル化された変換器構造の実際的な例を示す図である。 第４の実施形態による、図５ｂのインターディジタル化された変換器構造内部で接続された電極フィンガの数とともに、電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２の変動のプロットを示す図である。 図５ｂの変換器構造を使用して、図５ａのＳＡＷフィルタデバイスについてのＳＡＷフィルタデバイス特性を図示する図である。 本発明の第４の実施形態による、電気−弾性源の非周期的な抑制の有無の図５ｂに従った変換器構造を有する図５ａのＳＡＷフィルタデバイス特性のシミュレーションを図示する図である。

図１ａには、従来技術による変換器構造１００が示される。変換器構造１００は、対向するインターディジタル化されたくし型電極１０２及び１０４を備え、その各々は、それぞれの導電性部分１１０及び１１２から延び互いにインターディジタル化される、それぞれ複数の電極フィンガ１０６及び１０８を有する。電極１０２及び１０４並びに導電性部分１１０及び１１２は、任意の適した導電性金属、例えば、アルミニウム又はアルミニウム合金製である。

とりわけ、変換器は、図１に描かれたよりもはるかに多くの数の電極フィンガを一般に有する。実際の電極フィンガの数は、全体の概念をより明瞭に描こうとして図面のフィンガでは著しく少なくされている。

電気的負荷１１４が、電極１０２、１０４をはさんでつなげられるように図示される。しかしながら、変換器１００が基板１１６の表面弾性波を励起するため若しくは受けた表面弾性波を電気信号に変化するため、又は両方に利用されるかどうかに依存して、電源電位１１４が、電極１０２、１０４をはさんでさらにつなげられてもよいことが理解されるだろう。

変換器構造１００は、電場方向に、意味することは、図１に矢印Ｅにより示したように、電極１０２、１０４のフィンガ１０６、１０８の延伸方向ｙに垂直に、表面弾性波を励起する。変換器構造１００は、電場が実効的に印加されるゾーンに対応する電気−弾性源の和として考えられてもよい。変換器構造がそれ自体の端部の各々で、意味することは２つの方向＋Ｘ及び−Ｘに、エネルギーを放出するので、電気−弾性源は、隣接する電極フィンガと比較して異なる電位を有する任意の電極フィンガ間と考えられる。このことは、電気−弾性源が反対の極性の隣接する電極フィンガの対により形成されるという定義につながる。これゆえ、電気−弾性源１１８は、例えば、交互の電位＋Ｖ／−Ｖである電極フィンガ１０６＿１と電極フィンガ１０８＿１との間に存在するが、交互の電位−Ｖ／＋Ｖである電極フィンガ１０８＿１と電極フィンガ１０６＿２との間にも電気−弾性源１２０が存在するだろう。これゆえ、図１の全体の変換器構造には、５個の電気−弾性源１１８が、５個の電気−弾性源１２０と同様に存在する。電気−弾性源１１８又は１２０の空間エリアは、表面弾性波の伝播方向ｘの電極間距離ａ及び横方向ｙの隣接する電極フィンガ１０６と電極フィンガ１０８、例えば、図１ａでは隣接する電極フィンガ１０６＿１と電極フィンガ１０８＿１との間の重なりｂにより規定される。

変換器構造１００の利用の周波数は、ｆ_ｒ＝Ｖ／２ｐにより規定され、Ｖが弾性波の速度であり、ｐが図１に示したように変換器構造１００の電極ピッチである。変換器の電極ピッチｐは、λ／２になるようにさらに選択され、λが表面弾性波の動作波長である。したがって、電極ピッチｐは、変換器構造の利用の周波数を規定する。電極ピッチｐは、対向するくし型電極１０２及び１０４からの２つの隣接する電極フィンガの間の、例えば、１０８＿２と１０６＿３との間の端部間電極フィンガ距離にさらに対応する。このケースでは、波長λは、同じくし型電極１０２又は１０４からの２つの隣接する電極フィンガの間の、例えば、１０６＿２と１０６＿３との間の端部間電極フィンガ距離としてこれゆえ規定される。

インターディジタル化された電極フィンガ１０６及び１０８は、同じ長さｌ及び幅ｗ並びに厚さｔを典型的にすべてが基本的に有する。

インターディジタル化された電極フィンガ１０６、１０８は、交互の電位であり、ここではインターディジタル化された電極フィンガ１０６、１０８の交互の電位は、反対の極性の電位、すなわち＋Ｖ及び−Ｖであってもよく、又はマス（ｍａｓｓ）及び負荷／電源電位Ｖ_ＩＮ（図示せず）としてでもよい。

変換器構造１００により生成された波の伝播特性は、とりわけ、伝播速度、電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２及び周波数の温度係数（ＴＣＦ）を含む。伝播速度は、変換器のピッチｐとデバイスの要求される周波数との間の関係に影響を及ぼす。さらにその上、フィルタデバイス用途及び特別にラダーフィルダ型デバイスに関して、フィルタの帯域幅Δｆは、経験的な関係Δｆ／ｆ〜（２／３）ｋ_ｓ ^２を考慮して電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２に比例し、Δｆがフィルタの周波数の帯域通過幅に対応し、ｆ_ｒが変換器構造の共振周波数である。ＴＣＦは、フィルタの周波数変化に対する温度の影響に関係する。

図１ｂは、側面図で図１ａと同じ変換器構造１００を示し、それぞれインターディジタル化されたくし型電極１０２及び１０４（図示せず）からの複数の電極フィンガ１０６、１０８を示す。変換器構造１００が上に設けられる基板１１６は、複合基板１１６である。

複合基板１１６は、ベース基板１２４の上に形成された、ある厚さの圧電材料の層１２２を含む。例として本明細書において説明する圧電層１２２は、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３）又はタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）であってもよい。

圧電材料層１１８は、例えば、ＳｍａｒｔＣｕｔ（商標）層移転技術を使用して、直接ボンディングによりベース基板１２４に張り付けられることがある。変形形態では、薄いＳｉＯ_２層（図示せず）が、張り付けを改善するために圧電層１２２とベース基板１２４との間に設けられてもよい。直接ボンディングに先立って、圧電層１２２とベース基板１２４との間に界面１２６を後に形成する圧電層１２２の面及び／又はベース基板１２４の面の研磨などのさらなる処理ステップが、追加されることがある。

１％から始めて２５％それどころかそれ以上までの強いカップリングと、異なる周波数の温度係数（ＴＣＦ）及び高い弾性波伝播速度を有する複数の材料の組合せによる温度安定性との組合せを有する複合基板１１６は、ＳＡＷデバイスの性能を高めるだろう。

図１ａにおけるように、変換器構造１００は、電極ピッチｐを有する。インターディジタル化された電極フィンガ１０６及び１０８は、基本的に同じ長さｌ、幅ｗ並びに厚さｔをすべて有する。さらにその上、動作周波数ｆ_ｒは、Ｖ／２ｐにより与えられる位相一致の条件によって固定され、Ｖがインターディジタル化された電極の下方を進む弾性波の速度であり、ｐが変換器構造１００の電極ピッチである。このような条件では、変換器は、動作周波数ｆ_ｒにおいて同期モードで働いていると言われ、ここで変換器構造のすべての励起された弾性波はコヒーレントであり同相である。

電極グレーティングの下を伝播する電気−弾性波は、表面のところの電気的及び機械的境界条件に敏感である。電極の端部では、ここでは電気的及び機械的なインピーダンス分岐が、輸送されたエネルギーの一部の反射を生じさせる。基本的な反射、すなわち、電極の各々の下の反射のすべてが、同相であるときに、波は、完全に反射され、したがってグレーティングにより止められる。ブラッグ条件として知られるこの現象は、「阻止帯域」と呼ばれる周波数範囲に関して現れる。λ＝２ｐｎのときに、位相コヒーレンスとも呼ばれる波の反射能力同士の間の強め合う干渉があり、λが変換器の動作波長であり、ｐが電極ピッチであり、ｎが整数である。変換器の動作波長λは、ｆ_ｒ＝Ｖ／２ｐ＝Ｖ／λとして、以前に定義された動作周波数ｆ_ｒに関係する。

ブラッグ条件において、ブラッグ周波数は、λ＝２ｐ（ｎ＝１）により規定される。このタイプの変換器構造は、波長当たり２フィンガ構造とも呼ばれ、「阻止帯域」の範囲内でブラッグ周波数のところで共振する。変換器１００は、正にこのタイプの変換器の１つである。これらの構造は、交互の電位＋Ｖ、−Ｖ、＋Ｖ、−Ｖ．．．における電気的な励起に対応し、共振空洞を作り出すことを可能にする。

インターディジタル化された電極フィンガ１０６、１０８は、交互の電位であり、ここではインターディジタル化された電極フィンガ１０６、１０８の交互の電位は、反対の極性の電位、すなわち図１ｂに示したような＋Ｖ及び−Ｖであっても、又はマス及び負荷／電源電位Ｖ_ＩＮ（図示せず）のところであってもよい。図１ｂに示したように、電極フィンガ１０６＿１は、電位＋Ｖであり、一方でその隣接する電極フィンガ１０８＿１は電位−Ｖである。

再び、変換器構造１００は、電場が実効的に印加されるゾーンに対応する電気−弾性源１１８及び１２０の和として考えられてもよく、このことが、交互の電位で隣接する電極フィンガの対、例えば、それぞれ、電極フィンガ１０６＿１と１０８＿１又は１０８＿１と１０６＿２、により形成される電気−弾性源１１８、１２０の定義につながる。その空間エリアは、伝播方向ｘに、電極間フィンガ距離ａ、及び横方向の２つの隣接する電極フィンガ１０６と１０８、すなわち、図１ａ及び図１ｂに見ることができるように１０６＿１と１０８＿１又は１０８＿１と１０６＿２、との間の重なりｂにより規定される。

電気的負荷１１４が電極１０２、１０４をはさんでつなげられると、表面弾性波１２８が、複合基板１１６に励起され、電極フィンガ１０６、１０４の方向に垂直な方向ｘに伝播する。変換器構造１００によって発生されたバルク弾性波１３０は、複合基板１１６へとさらに発せられ圧電層１２２とベース基板１２４との間のボンディング界面１２６のところで反射される。これらの反射された波１３２は、変換器構造１００により次いで再吸収され、このことが変換器構造１００により発生されるスプリアス共振応答を結果としてもたらす。これらの反射された弾性波１３２は、変換器構造が同期モードで動作するので位相がコヒーレントであり、弾性波の検出及び発生が全体の変換器構造を通して同期していることを意味する。

これらのバルク弾性波１２８は、圧電層１２２の表面と角度αで、電気−弾性源１１８及び１２０のところで発生される。それら自体の実効速度Ｖは、Ｄ．Ｌｅｅ、「Ｅｘｃｉｔａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｓｕｒｆａｃｅ Ｓｋｉｍｍｉｎｇ Ｂｕｌｋ Ｗａｖｅｓ ｏｎ Ｒｏｔａｔｅｄ Ｙ−Ｃｕｔ Ｑｕａｒｔｚ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｓｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ、ＳＵ−２７巻、１号、２２〜３０ページ、１９８０年、並びにさらにＲ．Ｆ．Ｍｉｌｓｏｒｎ、Ｎ．Ｈ．Ｃ．Ｒｅｉｌｌｙ、及びＭ．Ｒｅｄｗｏｏｄ、「Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ｓｕｒｆａｃｅ ａｎｄ ｂｕｌｋ ａｃｏｕｓｔｉｃ ｗａｖｅｓ ｂｙ ｉｎｔｅｒｄｉｇｉｔａｌ ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒｓ」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｓｏｎｉｃｓ ａｎｄ Ｕｌｔｒａｓｏｎｉｃｓ、ＳＵ−２４巻、１４７〜１６６ページ、１９７７年に記載されたように、統合型変換器を使用して励起されたバルク波の良く知られた振る舞いの拡張により変換器構造１００の圧電層１２２及び電極ピッチｐに依存する。

バルク弾性波１３２の一部は、界面１２６のところでは反射されず、基板が波を圧電層へと導くことができる最大速度を示しているいわゆる表面スキミングバルク波（ＳＳＢＷ）限界を、等価な伝播速度がオーバーパスするときに放射性の方法でベース基板１２４中へとより深く伝播する。

図２は、本発明の第１の実施形態による表面弾性波デバイスのためのインターディジタル化された変換器構造２００を示す。インターディジタル化された変換器構造２００は、複数の電極手段２０６及び２０８を各々含み、基板２１０に形成されたインターディジタル化されたくし型電極の対２０２及び２０４を備える。

この実施形態では、電極手段２０６及び２０８は、フィンガ２０６、２０８の形状を有する。実施形態の変形では、電極手段は、同じくし型電極に属する各々２つ以上の直接隣り合う電極フィンガを含む分割フィンガ２０６、２０８を有することもある。

複合基板２１０は、ベース基板２１４上に形成された、ある厚さの圧電材料の層２１２を含む。例として本明細書において説明する圧電層２１２は、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３）、特に、３６°＜∂＜５２°若しくは６０°＜∂＜６８°若しくは１２０°＜∂＜１４０°で（ＹＸＩ）／∂として並びに８５°＜Ψ＜９５°で（ＹＸｔ）／Ψとして並びにΦ＝９０°、−３０°＜∂＜＋４５°及び０°＜Ψ＜４５°で（ＹＸｗＩ／ｔ）／Φ∂Ψとして規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に従って規定された結晶方位を有するＬｉＮｂＯ_３、又はタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）、特に３６°＜∂＜５２°で（ＹＸＩ）／∂として規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に従って規定された結晶方位を有するＬｉＴａＯ_３、さらに特に、規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に従った（ＹＸＩ）／４２°カットとして規定された、４２°Ｙカット、Ｘ伝播を有するＬｉＴａＯ_３のどちらかであってもよい。

ベース基板２１４に形成した圧電層２１２の厚さは、１波長よりも大きい、特に２０μｍよりも大きいことがある。層の厚さがデバイスの使用の周波数に影響するので、周波数の望まれる範囲に厚さを調整することが可能になる。このケースでは、変換器は、高い周波数をフィルタリングするためにＳＡＷデバイスにおいて使用されることがある。実際に、４０００ｍ／ｓの波速度を考慮して、上部層の最小厚さは、１００ＭＨｚと５ＧＨｚとの間で変化する周波数に対して４０μｍ〜１μｍまでの範囲に及ぶだろう。上限厚さは、圧電層２１２及びベース基板２１４の厚さ同士の間の比率に関係する。ベース基板２１４の厚さは、圧電層２１２にベース基板の熱膨張を押し付けるため及び温度変化に対する変換器感度を低下させるために圧電層２１２の厚さよりも大きくなくてはならない。好ましい状況は、圧電層２１２の厚さの少なくとも１０倍のベース基板厚さに対応する。

本発明の第１の実施形態において使用されるベース基板２１４は、シリコン基板である。Ｓｉの温度膨張係数が２．６ｐｐｍ／℃付近であり、一方で規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に従って（ＹＸＩ）／４２°と記された４２°ＸＹ ＬｉＴａＯ_３の温度膨張係数がほぼ１６ｐｐｍ／℃であるので、ＳＡＷデバイスの合成温度膨張係数は、圧電層２１２の厚さ及びボンディング界面２１６のところでの応力レベルに応じて、一般に、２．６〜１６ｐｐｍ／℃の範囲内だろう。複合基板２１０の温度膨張係数を実効的に下げることは、変換器２００の周波数の温度係数（ＴＣＦ）の低下を結果としてもたらす。

前に述べたように、ベース基板２１４に対して異なる材料を使用することにより、設計の柔軟性が高められることがある。シリコンの代わりに、高い弾性波伝播速度を有する他の基板材料、ダイアモンド、サファイア、炭化ケイ素又はそれどころか窒化アルミニウム、及びより一般的に、４５００ｍ／ｓ以上の遅いせん断バルク波速度を示すいずれかの材料が選択されることがある。さらに、シリコンよりも小さな熱膨張を有する材料（例えば、いくつかの非晶質石英構成物又はパイレックスガラス又は雲母又は炭化ケイ素）が、得られるフィルタのＴＣＦを制御するために使用されることが有利である。

インターディジタル化されたくし型電極の対２０２及び２０４は、複数の電極フィンガ２０６及び２０８を備える。電極フィンガ、例えば、それぞれ２０６＿１、２０８＿１から２０６＿４、２０８＿４及び２０８＿５、２０６＿７から２０８＿８、２０６＿１０は、インターディジタル化され、それ自体のくし型電極２０２及び２０４を介して交互の電位に接続される。交互の電位は、図示したように＋Ｖ及び−Ｖ、又は変形形態ではマス及び負荷／電源電位であってもよい。電極フィンガは、金属性であり、同じ長さｌ、幅ｗ、及び厚さｔをすべて有する。さらにその上、λ／２として規定される電極ピッチｐが、変換器構造２００に対して使用される。

本発明の変形形態によれば、電極フィンガ２０６、２０８は、異なる長さｌ、幅ｗ、及び厚さｔもまた有することができる。

変換器構造２００は、領域２１８をさらに含み、そこでは２つの隣接する電極フィンガ２０８＿４及び２０８＿５が、間に対向するインターディジタル化されたくし型電極２０２からのいずれの電極フィンガ２０６もない状態で、同じ電位、ここでは＋Ｖに接続される。２つの隣接する電極フィンガ２０８＿４及び２０８＿５が、−Ｖに、又はマスに、又は負荷／電源電位Ｖ_ＩＮ（図示せず）にも接続されることがある。

変形形態では電極手段２０６、２０８が同じ電位で２つ以上の隣り合うフィンガの分割フィンガ２０６、２０８によって表され、同じ電位に接続された２つの隣接する電極手段２０６、２０８は、分割フィンガ２０６のすべてのフィンガを呼ぶことができ、分割フィンガ２０６は、分割フィンガ２０８の同じ電位に接続される。しかし、分割フィンガ２０６のうちの少なくとも１つの電極フィンガが分割フィンガ２０８の同じ電位に接続されることも、さらにあってもよい。

図２では、領域２１８は、変換器構造の真ん中に実際には設置され、その結果、領域２１８の各々の側、左及び右に、８個の電極フィンガ又は４個の電極フィンガ対が存在する。実施形態の変形では、領域２１８は、変換器構造の異なる位置に設置されてもよく、その結果、電極フィンガ対が領域２１８のいずれの側にも均等に配置されない。領域２１８は、変換器構造２００のどちらかの末端部に設置されてもよい。

以前に述べたように、電極フィンガ２０６＿１、２０８＿１から２０６＿４、２０８＿４のそれぞれ及び２０８＿５、２０６＿５から２０８＿８、２０６＿８は、インターディジタル化され、交互の電位を有する。領域２１８の存在のために、領域２１８の左側では、インターディジタル化された電極フィンガ２０６＿１、２０８＿１から２０６＿４、２０８＿４は、それぞれ交互の電位−Ｖ／＋Ｖであり、一方で領域２１８の右側では、インターディジタル化された電極フィンガ２０８＿５、２０６＿５から２０８＿８、２０６＿８は、それぞれ交互の電位＋Ｖ／−Ｖであることが実際に見られることがある。

以前に説明したように、交互の電位で接続された隣接する電極フィンガの対は、電気−弾性源を規定する。例えば、ここで図２では、交互の電位−Ｖ／＋Ｖである隣接するインターディジタル化された電極フィンガ２０６＿１及び２０８＿１は、電気−弾性源２２０を規定する。しかし交互の電位＋Ｖ／−Ｖである隣接するインターディジタル化された電極フィンガ２０８＿１及び２０６＿２は、電気−弾性源２２２をさらに規定する。このように、隣接するインターディジタル化された電極フィンガの対２０６＿２、２０８＿２から２０６＿４、２０８＿４は、電気−弾性源２２０を各々さらに規定し、それぞれ、隣接するインターディジタル化された電極フィンガの対２０８＿２、２０６＿３及び２０８＿３、２０６＿４は、電気−弾性源２２０を各々さらに規定する。特にここで、領域２１８の左では、４個のアクティブな電気−弾性源２２０及び３個のアクティブな電気−弾性源２２２が、合計で８個のインターディジタル化された電極フィンガ２０６＿１、２０８＿１から２０６＿４、２０８＿４とともに存在する。

領域２１８の右側では、交互の電位＋Ｖ／−Ｖで接続された隣接するインターディジタル化された電極フィンガの対、例えば、２０８＿５及び２０６＿５は、電気−弾性源２２２をさらに規定し、交互の電位−Ｖ／＋Ｖである隣接するインターディジタル化された電極フィンガの対２０６＿５及び２０８＿６は、電気−弾性源２２０を規定する。領域２１８の右側では、４個のアクティブな電気−弾性源２２２及び３個のアクティブな電気−弾性源２２０が、合計で８個のインターディジタル化された電極フィンガ２０８＿５、２０６＿５から２０８＿８から２０６＿８とともに存在する。しかしここで、領域２１８の左側の電気−弾性源２２０、２２２は、領域２１８の右側の電気−弾性源２２２、２２０とは反対の、特にπの、位相である。

しかしながら、電極ピッチｐがλ／２として規定されるので、これは、変換器構造がブラッグ条件において同期モードで動作していることを意味する。これゆえ、領域２１８の左側の複数の電気−弾性源２２０、２２２は、すべて同相であり互いにコヒーレントであり、一方で、領域２１８の右側の複数の電気−弾性源２２２、２２０は、すべて同相であり互いにコヒーレントである。

領域２１８では、２つの隣接する電極フィンガ２０８＿４及び２０８＿５が同じ電位に両者とも接続されるので、２つの隣接する電極フィンガ２０８＿４と２０８＿５との間に電気−弾性源２２０又は２２２がない。

変形形態によれば、電位の極性は、第１のインターディジタル化されたくし型電極２０６と第２のインターディジタル化されたくし型電極２０８との間で交換されてもよい。又は、一方のくし型電極のマス及び他方のくし型電極の負荷／電源電位Ｖ_ＩＮに接続される。

変換器構造２００における第２の領域２１８の存在のために、領域２１８の左側の電気−弾性源が領域２１８の右側の電気−弾性源と反対位相であるので、変換器の内部の電気−弾性源の位相は、πだけ反転されている。したがって、弱め合う干渉が、同じくし型電極に接続された２つの電極フィンガの各々の側から変換器に向けて放出されるエネルギーを統合することによって変換器の電気−弾性源同士の間に作り出される、ところが、変換器の外側に向かって放出されるエネルギーは、実際に発せられ、ＳＡＷデバイスの変換器構造のどちらかの側に設置された鏡によって反射されるだろう。

これゆえ、変換器構造２００においてコヒーレントであり同相である変換器構造２００に存在する電気−弾性源の総数は、同じ大きさの従来技術の変換器構造と比較して少なくなり、ここで電極フィンガのすべてが、図１に示したように交互の電位である。結果として、変換器構造の電気化学カップリング係数ｋ_ｓ ^２が、減少してきている。

ここで、この特定の実施形態では、変換器構造２００において領域２１８の左側及び右側は、正確に同じ数のインターディジタル化された電極フィンガ２０６及び２０８、すなわち８個を有し、領域２１８が変換器構造２００の中央に位置するので、７個のアクティブな電気−弾性源という結果をもたらす。ここで、変換器構造２００の電気化学カップリング係数ｋ_ｓ ^２は、２分の１に減少する。再び、同じくし型電極に接続された２つの電極フィンガの各々の側から変換器に向けて放出されるエネルギーを統合することによって、弱め合う干渉が、変換器構造の電気−弾性源同士の間に作り出され、ところが変換器の外側に向かって放出されるエネルギーは、実際に発せられ、鏡により反射されるだろう。変換器効率は、２分の１だけこれゆえ小さくなる。

さらにその上、複合基板２１２の界面２１６のところで反射されるモードの位相コヒーレンスの可能性は、先行技術の状況と比較してさらに修正される。位相が変換器構造の内部でシフトする場合、位相一致条件に一致しない波を検出する機会がない。これゆえ、界面２１６から反射した弾性波の検出の低下があり、これが変換器構造２００に基づくＳＡＷデバイスのフィルタ性能におけるこれらの反射のために、望ましくない周波数のところでの寄生共振の低下を、順に導くだろう。

これゆえ、本発明による変換器構造２００における弾性波の発生及び／又は検出は、変換器構造２００に存在する同相の電気−弾性源の総数によって制御される。同じ電位に接続された２つの隣接する電極フィンガを有することによって、寄生モードを排除する変換器構造の効率にプラスの影響を有する構造内部でのπの位相変化という結果をもたらす。電極フィンガの幅又は長さ又は電極間距離などの変換器の寸法を変える必要がなく、このことはこのような構造の製造技術に影響を有するはずであり、上に説明した変換器構造を利用している共振器の共振の質を著しく低下させるはずである。

第１の実施形態の変形によれば、たった１つの領域２１８よりも多くが変換器構造に存在するかも知れない、これゆえ、変換器構造において抑制された電気−弾性源の数を増加させ、以て電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２をさらに減少させる。これは、フィルタの帯域幅を制御する効率的な方法であり、したがって様々なフィルタ帯域を取り扱うためのより多くの自由度を与える。

図３は、第２の実施形態による変換器構造３００を模式的に表す。第１の実施形態と比較して、変換器構造３００は、第１の実施形態の変換器構造２００のインターディジタル化されたくし型電極２０２及び２０４と比べてインターディジタル化されたくし型電極の対３０２及び３０４の異なる配置を有する。この実施形態では、くし型電極３０４に接続された隣り合う電極手段を有する領域３１６は、３つの隣り合う電極手段３０８＿４、３０８＿５及び３０８＿６を有する。

インターディジタル化された変換器構造３００は、インターディジタル化されたくし型電極の対３０２及び３０４を備え、各々が基板３１０に形成された複数の電極手段３０６及び３０８を含む。

基板３１０は、第１の実施形態の基板２１０と同じであり、その特徴は、これゆえ再び詳細には説明しないが、参照が上記のその説明に行われる。

第２の実施形態における電極手段３０６及び３０８は、第１の実施形態におけるように電極フィンガ３０６、３０８の形態を有する。変形形態では、電極手段は、分割フィンガ３０６、３０８の形態も有することができ、それら自体のそれぞれのくし型電極に接続された２つ以上の直接隣り合う電極フィンガを各々含む。

第１の実施形態におけるように、変換器構造３００の電極フィンガ３０６及び３０８のすべては、金属であり、すべてが同じ長さｌ、幅ｗ及び厚さｔを有する。

再び、第２の実施形態の変形によれば、電極手段３０６、３０８は、寸法を変えることもでき、異なる長さｌ、幅ｗ及び厚さｔを有する。

交互の電位−Ｖ／＋Ｖのところの隣接するインターディジタル化された電極フィンガ３０６＿１及び３０８＿１は、第１の実施形態における電気−弾性源２２０のような電気−弾性源３１２を形成し、交互の電位＋Ｖ／−Ｖのところの隣接するインターディジタル化された電極フィンガ３０８＿１及び３０６＿２は、第１の実施形態における電気−弾性源２２２のような電気−弾性源３１４を形成する。さらに、隣接するインターディジタル化された電極フィンガの対３０６＿２、３０８＿２から３０６＿４、３０８＿４及び３０６＿５、３０８＿７から３０６＿７、３０８＿９は、電気−弾性源３１２を各々形成し、一方で、隣接するインターディジタル化された電極フィンガの対３０８＿２、３０６＿３と３０８＿３、３０６＿４及び３０８＿６、３０６＿５から３０８＿８、３０６＿７は、電気−弾性源３１４を各々形成する。交互の電位−Ｖ／＋Ｖの代わりに、一方のくし型電極は、マスのところであってもよい、又はそのくし型電極が、負荷／電源電位Ｖ_ＩＮ（図示せず）に接続されてもよい。

変換器構造は、対向するくし型電極３０２及び３０４からの２つの隣接する電極フィンガの間の、例えば、３０６＿２と３０８＿２との間の端部間電極フィンガ距離として規定されるそれ自体のピッチｐ_１により規定される。第２の実施形態による変換器構造３００は、本発明の第１の実施形態におけるように、λ_１＝２ｐ_１のようなブラッグ共振条件でさらに動作する。これゆえ、変換器構造３００に存在する電気−弾性源３１２のすべては、変換器構造３００が同期モードで動作するので、同相でありコヒーレントである。

第１の実施形態とは異なり、変換器構造３００は、領域３１６を含み、間に対向するインターディジタル化されたくし型電極３０２からのいずれの電極フィンガ３０６もない状態で同じ電位＋Ｖで３つの隣接する電極フィンガ３０８＿４から３０８＿６をともなう。変形形態によれば、３つの隣接する電極フィンガ３０８＿４から３０８＿６は、−Ｖに、又はマスに、又は負荷／電源電位Ｖ_ＩＮ（図示せず）に接続されることもある。

領域３１６では、間に対向する電極３０２からの電極フィンガ３０６のない状態で同じ電位＋Ｖで３つの隣接する電極フィンガ３０８＿４から３０８＿６を接続することによって、電気−弾性源３１２が、領域３１６では抑制されてきている。

しかしながら、電位＋Ｖである領域３１６の電極フィンガ３０８＿４が電位−Ｖの電極フィンガ３０６＿４の隣に位置するので、電気−弾性源３１８は、これら２つの隣接する電極フィンガ３０８＿４と３０６＿４との間に存在するだろうが、図３に示したように、ピッチｐ_２により規定される。ピッチｐ_２は、変換器構造のピッチｐ_１よりも実際には大きい。

実施形態の変形では、領域３１６は、変換器構造３００において別の位置に置かれることがある。領域３１６は、変換器構造３００のどちらかの末端部に置かれることもある。

変換器構造３００における領域３１６は、変換器構造３００の残りの部分の電極ピッチｐ_１とは異なる電極ピッチｐ_２を結果としてもたらす。電極ピッチｐ_１は、変換器構造の共振周波数を規定し、一方で領域３１６のピッチｐ_２は、変換器構造３００のカップリング強度を制御する。ピッチｐ_２は、同じくし型電極３０２又は３０４からの２つの隣接する電極フィンガの間の、例えば、ここでは３０６＿４と３０６＿５との間の端部間電極フィンガ距離として規定される波長λ_２を与える。電気−弾性源が領域３１６では抑制されてきているので、領域３１６のアクティブな電極フィンガ３０８の数が先行技術の構成に比べて削減され、先行技術の構成では、各々の電極フィンガがアクティブである。電極フィンガは、対向するくし型電極の別の電極フィンガとともに電気−弾性源を形成するときにアクティブとして規定される。

図示した変換器構造３００を用いると、領域３１４が変換器構造３００の残りのピッチｐ_１と比較して大きな変換器構造におけるピッチｐ_２の存在を結果としてもたらすという事実のために、電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２が、図１に図示したような先行技術の変換器構造の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２と比較して減少する。以前に述べたように、大きなピッチｐ_２は大きな波長λ_２、これゆえ、Δｆ／ｆ〜（２／３）ｋ_ｓ ^２であるので、共振周波数ｆ_ｒ２の低下及び電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２の減少に関係する。

領域３１６では、電気−弾性波は、両方の波長λ_１及びλ_２で、これゆえ、両方の共振周波数ｆ_ｒ１及びｆ_ｒ２で発生される。このことは、図１に示したような交互の電極を有する変換器構造と比較して低調波と呼ばれる、より低い周波数ｆ_ｒ２におけるコヒーレントモードの出現に対応する。さらにその上、発生源の抑制に起因して、電極フィンガのすべてがアクティブであること、例えば、発生源を形成することをともない構造に同じ総数の電極フィンガを有する従来技術の変換器構造と比較して、ｆ_ｒ１において少しの電気−弾性波しか発生しない。

変換器構造３００において共振周波数ｆ_ｒ１で電気−弾性源３１２及び３１４により発生された電気−弾性波は、複合基板３１０中へと発せられ、第１の実施形態におけるように、圧電層２１２とベース基板２１０との間のボンディング界面２１６のところで反射される。しかし、変換器構造３００では、これらの反射された弾性波の一部が、変換器構造３００の領域３１６で実際には再吸収されないだろう。さらにその上、電気−弾性源３１８により共振周波数ｆ_ｒ２で発生された電気−弾性波は、電気−弾性源３１２及び３１４により発生された電気−弾性波の残りとは同期しない、その結果、それらの反射された部分は、変換器構造３００の残りによっても再吸収されないだろう。

変換器構造３００の領域３１６における発生源の抑制の結果として、少しの弾性波しか、ｆ_ｒ１＝Ｖ／ｐ１により与えられる周波数ｆ_ｒ１のところで発生されず、変換器構造３００により発生された少しの反射された弾性波しか、変換器構造３００により再吸収されないだろう、及びこれゆえ、ＳＡＷフィルタデバイスにおいて使用されるときに、少しの寄生効果しかこのような変換器構造からは観察されないだろう。

変換器構造３００における発生源抑制構造の使用は、弾性波の振幅及び効果を減少させるように、複数の（例えば、多数の）周波数、ここでは例えば、ｆ_ｒ１及びｆ_ｒ２、にわたる反射された弾性波の分布のために、変換器構造において得られる反射された弾性波の発生及び検出の低下を結果としてもたらす。このことは、順に、このような変換器構造に関する寄生共振の減少につながる。

本発明の第３の実施形態による変換器構造４００が、図４に模式的に図示される。

変換器構造４００は、第２の実施形態と比較して複数の領域３１６を有し、基板４１０に複数の電極手段４０６及び４０８を有するインターディジタル化されたくし型電極の対４０２及び４０４を備え、これが第２の実施形態に対しての違いに過ぎない。すべての他の特徴は、同じであり、これゆえ再び詳細には説明しないが、参照が上記の説明に行われる。

電極手段４０６及び４０８は、第１及び第２の実施形態におけるように電極フィンガ又は分割フィンガ４０６及び４０８である。

基板４１０は、第１及び第２の実施形態の基板２０６又は３１０と同じ特性を有する。

変換器構造４００は、複数の電極フィンガ４０６＿１から４０６＿３及び４０８＿１から４０８＿３を備え、ここではインターディジタル化された電極フィンガの対４０６＿１、４０８＿１から４０６＿３、４０８＿３が、第１及び第２の実施形態におけるように交互の電位を有する。第１及び第２の実施形態におけるように複数の電気−弾性源４１４及び４１６が、変換器構造４００に存在し、交互の電位−Ｖ／＋Ｖ又は＋Ｖ／−Ｖで隣接する電極フィンガの対、例えば、それぞれ４０６＿１と４０８＿１及び４０８＿１と４０６＿２により規定されることが分かることがある。

第１及び第２の実施形態とは異なり、変換器構造４００は、電極フィンガ４０６、４０８を有する２つの領域４１６（４１６＿１、４１６＿２）を含み、その結果、くし型電極４０４が、間に対向するインターディジタル化されたくし型電極４０２からのいずれの電極フィンガ４０６もない状態で同じ電位＋Ｖで３つの隣接する電極フィンガ４０８＿４から４０８＿６及び４０８＿９から４０８＿１１２を有する。３つの隣接する電極フィンガ４０８＿４から４０８＿６及び４０８＿９から４０８＿１１は、−Ｖに、又はマスに、又は負荷／電源電位Ｖ_ＩＮ（図示せず）に接続されることもある。

これゆえ、第２の実施形態におけるように、各々の領域４１６では、間に対向する電極４０２からの電極フィンガ４０６のない状態で、同じ電位−Ｖで３つの隣接する電極フィンガ４０８＿４から４０８＿６及び４０８＿９から４０８＿１１を接続することによって、電気−弾性源が抑制されてきている。

しかしながら、第２の実施形態におけるように、電気−弾性源４１８は、隣接する電極フィンガ４０６＿４と４０８＿４との間及び４０８＿６と４０６＿５との間に存在するだろう、しかし図４に示したようにピッチｐ_２により規定される。ピッチｐ_２は、変換器構造４００のピッチｐ_１よりも実際には大きい。そして領域４１６＿２に関して、電気−弾性源４１８は、隣接する電極フィンガ４０６＿７と４０８＿９との間にさらに４０８＿１１と４０６＿８との間に存在するだろう、またピッチｐ_２により規定されるだろう。

この変形形態では、領域４１６＿１及び４１６＿２は、同じ電位で隣接する電極フィンガの同じ構成、すなわち３つを有する。他の変形形態によれば、同じ電位での隣接する電極フィンガの数は、例えば、互いに隣り合って同じ電位で３つ以上の電極フィンガを有することにより、１つから他の数まで変わることもある。これが、電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２のより大きな低下という結果をもたらすはずである。

変形形態によれば、電位の極性は、第１のインターディジタル化されたくし型電極４０２と第２のインターディジタル化されたくし型電極４０４との間で入れ替えられることがある、又は電位は、一方のくし型電極のマスに、及び他方のくし型電極の負荷／電源電位Ｖ_ＩＮに接続されることがある。

この実施形態では、領域４１６は、伝播方向ｘに、変換器構造４００に沿って非周期的に又はランダムに配置される。第２の領域４１６＿１は、３つのインターディジタル化されたくし型電極対により第２の領域４１６＿２から隔てられる。変形形態によれば、領域４１６は、伝播方向ｘに変換器構造に沿って互いに隣り合って配置されることがある。

第２の実施形態におけるように、変換器構造４００における複数の電気−弾性源抑制構造４１６の使用は、図１に示したような交互の電極を有する変換器構造と比較して低調波と呼ばれる、より低い周波数、すなわちここではｆ_ｒ２でのコヒーレントモードの出現という結果をもたらす。変換器構造４００に沿った領域４１６の非周期的な又はランダムな配置は、低周波数での位相コヒーレンスを低下させる際に役立ち、以て、このような変換器構造を使用するフィルタデバイスにおいて観察されるラトル効果を減少できる。

第２の実施形態におけるように、変換器構造４００の電気−弾性源４１２、４１４及び４１８により発生された電気−弾性波は、複合基板４１０中へと発せられ、圧電層２１２とベース基板２１０との間のボンディング界面２１６のところで反射される。

変換器構造４００における発生源の抑制の結果として、少しの弾性波しかｆ_ｒ１＝Ｖ／ｐ１により与えられる周波数ｆ_ｒ１で電気−弾性源４１２、４１４により発生されず、変換器構造４００により発生された少しの反射された弾性波しか、変換器構造４００によって再吸収されないだろう、及びそれゆえ少しの寄生効果しか、ＳＡＷフィルタデバイスにおいて使用されるときにこのような変換器構造から観測されないだろう。

第１及び第２の実施形態におけるように、周波数ｆ_１で電気−弾性源４１２、４１４から発生され反射された波は、電気−弾性源４１８によっては再吸収されず、変換器構造の領域４１６のために存在する。この実施形態では、さらにその上、第２の実施形態におけるように、異なる周波数ｆ_２で電気−弾性源４１８により発生され反射した波はまた、変換器構造４００の電気−弾性源４１２、４１４によっては再吸収されない又は少ししか再吸収されないだろう。概して、反射した弾性波の発生及び検出の低下が、それ自体の強度及び効果を低下させるように複数の（例えば、多数の）周波数にわたる反射した弾性波の分布のために変換器構造４００において得られる。このことは順に、このような変換器構造に関する寄生共振の減少をもたらす。

この実施形態では、２つの領域４１６が、変換器構造４００に図示される。変形形態によれば、２つ以上の領域４１６が、変換器構造４００に存在してもよい。上に説明したように、複合基板４１０に生成されたＳＡＷデバイスの変換器構造４００における複数の電気−弾性源領域の抑制を使用することにより、ＳＡＷデバイスの表面波伝播特性が、（例えば、電極ピッチｐにより与えられる共振の周波数を）基本的に変化させないで維持されることがあり、一方で、寄生バルク波伝播特性が、電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２の減少によって低下する。

変形形態によれば、図２及び図３に図示した領域の組合せ、したがって同じくし型電極に接続された隣接する電極の奇数個を有する１つ又は複数の領域及び偶数個を有する１つ又は複数の領域の組合せもまた含むことができる。

図５ａは、本発明の第４の実施形態によるＳＡＷフィルタデバイス５００を模式的に図示する。ＳＡＷフィルタデバイス５００は、複合基板５０２並びに１２個の共振器５１１から５１６及び５２１から５２６を備える。複合基板５０２は、ベース基板及び上部層を含み、以前の実施形態、例えば、第１の実施形態の説明に参照がなされる本発明の第１の実施形態に関して既に説明したベース基板２１４及び上部層２１２を有する基板２１０と同じ特性を有する。

この実施形態では、ＳＡＷフィルタデバイス５００は、ラダーフィルタであり、並列及び直列での共振器の縦接続を含む。フィルタの原理は、素子セルの実際の形に従っていわゆるＬ型、Ｔ型又はＰ型のものであってもよいインピーダンス素子セルを縦接続することから成る。

変形形態によれば、ＳＡＷフィルタデバイスは、もう１つのタイプのフィルタデバイス、例えば、平衡ブリッジ型フィルタデバイスであってもよい。実際に、ＳＡＷフィルタデバイスが実施形態１から３のうちの１つ又はこれらの組合せに従った共振器を含む限り、どんなＳＡＷフィルタデバイスが考えられてもよい。

この実施形態では、各々の共振器５１１から５１６及び５２１から５２６は、変換器構造及び２つの反射器を備え、変換器構造が２つの反射器の間に設置される。１２個の変換器のうちの少なくとも１つの変換器は、図２から図４に図示したような実施形態１から３による変換器構造２００、３００、４００のうちの１つに従って実現されることがある。これらの特徴は、再び詳細には説明しないが、参照がそれらの説明に行われる。１２個の変換器は、それら自体の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２が基本的に同じであるが、それら自体の構造が異なることがあり、とりわけ以降に説明するように、適正にフィルタ応答を整形するため共振周波数及び***振周波数を調整するように設計される。

共振器５１１から５１６は並列に設置され、一方で共振器５２１から５２６は直列に設置される。

このようなフィルタでは、直列の共振器５２１から５２６の共振は、中心周波数付近の伝送の最大値を確実にするために帯域幅の中心で並列共振器５１１から５１６の***振と一致する。並列共振器５１１から５１６の共振に対応する周波数のところで、それぞれ共振器系列５２１から５２６の***振、伝送は、ほとんどゼロであり、これが狭い遷移帯域で強い排除をともなうフィルタリング機能を設計することを可能にさせる。

既に述べたように、先行技術のＳＡＷフィルタデバイスでは、変換器構造により発生された電気弾性波は、圧電層の体積を進み、ベース基板との界面のところで反射される。これらの反射された波は、ＳＡＷデバイスのフィルタ特性を乱し、フィルタの帯域通過の外側のいわゆる「ラトル効果」をもたらし、以てデバイスの性能を低下させる。

本発明による変換器構造及びＳＡＷデバイスは、発生される電気−弾性波の量を減少させ、以て圧電層とベース基板との間の界面のところで反射される電気弾性波の量を減少させる。このことが、電気−弾性源を取り除き変換器構造の電気機械カップリングを減少させることによって可能にされる。変換器構造の電気機械カップリングのこの減少は、一定の動的容量のところでの変換器の静的な容量の人工的な増加に対応する（又は逆も同様である）。

加えて、本発明の実施形態１から３のうちの１つによる変換器構造２００、３００、４００と組み合わせて、０．９２〜２０％及びそれどころかそれ以上の範囲内の電気機械カップリング係数を有するＬｉＴａＯ_３又はＬｉＮｂＯ_３などの強い電気機械カップリングを備えた圧電材料を使用することによって、複合基板５０２に製造されたＳＡＷフィルタデバイス５００は、先行技術の変換器構造と比較して優れた温度安定性及び帯域通過のフィルタ特性の改善の両方を示すことができる。特に、０．１と２％との間の相対的なフィルタ帯域幅を有するＳＡＷフィルタデバイス５００が、実現されることがある。

図５ｂは、図５ａに図示したＳＡＷデバイス５００において変換器５１７として使用される変換器構造６００の実際的な例を模式的に図示する。

変換器構造６００は、複数の電極手段６０６及び６０８、ここでは基板６１０上のフィンガ、を有するインターディジタル化されたくし型電極の対６０２及び６０４を備える。

複合基板６１０は、シリコンのベース基板に設けられた、規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に沿った（ＹＸＩ）／４２°とも記される、４２°Ｙカット、Ｘ伝播を有するタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）層である。ＬｉＴａＯ_３は、２０μｍの厚さを有する。

変換器構造６００では、メタピリオド６１２が、Λ＝４λ＝８ｐとして定義されることがあり、ｐが変換器構造６００の電極ピッチである。合計で１０個の電極フィンガ６０４、６０８が、メタピリオド６１２にこれゆえ存在する。変換器構造６００は、合計で７つのメタピリオド６１２を含むが、それらのうちの３つだけ、６１２＿１、６１２＿２及び６１２＿３が図５ｂに図示される。

変換器構造６００の７つのメタピリオドの各々は、メタピリオドの各々において同じ電位のところに接続された複数の電極フィンガを有する少なくとも１つの領域６１４の存在のために、電気−弾性源の抑制部を備える。変換器構造は、図５ｂに示したメタピリオドの各々が発生源構造の異なる抑制部を備えるので、それ自体の構造内部に発生源の抑制部の非周期的な構成を示す。

メタピリオド６１２＿１では、領域６１４＿１は、電極フィンガ６０６＿１から６０６＿９の間に対向するインターディジタル化されたくし型電極６０４から何も電極フィンガ６０８がない状態で、同じ電位−Ｖで９つの電極フィンガ６０６＿１から６０６＿９を含む。１つだけの電気−弾性源６１６が、＋Ｖのところに接続された電極フィンガ６０８＿１と−Ｖのところに接続された電極フィンガ６０６＿１との間のメタピリオド６１２＿１に存在する。

メタピリオド６１２＿２では、２つの領域６１４＿２及び６１４＿３は、電極フィンガ６０６＿１０から６０６＿１５の間に及び電極フィンガ６０６＿１６から６０６＿１８の間に対向するインターディジタル化されたくし型電極６０４から何も電極フィンガ６０８がない状態で、同じ電位−Ｖで６つの電極フィンガ６０６＿１０から６０６＿１５及び３つの電極フィンガ６０６＿１６から６０６＿１８を含む。＋Ｖのところに接続された１つだけの電極フィンガ６０８＿２が、電極フィンガ６０６＿１５と６０６＿１６との間に存在し、その結果２つの電気−弾性源６１６及び６１８が、メタピリオド６１２＿２に存在する。

メタピリオド６１２＿３では、２つの領域６１４＿４及び６１４＿５は、電極フィンガ６０６＿１９と６０６＿２０との間に及び電極フィンガ６０６＿２１から６０６＿２７の間に対向するインターディジタル化されたくし型電極６０４から何も電極フィンガ６０８がない状態で、同じ電位−Ｖで各々の２つの電極フィンガ６０６＿１９及び６０６＿２０並びに７つの電極フィンガ６０６＿２１から６０６＿２７を含む。＋Ｖのところに接続された１つだけの電極フィンガ６０８＿３が、電極フィンガ６０６＿２０と６０６＿２１との間に存在し、その結果２つの電気−弾性源６１６及び６１８が、メタピリオド６１２＿３に存在する。

図１に示したような、すべての電極フィンガが交互の電位である変換器構造１００と比較して、この実施形態では、図５ｂに示したような領域６１４＿１から６１４＿４の非周期的な組合せが、電気−弾性源の抑制という結果をもたらし、このことが順に電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２の減少という結果をもたらす。

図５ｃは、Ｙ軸にプロットした電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２が、Ｘ軸にプロットした変換器構造内部のアクティブ電極フィンガとも呼ばれる接続された電極フィンガの数とともにどのように変化するかを示す。電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２の３つの実験値が、２、３及び４に対応する接続された電極の数に対してプロットされ、それぞれ０．０１４％、０．０２２％及び０．０３％の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２値に対応する。グラフに描かれた直線は、多項式：ｆ（ｘ）＝ａＸ^２＋ｂＸ＋ｃ（％）を使用した実験データの理論的フィットに対応する。

変換器構造６００に関して、交互の電位に接続されるメタピリオドに存在する１０個の電極フィンガのうちの２つだけの隣接する電極フィンガを用いて、１．４％の程度の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２が得られることが分かる。このことは、交互の電位に接続される隣接する電極フィンガのうちの１対だけを有するメタピリオドに対応する。

接続されるメタピリオドの電極フィンガの数が増加するときに、電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２の増加が直線的であることが分かる。変換器構造１００のような従来技術の変換器構造に対応し交互の電位に接続されるメタピリオドの５対の電極フィンガに関して、３．８％の電気機械カップリング係数ｋ_ｓ ^２が得られる。

変換器構造６００を用いて、０．６５‰及び０．４％の相対的なフィルタ帯域幅並びに６ｄＢ未満の帯域幅損失を有する図５ａに図示したようなＳＡＷフィルタデバイスが得られる。これは、Ｘ軸の規格化した周波数に対する左のＹ軸の伝達関数の係数を描いている図５ｂに図示され、太い黒の線に対応し、一方で、μｓでの群遅延が、右のＹ軸にプロットされ、図５ｄの細い黒の線に対応する。

群遅延は、通過帯域内の位相直線性の像を与える。例えば、ｔｇの一定値は、直線位相を意味し、これはフィルタにとって注意される特徴のうちの１つである。さらにその上、図５ｂに図示されたような変換器構造６００を使用するＳＡＷフィルタデバイス５００を用いると、−０．９と１ｐｐｍ／Ｋとの間に含まれる１次のＴＣＦ（ＴＣＦ_１）及び３０と３６ｐｐｂ／Ｋとの間に含まれる２次のＴＣＦ（ＴＣＦ_２）を有する温度感度が達成されることがある。熱感度は、周囲温度Ｔ_０＝２５℃付近でＴＣＦ_１及びＴＣＦ_２により特徴づけられる。その式は、次の通りである：
ｆ＝ｆ_０×（１＋ＴＣＦ_１（Ｔ−Ｔ_０）＋ＴＣＦ_２（Ｔ−Ｔ_０）^２）
この式は、標準デバイスのＳＡＷにとって一般的であるように二次に限定される温度−周波数依存性の多項式展開に対応する。ＴＣＦ_１及びＴＣＦ_２は、伝達関数の所与の強度／位相点についての実験的な周波数−温度測定値又は反射係数又はフィルタの自己アドミッタンス、トランスアドミッタンス若しくは自己インピーダンス若しくはトランスインピーダンスを考慮するベストフィット手順を使用することによって正確に得られることがある。

最後に、図５ｅには、変換器構造６００において電気−弾性源の抑制の有無で、図５ｂの変換器構造６００を備えた図５ａのＳＡＷフィルタデバイス５００に関するシミュレーションしたＳＡＷフィルタデバイス特性が示される。再び、図５ｅには、Ｘ軸の規格化した周波数に対する左のＹ軸の伝達関数の係数及び右のＹ軸の群遅延が図示される。

従来技術におけるような、すなわち、電気−弾性源の抑制を用いない変換器構造の周期的な構成のケースでは、ＳＡＷフィルタデバイスの帯域通過周波数の外側の周波数である、規格化した周波数についての０．８２５及び１．２５の値のところに２つの強い寄生共振が存在する。

電気−弾性源の抑制の非周期的な配置が実行されるときには、０．８２５及び１．２５の値のところでの寄生共振が消滅する。したがって、コヒーレントな低調波源の削除による帯域外排除の改善が明らかである。このことは、非周期的な構造が低調波に起因する何らかの擾乱なしにむしろ単一ピリオド構造のように振る舞い、これゆえ、フィルタ単一共振器のより良い動作、及びこれゆえ全体的なフィルタ応答の改善をもたらすという事実によって説明される。

上に説明したように、複合基板を有するＳＡＷフィルタデバイスにおける反射したバルク弾性波伝播からの寄生共振の効果は、ＳＡＷデバイスの表面モード共振周波数ｆ_ｒが、構造的な特徴を保ちつつ変換器構造の全体を通して同じ又はほぼ同じ、すなわち、電極フィンガの幅及び厚さが変換器構造全体を通して同じままであるような方法で、ＳＡＷフィルタデバイスにおいて使用される変換器構造の１つ又は複数の領域の電気−弾性源を抑制することによって低減されることがある。

本発明の多くの実施形態が、説明されてきている。それにも拘らず、様々な修正及び強調が、別記の特許請求の範囲から逸脱せずに行われてもよいことが理解される。

Claims (18)

1. 弾性波伝播基板（２１０、３１０、４１０、５０２、６１０）に形成された表面弾性波デバイスのための変換器構造であって、前記変換器構造が電気的負荷及び／又は電源とカップリングするように構成され、
   前記基板（２１０、３１０、４１０、５０２、６１０）に形成されたインターディジタル化されたくし型電極の対（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）であって、前記インターディジタル化されたくし型電極の対（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）が異なるくし型電極（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）に属し２つの隣接する電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）の間の端部間電極手段距離として規定されるピッチｐを有する隣接する電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）を備え、前記ピッチｐがｐ＝λ／２により与えられるブラッグ条件を満足し、λが前記変換器の動作弾性波長であり、前記電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）がすべて同じ幾何形状を有する、インターディジタル化されたくし型電極の対（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）を備える変換器構造において、
   前記インターディジタル化されたくし型電極の対（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）は、２つ以上の隣接する電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）が前記同じくし型電極（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）に属し、一方で前記ピッチｐに対応する互いに対する端部間距離を有し、同じ幾何形状を有する少なくとも１つの領域（２１８、３１６、４１６、６１４）を備える
   ことを特徴とする、変換器構造。
2. 前記同じくし型電極（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）に属する２つ以上の電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）を有する複数の領域（２１８、３１６、４１６、６１４）を備える、請求項１に記載の変換器構造。
3. 前記電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）が、電極フィンガ又は分割フィンガであり、前記分割フィンガが、同じ電位で２つ以上の隣り合う電極フィンガを含む、請求項１又は２に記載の変換器構造。
4. 前記同じくし型電極（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）に属する２つ以上の隣接する電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）を有する複数の領域（２１８、３１６、４１６、６１４）が、周期的には配置されず、特にランダムに配置される、請求項１〜３のいずれか一項に記載の変換器構造。
5. 前記同じくし型電極（２０４）に属する２つ以上の隣接する電極手段（２０８）を有する前記少なくとも１つの領域（２１８）、特に前記少なくとも１つの領域（２１８）のうちの各々が、前記同じくし型電極（２０４）に属する隣接する電極手段（２０８＿４、２０８＿５）のうちの偶数個、特に２つだけを含む、請求項１〜４のいずれか一項に記載の変換器構造。
6. 前記同じくし型電極（３０４、４０４、６０２）に属する２つ以上の隣接する電極手段（３０８、４０８、６０６）を有する前記少なくとも１つの領域（３１６、４１６、６１４）、特に、前記少なくとも１つの領域（３１６、４１６、６１４）のうちの各々が、前記同じくし型電極（３０４、４０４、６０２）に属する隣接する電極手段（３０８＿５、３０８＿６、３０８＿７、４０８＿４、４０８＿５、４０８＿６、４０８＿９、４０８＿１０、４０８＿１１、６０６＿１６、６０６＿１７、６０６＿１８）のうちの奇数個、特に３つだけを含む、請求項１〜５のいずれか一項に記載の変換器構造。
7. 前記同じくし型電極（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）に属する隣接する電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）の数が、前記同じくし型電極（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）に属する２つ以上の隣接する電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）を有する少なくとも２つの領域（２１８、３１６、４１６、６１４）の間で異なる、請求項１〜６のいずれか一項に記載の変換器構造。
8. 前記同じくし型電極（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）に属する前記隣接する電極手段（２０６、２０８、３０６、３０８、４０６、４０８、６０６、６０８）が、両方のくし型電極（２０２、２０４、３０２、３０４、４０２、４０４、６０２、６０４）に設けられる、請求項１〜７のいずれか一項に記載の変換器構造。
9. 前記基板（２１０、３１０、４１０、５０２、６１０）が、少なくとも１つの第１の材料のベース基板（２１４）及び圧電材料の上部層（２１２）を含む複合基板（２１０、３１０、４１０、５０２、６１０）であり、前記圧電層（２１２）がタンタル酸リチウムＬｉＴａＯ_３又はニオブ酸リチウムＬｉＮｂＯ_３である、請求項１〜８のいずれか一項に記載の変換器構造。
10. 前記圧電層（２１２）が、３６°＜∂＜５２°で（ＹＸＩ）／∂として規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に従って規定された結晶方位を有するタンタル酸リチウムＬｉＴａＯ_３、特に、規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に従った（ＹＸＩ）／４２°カットとして規定された、４２°Ｙカット、Ｘ伝播を有するＬｉＴａＯ_３である、請求項９に記載の変換器構造。
11. 前記圧電層（２１２）が、３６°＜∂＜５２°若しくは６０°＜∂＜６８°若しくは１２０°＜∂＜１４０°で（ＹＸＩ）／∂として、又は８５°＜Ψ＜９５°で（ＹＸｔ）／Ψとして、又はΦ＝９０°、−３０°＜∂＜＋４５°及び０°＜Ψ＜４５°で（ＹＸｗＩｔ）／Φ∂Ψとして規格ＩＥＥＥ１９４９ Ｓｔｄ−１７６に従って規定された結晶方位を有するニオブ酸リチウムＬｉＮｂＯ_３である、請求項９に記載の変換器構造。
12. 前記ベース基板（２１４）が、シリコンを含む、請求項９〜１１のいずれか一項に記載の変換器構造。
13. 前記ベース基板（２１４）に形成された前記圧電層（２１２）の厚さが、１波長よりも大きい、特に２０μｍ程度である、請求項９〜１２のいずれか一項に記載の変換器構造。
14. 前記ベース基板（２１４）の前記材料及び前記圧電材料（２１２）が、異なる周波数の温度係数（ＴＣＦ）、特に反対の周波数の温度係数（ＴＣＦ）を有する、請求項９〜１３のいずれか一項に記載の変換器構造。
15. 前記ベース基板（２１４）の前記材料が、前記圧電材料（２１２）のうちの１つよりも小さい、特に最小で１０分の１小さい、さらに特に、１０分の１よりも小さい熱膨張を有する、請求項９〜１４のいずれか一項に記載の変換器構造。
16. 請求項１〜１５のいずれか一項に記載の少なくとも１つの変換器構造（２００、３００、４００、６００）を備える、表面弾性波フィルタデバイス。
17. 前記表面弾性波フィルタデバイスの各々の変換器構造（２００、３００、４００、６００）が同じ構成を有する、請求項１６に記載の表面弾性波フィルタデバイス。
18. フィルタ帯域通過が、所与のモード基板カップルに関して実現可能な最大帯域通過よりも狭い、特に０．１と２％との間を含む、請求項１６又は１７に記載の表面弾性波フィルタデバイス。

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