JP2020141534A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
Description
(制御回路の遅延時間)>Idsが0Aに到達するまでの時間
という条件が成立すると、逆流が発生して素子破壊に至るおそれがある(第2の問題点)。
なお、上記不等式の「Idsが0Aに到達するまでの時間」の開始点は、ターンオフ判定しきい値によるオフタイミング(OFF_SIG信号)の検出時点である。
本発明の他の目的は、二次側の同期整流素子の制御に求められる応答速度を緩和できるとともに、DCM(電流不連続モード)からCCM(電流連続モード)へ移行した直後、CCMのターンオフ判定しきい値に調整されるまでの間に、逆流が発生して素子破壊に至るような危険な状態が発生するのを回避できるようにすることにある。
本発明のさらに他の目的は、CCM(電流連続モード)で動作する状況下で、ターンオフ判定しきい値が過剰に補正されるのを防止して、ターンオフのタイミングがばたつくのを回避し効率の低下を防止できるようにすることにある。
電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側コイルと直列形態に接続された主スイッチング素子と、該主スイッチング素子をオン、オフ制御する一次側制御回路と、前記トランスの二次側コイルと直列形態に接続された同期整流用MOSトランジスタと、該同期整流用MOSトランジスタをオン、オフ制御する二次側制御回路と、を有するスイッチング電源装置であって、
前記二次側制御回路は、
前記同期整流用MOSトランジスタのドレイン電圧と所定のしきい値電圧とを比較して該同期整流用MOSトランジスタをオフさせるタイミングを検出するオフタイミング検出回路と、
前記しきい値電圧を設定するしきい値電圧設定回路と、
を備え、前記しきい値電圧設定回路は、前記二次側コイルの導通期間、または一次側コイルの導通期間に前記二次側コイルの導通期間を加算した期間を基に、前記しきい値電圧を設定するように構成したものである。
前記ドレイン電圧が立ち上がる直前に設定された判定タイミングに所定の判定タイミング信号を生成する判定タイミング検出回路と、
前記判定タイミング信号と前記オフタイミング検出回路より出力されるオフタイミング検出信号とを比較してタイミングの早い方の信号を判定するタイミング判定回路と、
前記タイミング判定回路の判定結果に応じて設定する前記しきい値電圧を調整する電圧調整回路と、を備えように構成することで、実現することができる。
前記タイミング判定回路が、前記判定タイミング信号の方が前記オフタイミング検出信号よりも前であると判定した場合に、前記電圧調整回路により、オフタイミングが早くなるように前記しきい値電圧を調整するように構成する。
さらに、望ましくは、前記しきい値電圧設定回路は、
前記タイミング判定回路が、前記判定タイミング信号の方が前記オフタイミング検出信号よりも後であると判定した場合に、前記電圧調整回路により、オフタイミングが遅くなるように前記しきい値電圧を調整するように構成する。
また、しきい値によるオフタイミングの検出よりも手前に、判定タイミングを設定することができ、二次側の同期整流素子の制御に求められる応答速度を緩和できる。
ここで、前記二次側制御回路は、前記判定タイミング信号の方が前記オフタイミング検出信号よりも前であると判定した場合に、前記判定タイミングで前記同期整流用MOSトランジスタをオフするように構成すると良い。
前記ドレイン電圧と前記第1電圧よりも低い第2電圧とを比較して、前記ドレイン電圧が立ち上がる際の第2タイミングを検出する第2ドレイン検出回路と、
前記第1ドレイン検出回路の検出信号と前記第2ドレイン検出回路の検出信号の時間差が、予め設定された所定値を超えた場合に電流不連続モードであると判定するモード判定回路と、を備え、
前記モード判定回路は、前記電流不連続モードであることを示す信号を前記電圧調整回路へ出力するように構成する。
かかる構成によれば、電圧調整回路が、電流連続モードか電流不連続モードかに応じてターンオフ判定しきい値電圧の調整を実行可能にすることができる。
かかる構成によれば、DCMからCCMへ移行した直後、CCMのターンオフ判定しきい値に調整されるまでの間に、逆流が発生して素子破壊に至るような危険な状態が発生するのを回避することができる。
これにより、判定タイミングによるオフタイミングの検出が優先されるため、重畳電流が大きいCCMの条況下でターンオフのバタつきを低減することができ、効率の低下を防止することができる。
図1は、本発明を適用した同期整流方式のスイッチング電源装置の一実施形態を示す。
この実施形態におけるスイッチング電源装置は、一次側コイルLpと二次側コイルLsおよび補助巻線Laを有する電圧変換用のトランス10を備え、該トランス10の一次側にNチャネルMOSトランジスタからなるスイッチング素子SWおよびその制御回路(一次側制御回路)11を設け、二次側に同期整流素子としてのMOSトランジスタS0およびその制御回路(二次側制御回路)20を設けた絶縁型DC−DCコンバータとして構成されている。この実施形態では、トランス10に、二次側コイルLsの極性が一次側コイルLpと逆極性のものが使用されており、フライバックコンバータとして動作するように構成されている。
また、この実施例のDC−DCコンバータは、一次側制御回路11に接続され二次側の回路からのフィードバック信号を受ける受光用のフォトトランジスタPTを備え、一次側制御回路11はフィードバック信号に応じてスイッチング素子SWのスイッチング周波数またはデューティ比を変化させて、負荷の変動および入力電圧の変動に対応するように構成されている。
出力端子OUT1には二次側制御回路20の電源端子VDDが接続されており、出力電圧VOUTが二次側制御回路20に電源電圧Vcc2として供給される。二次側制御回路20の電源電圧は、トランス10の補助巻線に誘起された電圧を整流して供給するように構成しても良い。
また、トランス10の二次側には、出力端子OUT1−OUT2間に、フィードバック用のフォトダイオードPDおよびシャントレギュレータSRが直列に接続されている。
また、二次側のフォトダイオードPDと一次側のフォトトランジスタPTは、絶縁型信号伝達手段としてのフォトインタラプタを構成しており、二次側のフォトダイオードPDから発せられた光が一次側のフォトトランジスタPTにより受光用されて光の強度に応じたフィードバック信号が生成され、一次側制御回路11はこのフィードバック信号に応じてスイッチング素子SWを制御する。
図2に示されているように、二次側制御回路20は、同期整流用MOSトランジスタS0のドレイン端子が接続されるドレイン電圧検出端子P1の電圧と所定のしきい値電圧Vth_on(例えば-200mV)とを比較するコンパレータなどからなるオンタイミング検出回路21、ドレイン電圧検出端子P1の電圧と所定のしきい値電圧Vth_off(例えば+30mV〜-150mV)とを比較するコンパレータなどからなるオフタイミング検出回路22、ドレイン電圧検出端子P1の電圧と所定のしきい値電圧V1(例えばピーク電圧×90%)とを比較するコンパレータなどからなる第1ドレイン電圧検出回路23、ドレイン電圧検出端子P1の電圧とV1よりも低い所定のしきい値電圧V2(例えば2V)とを比較するコンパレータなどからなる第2ドレイン電圧検出回路24を備える。
ドレイン電圧検出用のしきい値電圧V1とV2は、V1>V2の関係が成立し、V2がしきい値Vth_offよりも高い電圧であればどのような電位でもよい。
オン・オフ制御回路28は、RSフリップフロップなどにより構成され、オンタイミング検出回路21の出力信号ON_SIGが立ち上がるとゲート駆動信号VGをハイレベルに変化させて同期整流用のMOSトランジスタS0をオンさせ、オフタイミング検出回路22の出力信号OFF_SIGまたは判定タイミング検出回路26の出力Judge_SIGが立ち上がるとゲート駆動信号VGをロウレベルに変化させてS0をオフさせる制御信号を生成する。
図3に示されているように、判定タイミング検出回路26は、電源電圧端子REGと接地点との間に直列に接続された定電流源CC1およびオン・オフスイッチS1,S2と、スイッチS1とS2の接続ノードN1と接地点との間に接続されたコンデンサC1を備える。スイッチS1は第2ドレイン電圧検出回路24の出力VDLによりオン、オフされ、S2はVDL信号の立ち上がりに同期してパルスを生成するワンショットパルス生成回路OPG1の出力パルスによりオン、オフされるように構成されており、VDLがハイレベルの期間だけ定電流源CC1の電流によりコンデンサC1が充電され、VDLのパルス幅に応じた電圧Tjudgeを出力するタイマ回路として機能する。
図5において、(a)は同期整流用MOSトランジスタS0のドレイン電圧VD、(b)はコンデンサC1の充電電圧Tjudge、(c)はサンプルホールド回路S/Hのサンプリングパルスφs、(d)は判定タイミング検出回路26から出力される判定タイミング信号Judge_SIG、(e)は第2ドレイン電圧検出回路24の出力VDLの変化をそれぞれ示す。サンプリングパルスφsは、同期整流用MOSトランジスタS0の導通期間が終了したタイミングで、サンプルホールド回路S/Hへ供給される。
これとともに、定電流源CC1の電流によるコンデンサC1の充電が開始され、(b)に示すようにコンデンサC1の充電電圧Tjudgeが次第に高くなる。そして、Tjudgeがサンプルホールド回路S/Hの保持電圧Vshに達すると(タイミングt2)、コンパレータCMPの出力が反転してインバータINVから出力される判定タイミング信号Judge_SIGがハイレベルに変化する。また、コンデンサC1の充電電圧Tjudgeにオフセットを加えた電圧が、(c)のサンプリングパルスφsによってサンプルホールド回路S/Hに取り込まれ、保持される。上記動作を繰り返すことで、(d)に示すように変化する判定タイミング信号Judge_SIGが生成される。
本実施形態の二次側制御回路20においては、例えばORゲートG1を介してオフタイミング検出回路22の出力OFF_SIGと判定タイミング信号Judge_SIGがオン・オフ制御回路28へ入力されることにより、オン・オフ制御回路28は、OFF_SIG信号とJudge_SIG信号のうち立ち上がりの早い方のタイミング(t11,t14)で、同期整流用MOSトランジスタS0のゲート駆動信号VGを立ち下げてオフさせるように構成されている。
そのため、図7(A)に示すように、判定タイミング信号Judge_SIGよりもオフタイミング検出回路22の出力OFF_SIGの立ち上がりの方が早い状態が連続すると、コンデンサC2の充電電圧であるオフタイミング判定しきい値Vth_offが少しずつ段階的に高くなるようにされ、それによってオフタイミング検出信号OFF_SIの立ち上がりが遅くなり、判定タイミング信号Judge_SIGの立ち上がりタイミングと一致するように動作する。
上記説明から分かるように、本実施形態の二次側制御回路20においては、二次側同期整流用MOSトランジスタS0の導通期間を元に判定タイミングを決めて、オフタイミング検出信号OFF_SIGと判定タイミング信号Judge_SIGの立ち上がりの前後関係を判断し、ターンオフ判定のしきい値を調整している。つまり、特許文献1の発明のように、同期整流用MOSトランジスタS0のボディダイオードの導通期間に応じて、ターンオフ判定のしきい値を調整することはしていない。
これにより、CCMへ移行した直後、ターンオフ判定しきい値に調整されるまでの間に、
(制御回路の遅延時間)>Idsが0Aに到達するまでの時間
という条件が成立するのを回避することができ、二次側の同期整流素子の制御に求められる応答速度を緩和することができる。また、上記条件の成立により逆流が発生して素子破壊に至るのを防止することができる(第2の問題点の解決)。なお、上記不等式の「Idsが0Aに到達するまでの時間」の開始点は、ターンオフ判定しきい値によるオフタイミング(OFF_SIG信号)の検出時点である。
図8のうち(a)には、DCM(電流不連続モード)時のドレイン電圧VDの変化が実線Aで、またCCM(電流連続モード)時のドレイン電圧VDの変化が破線Bで示されている。また、(g)には、DCM時の同期整流用のMOSトランジスタS0のドレイン電流Idsの変化が実線Aで、またCCM時のドレイン電流Idsの変化が破線Bで示されている。
DCM検出回路25は、図示しないタイマ回路で(c)の時間幅を電圧に変換して所定のしきい値電圧Vtを超えた場合にDCMと判定して、出力信号DCM_SIGを、図8(e)に示すようにロウレベルからハイレベルに立ち上げる。
そのため、この信号DCM_SIGを受ける電圧調整回路27は、CCMで判定タイミングの方がオフタイミングよりも前である場合には判定しきい値Vthを調整する動作をせず、前回の電圧を維持する。
さらに、本発明に係る二次側同期整流制御回路は、図1に示すようなフライバック方式のスイッチング電源装置(DC−DCコンバータ)に限定されるものではなく、例えばハーブブリッジ方式など他の方式のDC−DCコンバータにも適用可能である。また、一次側にインダクタとコンデンサからなる電流共振回路を設けたLLC共振コンバータにも適用することが可能である。
Claims (7)
- 電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側コイルと直列形態に接続された主スイッチング素子と、該主スイッチング素子をオン、オフ制御する一次側制御回路と、前記トランスの二次側コイルと直列形態に接続された同期整流用MOSトランジスタと、該同期整流用MOSトランジスタをオン、オフ制御する二次側制御回路と、を有するスイッチング電源装置であって、
前記二次側制御回路は、
前記同期整流用MOSトランジスタのドレイン電圧と所定のしきい値電圧とを比較して該同期整流用MOSトランジスタをオフさせるタイミングを検出するオフタイミング検出回路と、
前記しきい値電圧を設定するしきい値電圧設定回路と、
を備え、前記しきい値電圧設定回路は、前記二次側コイルの導通期間、または一次側コイルの導通期間に前記二次側コイルの導通期間を加算した期間を基に、前記しきい値電圧を設定するように構成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記しきい値電圧設定回路は、
前記ドレイン電圧が立ち上がる直前に設定された判定タイミングに所定の判定タイミング信号を生成する判定タイミング検出回路と、
前記判定タイミング信号と前記オフタイミング検出回路より出力されるオフタイミング検出信号とを比較してタイミングの早い方の信号を判定するタイミング判定回路と、
前記タイミング判定回路の判定結果に応じて設定する前記しきい値電圧を調整する電圧調整回路と、を備えていることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 前記しきい値電圧設定回路は、
前記タイミング判定回路が、前記判定タイミング信号の方が前記オフタイミング検出信号よりも前であると判定した場合に、前記電圧調整回路により、オフタイミングが早くなるように前記しきい値電圧を調整するように構成されていることを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。 - 前記しきい値電圧設定回路は、
前記タイミング判定回路が、前記判定タイミング信号の方が前記オフタイミング検出信号よりも後であると判定した場合に、前記電圧調整回路により、オフタイミングが遅くなるように前記しきい値電圧を調整するように構成されていることを特徴とする請求項2または3に記載のスイッチング電源装置。 - 前記ドレイン電圧と所定の第1電圧とを比較して、前記同期整流用MOSトランジスタがオフされたのち前記ドレイン電圧が立ち上がる際の第1タイミングを検出する第1ドレイン検出回路と、
前記ドレイン電圧と前記第1電圧よりも低い第2電圧とを比較して、前記ドレイン電圧が立ち上がる際の第2タイミングを検出する第2ドレイン検出回路と、
前記第1ドレイン検出回路の検出信号と前記第2ドレイン検出回路の検出信号の時間差が、予め設定された所定値を超えた場合に電流不連続モードであると判定するモード判定回路と、を備え、
前記モード判定回路は、前記電流不連続モードであることを示す信号を前記電圧調整回路へ出力するように構成されていることを特徴とする請求項2〜4のいずれかに記載のスイッチング電源装置。 - 前記電圧調整回路は、前記電流不連続モードであることを示す信号が入力されていない場合に、オフタイミングを遅くするような前記しきい値電圧の調整を行わないように構成されていることを特徴とする請求項5に記載のスイッチング電源装置。
- 前記二次側制御回路は、前記判定タイミング信号の方が前記オフタイミング検出信号よりも前であると判定した場合に、前記判定タイミングで前記同期整流用MOSトランジスタをオフするように構成されていることを特徴とする請求項2〜6のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
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