CN111641340A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种开关电源装置。在二次侧具备同步整流元件的开关电源装置中，缓和二次侧同步整流元件的控制所要求的响应速度，并且能够避免在同步整流元件中发生逆流这样的危险的关断的延迟。在具有对由绝缘栅场效应晶体管构成的同步整流用MOS晶体管(S0)进行接通、断开控制的二次侧控制电路(20)的开关电源装置中，二次侧控制电路具备：断开定时检测电路(22)，其比较同步整流用MOS晶体管的漏极电压与预定的阈值电压来检测该同步整流用MOS晶体管的断开定时；以及阈值电压设定电路(27)，其设定上述阈值电压，阈值电压设定电路根据二次侧线圈的导通期间或一次侧线圈的导通期间加上二次侧线圈的导通期间而得的期间，设定上述阈值电压。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及具备电压变换用变压器的开关控制方式的直流电源装置，例如涉及利用于在变压器的二次侧设有同步整流开关的绝缘型DC-DC变换器而有效的技术。
背景技术
以往，作为开关电源装置之一，有如下的开关电源装置(绝缘型DC-DC变换器)：具备用于使电流间断性地流过变压器的一次侧线圈的作为开关元件的MOS晶体管(绝缘栅场效应晶体管)以及对该元件进行接通/断开控制的控制电路(IC)，将电流流过一次侧线圈而在二次侧线圈中感应出的电流通告二极管进行整流，并利用电容器进行平滑后输出。该DC-DC变换器也可以使用于将对输入的AC电压进行整流而生成的DC电压输入到变压器的一次侧的AC-DC变换器。
然而，在二次侧电路使用整流用二极管的绝缘型DC-DC变换器中，整流用二极管中的损耗较大，成为效率降低的原因。因此，例如存在专利文献1、2中所记载的那样的技术：代替二次侧电路的整流用二极管而设置同步整流用的开关元件(MOS晶体管)，并且通过二次侧控制电路检测二次侧开关元件的端子电压(源极漏极间电压)，与一次侧电路的开关元件的断开定时同步地对二次侧开关元件进行接通控制，由此降低整流元件的损耗并实现高效率化。
在二次侧同步整流方式的绝缘型DC-DC变换器中，二次侧的同步整流用MOS晶体管的接通/断开控制通常通过检测该MOS晶体管的源极漏极间电压来进行。但是，MOS晶体管的接通电阻(通常为数mΩ)导致的电压下降非常小，因此存在为了检测源极漏极间电压而需要高精度且偏差较少的稳定的检测电路(比较器)的课题。专利文献1的发明提出了解决这样的课题的方法。同步整流用MOS晶体管的源极端子通常与二次侧的接地点连接，因此在以下的说明中，将源极漏极间电压简单地称为漏极电压。
在专利文献1所记载的发明中，具备：第1定时检测电路，其检测在同步整流用的开关元件的体二极管中流过正向电流的定时；第2定时检测电路，其检测开关元件的接通/断开控制信号的变化定时；第3定时检测电路，其检测在体二极管断开的瞬间产生的反向电压的变化定时，生成开关元件的接通/断开控制信号，以便在上述第1定时接通上述开关元件，在上述第3定时前断开开关元件，并且使该开关元件的断开定时接近上述第3定时。并且，设有由第2定时检测电路的检测信号启动并输出以固定的速度变化的电压的具有定时器功能的电路、比较该定时器电路的输出电压与阈值电压(以下，称为阈值)的比较器，根据上述第2定时与第3定时的时间差，使上述阈值发生变化。
然而，在上述那样的绝缘型DC-DC变换器中，根据第2定时与第3定时的时间差(同步整流用MOS晶体管的体二极管的导通时间)调整定时器功能的阈值来决定关断定时，因此例如存在如下的问题(第1问题)：例如切换电源装置的输入或输出的条件而一次侧或二次侧的导通期间发生了变化时等，关断定时通过反馈到达稳定点为止需要时间，关断定时的调整延迟，由此，在开关元件中流过逆向电流，有可能导致元件损坏。
另一方面，专利文献2所记载的发明中提出了设有如下的死区时间自调整模块的方案：对同步整流器(MOS晶体管)的漏极电压超过关断判定阈值而上升的情况进行响应，关断同步整流器，根据在同步整流器的关断和同步整流器的体二极管的导通结束的期间检测出的死区时间(dead time)调整关断判定阈值，并且生成接通/断开控制信号的同步整流器驱动器中具有根据检测出的上述死区时间对调制接通/断开控制信号的电流进行调整的功能。
在具备上述这样的结构的专利文献2的电源装置中，在负荷较大的情况下的电流连续模式(CCM)下，一次侧关断以后的电流斜率变陡，因此为了防止逆流，必须在漏极电流Ids到达0A为止完成从基于阈值的断开信号检测到同步整流用MOS晶体管的关断为止的控制。但是，通常，若MOS晶体管的电流斜率向变大的方向变化，则漏极电压因寄生电感成分而上升，因此基于关断判定阈值的断开信号检测点倾向于提前。
然而，在临界附近的CCM中，从电流的斜率变化起至到达0A为止的时间非常短。因此，从基于阈值的断开定时的检测到关断MOS晶体管为止的控制需要高速的响应，要求高性能的控制电路。此外，从DCM转移到CCM之后，到调整为CCM的关断判定阈值为止的期间，若(控制电路的延迟时间)＞Ids到达0A为止的时间这样的条件成立，则有可能产生逆流而导致元件损坏(第2问题)。另外，上述不等式的“Ids到达0A为止的时间”的开始点为基于关断判定阈值的断开定时(OFF_SIG信号)的检出时间点。
此外，具备专利文献2的同步整流器的电源装置在CCM下以一次侧控制IC的周期被固定的状态动作。在该状况下，在完全释放二次侧线圈的积蓄能量前关断同步整流器而残留的能量的电流在接通后被相加而产生的重叠电流的大小，即使在电源装置的输入输出条件的微小变化下也发生变化。此外，因针对干扰噪音的反馈控制等原因，重叠电流也会发生变化。但是，在专利文献2的同步整流器中，通过重叠电流将关断判定阈值调整到比DCM的情况提前关断的一侧。因此，关断点也因输入输出条件的微小变化、干扰噪声而从最佳值偏离，因此成为关断的定时抖动的原因，存在导致效率下降的问题(第3问题)。
专利文献1：日本专利第4862432号公报
专利文献2：美国专利第10027235号公报
发明内容
本发明是为了解决上述那样的问题而提出的，其目的在于，在具备电压变换用变压器和二次侧同步整流元件的开关电源装置中，即使一次侧、二次侧的导通期间发生变化，也能够避免在同步整流元件中产生逆流的关断的延迟。
本发明的其他目的在于，能够缓和二次侧同步整流元件的控制所要求的响应速度，并且能够避免在从DCM(电流不连续模式)转移至CCM(电流连续模式)之后、调整为CCM的关断判定阈值为止的期间，产生逆流而导致元件损坏这样的危险的状态发生。
本发明的其他目的在于，在以CCM(电流连续模式)动作的状况下，防止关断判定阈值被过度地修正，而能够避免关断定时发生抖动，防止效率的下降。
为了实现上述目的，本发明的开关电源装置具有：电压变换用的变压器；以串联方式与该变压器的一次侧线圈连接的主开关元件；对该主开关元件进行接通、断开控制的一次侧控制电路；以串联方式与上述变压器的二次侧线圈连接的同步整流用MOS晶体管；对该同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制的二次侧控制电路，其中，
上述二次侧控制电路具备：
断开定时检测电路，其比较上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压与预定的阈值电压来检测使该同步整流用MOS晶体管断开的定时；以及
阈值电压设定电路，其设定上述阈值电压，
上述阈值电压设定电路根据上述二次侧线圈的导通期间，或一次侧线圈的导通期间加上上述二次侧线圈的导通期间而得的期间，设定上述阈值电压。
根据具有上述结构的开关电源装置，不是根据同步整流用晶体管的体二极管的导通期间调整定时器功能的阈值，而是根据二次侧线圈的导通期间，或一次侧线圈的导通期间加上二次侧线圈的导通期间而得的期间，设定关断判定的阈值，因此即使在切换电源装置的输入或输出的条件而一次侧、二次侧的导通期发生变化时等阈值的调整达到稳定点为止需要时间的情况下，通过漏极电流Ids接近0A，漏极电压VD按照VD电压公式(VD＝Ids×(Ron+R)+L×dIds/dt)发生变化并超过关断判定的阈值，能够断开同步整流用晶体管，因此能够防止同步整流用晶体管中流过逆向电流。另外，VD电压公式中的Ron为同步整流用晶体管的接通电阻、R为配线图案的寄生电阻、L为配线图案的寄生电感。
在此，通过具备以下电路，能够实现上述阈值电压设定电路：
判定定时检测电路，其在设定于上述漏极电压即将上升之前的判定定时，生成预定的判定定时信号；
定时判定电路，其比较上述判定定时信号与由上述断开定时检测电路输出的断开定时检测信号，来判定定时较早的一方的信号；以及
电压调整电路，其根据上述定时判定电路的判定结果，调整要设定的上述阈值电压。
此外，优选的是，在上述定时判定电路判定为上述判定定时信号早于上述断开定时检测信号的情况下，上述阈值电压设定电路通过上述电压调整电路对上述阈值电压进行调整，以使断开定时提前。
此外，优选的是，在上述定时判定电路判定为上述判定定时信号晚于上述断开定时检测信号的情况下，上述阈值电压设定电路通过上述电压调整电路对上述阈值电压进行调整，以使断开定时延迟。
通过上述那样地构成，根据断开定时检测信号与判定定时的前后关系调整关断判定的阈值电压，能够使断开定时检测信号接近设定在比二次侧导通期间的结束点稍稍靠前的判定定时，能够缩短在同步整流用晶体管刚从接通切换为断开之后电流流过体二极管的时间。
此外，在基于阈值的断开定时的检测之前，能够设定判定定时，能够缓和二次侧的同步整流元件的控制所要求的响应速度。
在此，在判定为上述判定定时信号比上述断开定时检测信号靠前的情况下，上述二次侧控制电路也可以在上述判定定时断开上述同步整流用MOS晶体管。
并且，优选的是，上述开关电源装置具备：
第1漏极检测电路，其比较上述漏极电压与预定的第1电压，来检测上述同步整流用MOS晶体管断开之后上述漏极电压上升时的第1定时；
第2漏极检测电路，其比较上述漏极电压与低于上述第1电压的第2电压，来检测上述漏极电压上升时的第2定时；以及
模式判定电路，其在上述第1漏极检测电路的检测信号与上述第2漏极检测电路的检测信号的时间差超过了预先设定的预定值的情况下，判定为是电流不连续模式，
上述模式判定电路向上述电压调整电路输出表示是上述电流不连续模式的信号。
根据该结构，电压调整电路能够根据是电流连续模式还是电流不连续模式，来执行关断判定阈值电压的调整。
并且，优选的是，上述电压调整电路在未被输入表示是上述电流不连续模式的信号的情况下，不进行使断开定时变迟的上述阈值电压的调整。
根据该结构，在从DCM转移到CCM之后，到调整为CCM的关断判定阈值为止的期间，能够避免产生逆流而导致元件损坏的危险状态发生。
并且，优选的是，上述二次侧控制电路在判定为上述判定定时信号早于上述断开定时检测信号的情况下，在上述判定定时断开上述同步整流用MOS晶体管。
由此，使基于判定定时的断开定时的检测优先，因此在重叠电流较大的CCM的情况下能够减少关断的抖动，能够防止效率的下降。
根据本发明，在二次侧具备同步整流元件的开关电源装置中，在以DCM动作的状况下，能够缩短同步整流用晶体管刚从接通切换为断开之后电流流过体二极管的时间，并且，能够防止在同步整流用晶体管中流过逆向电流。此外，在从DCM(电流不连续模式)转移至CCM(电流连续模式)时等一次侧、二次侧的导通期间发生变化之后、调整为CCM的关断判定阈值为止的期间，能够避免产生逆流而导致元件损坏这样的危险状态发生，并且，能够缓和二次侧同步整流元件的控制所要求的响应速度。并且，在以CCM(电流连续模式)动作的状况下，具备如下的效果：防止关断判定阈值被过度地修正，从而能够避免关断定时发生抖动，实现稳定的关断，并且能够防止效率的下降。
附图说明
图1是表示应用本发明而有效的二次侧同步整流方式的开关电源装置的结构例的电路结构图。
图2是表示构成实施方式的开关电源装置的二次侧控制电路的结构例的框图。
图3是表示构成实施方式的二次侧控制电路的判定定时检测电路的具体例的电路结构图。
图4是表示构成实施方式的二次侧控制电路的阈值电压调整电路的具体例的电路结构图。
图5是表示实施方式的二次侧控制电路的动作中的同步整流用元件(MOS晶体管)的漏极电压、定时检测电路的定时器输出、采样脉冲、判定定时信号以及第2漏极检测电路的输出信号的变化方式的波形图。
图6是表示实施方式的二次侧控制电路的动作中的同步整流用元件(MOS晶体管)的漏极电压、接通定时检测信号、判定定时信号、接通定时检测信号以及栅极驱动信号的变化方式的波形图。
图7是表示实施方式的二次侧控制电路的通常动作中的同步整流用晶体管的漏极电压、判定定时信号、断开定时检测信号、DCM检测信号、关断判定的阈值电压、电压调整电路内的单触发脉冲的变化方式的波形图，图7的(A)是断开定时检测信号早于判定定时信号时的波形图，图7的(B)是判定定时信号早于断开定时检测信号时的波形图。
图8是用于说明DCM检测动作的波形图，是放大地表示同步整流用MOS晶体管从接通切换为断开的点的前后期间中的各部的电压、信号的变化的波形图。
符号说明
10……变压器、11……一次侧控制电路、20……二次侧控制电路、21……接通定时检测电路、22……断开定时检测电路、23……第1漏极电压检测电路、24……第2漏极电压检测电路、25……DCM检测电路、26……判定定时检测电路、27……电压调整电路(阈值电压设定电路)、28……接通/断开控制电路、29……栅极驱动电路、S0……同步整流用MOS晶体管、FF……触发器(定时判定电路)。
具体实施方式
以下，根据附图对本发明的优选实施方式进行说明。
图1表示应用了本发明的同步整流方式的开关电源装置的一实施方式。该实施方式的开关电源装置具备具有一次侧线圈Lp、二次侧线圈Ls以及辅助线圈La的电压变换用的变压器10，在该变压器10的一次侧设有由N沟道MOS晶体管构成的开关元件SW及其控制电路(一次侧控制电路)11，在二次侧构成为设有作为同步整流元件的MOS晶体管S0及其控制电路(二次侧控制电路)20的绝缘型DC-DC变换器。在该实施方式中，变压器10使用二次侧线圈Ls的极性与一次侧线圈Lp相反的变压器，作为反激式变换器而动作。
一次侧的开关元件SW与变压器10的一次侧线圈Lp串联连接。一次侧控制电路11以及二次侧控制电路20在每一个半导体芯片上构成为半导体集成电路(IC)，或构成为安装在一个封装内的半导体装置。也可以构成为将二次侧控制电路20形成为半导体集成电路(IC)的芯片和形成有MOS晶体管S0的芯片安装在1个封装内的半导体装置。在上述变压器10的辅助线圈La的端子间串联连接有二极管D1和电容器C1，将辅助线圈La中感应出的电压通过二极管D1进行整流并通过电容器C1进行平滑，由此生成一次侧控制电路11的电源电压Vcc1并供给至一次侧控制电路11的电源端子。
此外，该实施例的DC-DC变换器具备接受来自与一次侧控制电路11连接的二次侧电路的反馈信号的受光用的光电晶体管PT，一次侧控制电路11根据反馈信号使开关元件SW的开关频率或占空比发生变化，来应对负荷的变动以及输入电压的变动。
另一方面，在变压器10的二次侧具备：同步整流用MOS晶体管S0，其连接在二次侧线圈Ls的一个端子与输出端子OUT2之间；二次侧控制电路20，其以在二次侧生成的电压作为电源电压，检测同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压，并生成晶体管S0的接通/断开控制信号；以及平滑电容器C2，其使连接在输出端子OUT1－OUT2之间的输出电压VOUT稳定化。另外，连接在输出端子OUT1－OUT2之间的可变电阻LD表示负荷的一例或等效地记载了负荷的情况。
输出端子OUT1与二次侧控制电路20的电源端子VDD连接，向二次侧控制电路20供给输出电压VOUT作为电源电压Vcc2。也可以构成为二次侧控制电路20的电源电压将由变压器10的辅助线圈感应出的电压整流并供给。
此外，在变压器10的二次侧，在输出端子OUT1－OUT2间串联连接有反馈用的光电二极管PD以及并联稳压器SR。
在输出端子OUT1－OUT2间连接有分压用的电阻R1、R2，以该电阻R1、R2的电阻比对输出电压VOUT进行分压而得的电压被施加到并联稳压器SR，由此，并联稳压器SR使与输出电压VOUT的电平成比例的电流流过光电二极管PD。
此外，二次侧的光电二极管PD和一次侧的光电晶体管PT构成作为绝缘型信号传递单元的光遮断器(photo interrupter)，通过一次侧的光电晶体管PT接受从二次侧的光电二极管PD发出的光来生成与光强度对应的反馈信号，一次侧控制电路11根据该反馈信号对开关元件SW进行控制。
二次侧控制电路20监视经由配线与作为二次侧开关元件的同步整流用MOS晶体管S0的漏极端子连接的外部端子(漏极电压检测端子)P1的电压，，生成在预定定时使同步整流用MOS晶体管S0接通或断开的控制信号(栅极驱动电压)VG，并经由外部端子P2输出到晶体管S0的栅极端子。
图2表示上述二次侧控制电路20的主要部分的结构图。
如图2所示，二次侧控制电路20具备：接通定时检测电路21，其由比较和同步整流用MOS晶体管S0的漏极端子连接的漏极电压检测端子P1的电压与预定的阈值电压Vth_on(例如-200mV)的比较器等构成；断开定时检测电路22，其由比较漏极电压检测端子P1的电压与预定的阈值电压Vth_off(例如+30mV～-150mV)的比较器等构成；第1漏极电压检测电路23，其由比较漏极电压检测端子P1的电压与预定的阈值电压V1(例如峰值电压×90％)的比较器等构成；以及第2漏极电压检测电路24，其由比较漏极电压检测端子P1的电压与低于V1的预定的阈值电压V2(例如2V)的比较器等构成。
在此，接通定时检测电路21的判定阈值Vth_on被设定为考虑了体二极管的正向电压的电压，以便能够可靠地检测出电流开始流过同步整流用MOS晶体管S0的体二极管。
漏极电压检测用的阈值电压V1和V2中，V1＞V2的关系成立，只要V2为高于阈值Vth_off的电压，则可以是任意的电位。
此外，二次侧控制电路20具备：DCM检测电路25，其根据上述第1漏极电压检测电路23的输出VDP和第2漏极电压检测电路24的输出VDL，检测是否为DCM(电流不连续模式)；判定定时检测电路26，其根据上述第2漏极电压检测电路24的输出VDL，决定用于判定与断开定时检测信号OFF_SIG的前后关系的定时；以及电压调整电路27，其根据断开定时检测电路22的输出OFF_SIG、第1漏极电压检测电路23的输出VDP、DCM检测电路25的输出DCM_SIG、判定定时检测电路26的输出Judge_SIG，对接通定时检测电路21的阈值电压Vth进行调整。
并且，二次侧控制电路20具备：或门(OR gate)G1，其取上述断开定时检测电路22的输出OFF_SIG和判定定时检测电路26的输出Judge_SIG的逻辑和；接通/断开控制电路28，其根据或门G1的输出和断开定时检测电路22的输出OFF_SIG，生成施加到同步整流用MOS晶体管S0的栅极端子来对其进行接通/断开控制的信号；以及栅极驱动电路29，其接受所生成的接通/断开控制信号来生成栅极驱动信号VG，并从外部端子P2输出。
接通/断开控制电路28由RS触发器(flip flop)等构成，并生成如下的控制信号：当接通定时检测电路21的输出信号ON_SIG上升时，使栅极驱动信号VG变化为高电平，并接通同步整流用的MOS晶体管S0，当断开定时检测电路22的输出信号OFF_SIG或判定定时检测电路26的输出Judge_SIG上升时，使栅极驱动信号VG变化为低电平，并断开S0。
在图3和图4中示出了构成上述二次侧控制电路20的判定定时检测电路26以及电压调整电路27的具体的电路例子。
如图3所示，判定定时检测电路26具备串联连接在电源电压端子REG与接地点之间的恒流源CC1和接通/断开开关S1、S2以及连接在开关S1和S2的连接节点N1与接地点之间的电容器C1。开关S1通过第2漏极电压检测电路24的输出VDL被接通/断开，S2通过与VDL信号的上升同步地生成脉冲的单触发脉冲生成电路OPG1的输出脉冲被接通/断开，只有在VDL为高电平的期间通过恒流源CC1的电流对电容器C1进行充电，作为输出与VDL的脉冲宽度对应的电压Tjudge的定时器电路发挥功能。
此外，判定定时检测电路26具备：偏移赋予电路OSG，其由将电容器C1的充电电压Tjudge输入到同相输入端子的运算放大器AMP、恒流源CC2和反馈电阻Rf构成，在想要从二次侧导通期间稍减去时间的情况下，也就是说为了使判定定时比二次侧导通期间的结束点(VDL的下降)稍靠前而赋予用于使保持的电压降低的偏移；采样保持电路S/H，其取入并保持赋予了该偏移后的电压；比较器CMP，其以采样保持电路S/H的保持电压Vsh和电容器C1的充电电压Tjudge为输入；以及反相器INV，其使比较器CMP的输出反转而作为判定定时信号Judge_SIG而输出。虽然未进行图示，但例如可以设置检测第2漏极电压检测电路24的输出VDL的下降的单触发脉冲生成电路来生成使采样保持电路S/H动作的定时信号(脉冲)φs。
如图4所示，电压调整电路27具备：D型触发器FF，其以上述判定定时信号Judge_SIG为触发信号，对断开定时检测电路22的输出OFF_SIG进行锁存；单触发脉冲生成电路OPG2，其与第1漏极电压检测电路23的输出VDP的变化同步地生成脉冲；与门(AND gate)G2，其以上述触发器FF的输出Q和由单触发脉冲生成电路OPG2生成的脉冲为输入；以及与门G3，其以触发器FF的反相输出/Q、DCM检测电路25的输出DCM_SIG、单触发脉冲生成电路OPG2的输出脉冲为输入。
此外，电压调整电路27具备串联连接在电源电压端子REG与接地点之间的恒流源CC3和接通/断开开关S3、S4、恒流源CC4、连接在开关S3和S4的连接节点N2与接地点之间的电容器C2。开关S3通过与门G2的输出被接通/断开，开关S4通过与门G3的输出被接通/断开，通过恒流源CC3的电流，电容器C2被充电，通过恒流源CC4的电流，电容器C2被放电，由此生成与门G2的输出和与门G3的输出的差值即与接通时间、接通次数对应的电压，并作为断开定时判定阈值Vth_off而输出。
接着，使用图5～图7的波形图对二次侧控制电路20的功能以及动作进行说明，但使用图5先对图3所示的判定定时检测电路26进行的判定定时信号Judge_SIG的生成进行说明。
在图5中，(a)表示同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压VD，(b)表示电容器C1的充电电压Tjudge，(c)表示采样保持电路S/H的采样脉冲φs，(d)表示从判定定时检测电路26输出的判定定时信号Judge_SIG，(e)表示第2漏极电压检测电路24的输出VDL的变化。采样脉冲φs在同步整流用MOS晶体管S0的导通期间结束的定时被供给至采样保持电路S/H。
如图5所示，第2漏极电压检测电路24的输出VDL(e)在(a)所示的漏极电压VD下降的底部附近上升为高电平(定时t1)。这样，从图3所示的判定定时检测电路26的单触发脉冲生成电路OPG1输出脉冲，开关S2被临时接通，电容器C1的电荷被放电，电容器C1的充电电压Tjudge复位为0V，比较器CMP的输出反转，从反相器INV输出的判定定时信号Judge_SIG变化为低电平。
与此同时，通过恒流源CC1的电流开始对电容器C1进行充电，如(b)所示那样，电容器C1的充电电压Tjudge逐渐升高。然后，当Tjudge达到采样保持电路S/H的保持电压Vsh时(定时t2)，比较器CMP的输出反转而从反相器INV输出的判定定时信号Judge_SIG变化为高电平。此外，对电容器C1的充电电压Tjudge附加偏移而得的电压通过(c)的采样脉冲φs被取入到采样保持电路S/H并保持。通过反复进行上述动作，生成如(d)所示那样变化的判定定时信号Judge_SIG。
在图6中示出了如上述那样变化的判定定时信号Judge_SIG与断开定时检测电路22的输出OFF_SIG的关系。另外，在图6中，(a)表示同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压VD，(b)表示接通定时检测电路21的输出ON_SIG，(c)表示从判定定时检测电路26输出的判定定时信号Judge_SIG，(d)表示断开定时检测电路22的输出OFF_SIG，(e)表示从栅极驱动电路29输出的栅极驱动信号VG的变化。在图6中，将期间T1、T2设为漏极电压VD下降起到下一次漏极电压VD下降为止的期间。
在图6所示的定时的例子中，示出了在期间T1断开定时检测电路22的输出OFF_SIG的上升定时t11早于判定定时信号Judge_SIG的上升定时t12的情况、以及在期间T2判定定时信号Judge_SIG的上升定时t14早于断开定时检测电路22的输出OFF_SIG的上升定时t15的情况。
在本实施方式的二次侧控制电路20中，例如经由或门G1将断开定时检测电路22的输出OFF_SIG和判定定时信号Judge_SIG输入到接通/断开控制电路28，由此，接通/断开控制电路28在OFF_SIG信号和Judge_SIG信号中上升较早一方的定时(t11、t14)，使同步整流用MOS晶体管S0的栅极驱动信号VG下降来断开。
此外，在本实施方式的二次侧控制电路20中，如图4所示，电压调整电路27通过Judge_SIG信号上升使触发器FF对OFF_SIG信号进行锁存，通过触发器FF的输出使对电容器C2进行充电侧的开关S2或对电容器C2进行放电侧的开关S3逐个接通一个脉冲期间。
因此，如图7的(A)所示，若断开定时检测电路22的输出OFF_SIG的上升比判定定时信号Judge_SIG早的状态连续，则按如下方式动作：作为电容器C2的充电电压的断开定时判定阈值Vth_off一点一点阶段性提高，由此，断开定时检测信号OFF_SIG的上升变慢，与判定定时信号Judge_SIG的上升定时一致。
此外，如图7的(B)所示，若断开定时检测电路22的输出OFF_SIG的上升比判定定时信号Judge_SIG迟的状态连续，则按如下方式动作：作为电容器C2的充电电压的断开定时判定阈值Vth_off一点一点阶段性变低，由此，断开定时检测信号OFF_SIG的上升提前，与判定定时信号Judge_SIG的上升定时一致。
从上述说明可知，在本实施方式的二次侧控制电路20中，根据二次侧同步整流用MOS晶体管S0的导通期间来决定判定定时，判断断开定时检测信号OFF_SIG和判定定时信号Judge_SIG上升的前后关系，调整关断判定的阈值。也就是说，如专利文献1的发明那样，不是根据同步整流用MOS晶体管S0的体二极管的导通期间来调整关断判定的阈值。
因此，能够解决关断定时通过反馈到达稳定点为止需要时间而关断定时的调整变迟，由此在开关元件中流过逆向电流从而有可能导致元件损坏这样的上述第1问题。此外，如使用图6说明的那样，基于关断判定阈值的关断检测即断开定时检测信号OFF_SIG的上升比判定定时信号Judge_SIG迟的情况下，关断MOS晶体管S0。
由此，移动到CCM之后到调整为关断判定阈值为止的期间，能够避免(控制电路的延迟时间)＞Ids到达0A为止的时间这样的条件成立，能够缓和二次侧的同步整流元件的控制所要求的响应速度。此外，由于上述条件成立，从而能够防止发生逆流而导致元件损坏(解决第2问题)。另外，上述不等式的“Ids到达0A为止的时间”的开始点为基于关断判定阈值的断开定时(OFF_SIG信号)的检出时间点。
接着，使用图8对在DCM检测电路25中进行的DCM检测动作进行说明。另外，图8的(a)～(g)放大地表示栅极驱动信号VG(参照图8的(f))从高电平下降至低电平的点t21即同步整流用的MOS晶体管S0从接通切换为断开的点的前后期间的各部的电压、信号的变化。
图8的(a)中，用实线A表示DCM(电流不连续模式)时的漏极电压VD的变化，此外，用虚线B表示CCM(电流连续模式)时的漏极电压VD的变化。此外，在图8的(g)中，用实线A表示DCM时的同步整流用的MOS晶体管S0的漏极电流Ids的变化，此外，用虚线B表示CCM时的漏极电流Ids的变化。
通过比较图8的(a)所示的实线A与虚线B的波形可知，DCM(电流不连续模式)时漏极电流Ids的流动结束后出现谐振波形Wr，而在CCM(电流连续模式)时如虚线B所示，波形从定时t22开始急剧上升。本实施方式的二次侧控制电路20中的DCM检测电路25利用该波形的差异来检测是DCM还是CCM。
具体地，比较表示CCM的情况下漏极电压VD横穿第2漏极电压检测电路24的判定阈值V2后到达第2漏极电压检测电路24的判定阈值V1为止的时间T21的图8的(b)与表示DCM的情况下漏极电压VD横穿第2漏极电压检测电路24的判定阈值V2后到达第2漏极电压检测电路24的判定阈值V1为止的时间T22的图8的(c)时，(c)较大。
DCM检测电路25通过未图示的定时器电路将(c)的时间宽度变化为电压，并在超过了预定的阈值电压Vt的情况下判定为DCM，使输出信号DCM_SIG如图8的(e)所示那样从低电平上升为高电平。
将该信号DCM_SIG供给至图4所示的电压调整电路27时，电压调整电路27在判定定时信号Judge_SIG比断开定时检测电路22的输出OFF_SIG的上升早时，使电容器C2的充电电压即断开定时判定阈值Vth_off一级一级地降低。由此，下一次的OFF_SIG的上升向前偏移。此外，电压调整电路27在断开定时检测电路22的输出OFF_SIG比判定定时信号Judge_SIG的上升早时，使电容器C2的充电电压即断开定时判定阈值Vth_off一级一级地提高。由此，下一次的OFF_SIG的上升向后偏移。
此外，CCM的情况下，DCM检测电路25的上述定时器电路的输出不会超过阈值电压Vt，DCM检测电路25的输出信号DCM_SIG不会变化为高电平而保持低电平。并且，该信号DCM_SIG仅被输入到构成图4的电压调整电路27的与门G2、G3中的G3。
因此，接受该信号DCM_SIG的电压调整电路27在CCM中判定定时位于断开定时之前的情况下不进行调整判定阈值Vth的动作，而维持上一次的电压。
如上所述，在CCM中停止降低断开定时判定阈值Vth_off而使关断提前的调整功能，并且基于关断判定阈值(Vth_off)的断开定时(OFF_SIG信号)的检测比判定定时迟的情况下，在判定定时关断同步整流用MOS晶体管S0。由此，在CCM中，使基于判定定时的断开定时的检测优先于基于关断判定阈值(Vth_off)的断开定时(OFF_SIG信号)的检测，因此在重叠电流较大的CCM的情况下能够降低关断的偏移，能够防止效率下降(解决第3问题)。
以上，根据实施方式具体地说明了由本发明人做出的发明，但本发明并不限定于上述实施方式。例如，决定判定定时的方法并不限定于上述实施方式中说明的二次侧导通期间，也可以基于一次侧导通期间(S0的漏极电压VD的峰值期间)和二次侧导通期间(S0的漏极电压VD的谷值期间)的和来决定判定定时。具体地，作为用于使决定判定定时的图3的判定定时检测电路26的定时器电路(恒流源CC1、电容器C1)的计时动作开始的开关S1的接通/断开信号，也可以代替第2漏极电压检测电路24的输出VDL，而使用与接通定时检测电路21的输出信号ON_SIG的上升或栅极驱动信号VG的上升同步地上升的信号。或者，也可以将第1漏极电压检测电路23的输出VDP作为表示漏极电压VD的峰值期间的开始点的信号，使判定定时检测电路26的定时器电路的动作开始。
此外，在上述实施方式中，与第1漏极电压检测电路23的输出VDP同步地进行了关断判定阈值(Vth_off)的调整，但也可以代替VDP，而使用第2漏极电压检测电路24的输出VDL或接通定时检测电路21的输出信号ON_SIG。此外，也可以以稳定性为目的，将Vth_off的调整定时设为另外生成的定时以便避免噪声。并且，也可以在检测出多此VDP等的时间点进行Vth_off的调整。
并且，本发明的二次侧同步整流控制电路并不限定于图1所示那样的反激方式的开关电源装置(DC-DC变换器)，也可以应用于例如半桥方式等其他方式的DC-DC变换器。此外，也可以应用于在一次侧设有由电感器和电容器构成的电流谐振电路的LLC谐振变换器。

Claims (7)

1.一种开关电源装置，具有：电压变换用的变压器；以串联方式与该变压器的一次侧线圈连接的主开关元件；对该主开关元件进行接通、断开控制的一次侧控制电路；以串联方式与上述变压器的二次侧线圈连接的同步整流用MOS晶体管；对该同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制的二次侧控制电路，其特征在于，
上述二次侧控制电路具备：
断开定时检测电路，其比较上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压与预定的阈值电压来检测使该同步整流用MOS晶体管断开的定时；以及
阈值电压设定电路，其设定上述阈值电压，
上述阈值电压设定电路根据上述二次侧线圈的导通期间，或一次侧线圈的导通期间加上上述二次侧线圈的导通期间而得的期间，设定上述阈值电压。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
上述阈值电压设定电路具备：
判定定时检测电路，其在设定于上述漏极电压即将上升之前的判定定时生成预定的判定定时信号；
定时判定电路，其比较上述判定定时信号与由上述断开定时检测电路输出的断开定时检测信号来判定定时较早的一方的信号；以及
电压调整电路，其根据上述定时判定电路的判定结果，调整要设定的上述阈值电压。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，
在上述定时判定电路判定为上述判定定时信号早于上述断开定时检测信号的情况下，上述阈值电压设定电路通过上述电压调整电路对上述阈值电压进行调整，以使断开定时提前。
4.根据权利要求2或3所述的开关电源装置，其特征在于，
在上述定时判定电路判定为上述判定定时信号晚于上述断开定时检测信号的情况下，上述阈值电压设定电路通过上述电压调整电路对上述阈值电压进行调整，以使断开定时延迟。
5.根据权利要求2或3所述的开关电源装置，其特征在于，
上述开关电源装置具备：
第1漏极检测电路，其比较上述漏极电压与预定的第1电压来检测上述同步整流用MOS晶体管断开之后上述漏极电压上升时的第1定时；
第2漏极检测电路，其比较上述漏极电压与低于上述第1电压的第2电压来检测上述漏极电压上升时的第2定时；以及
模式判定电路，其在上述第1漏极检测电路的检测信号与上述第2漏极检测电路的检测信号的时间差超过了预先设定的预定值的情况下，判定为是电流不连续模式，
上述模式判定电路向上述电压调整电路输出表示是上述电流不连续模式的信号。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，
上述电压调整电路在未被输入表示是上述电流不连续模式的信号的情况下，不进行使断开定时延迟的上述阈值电压的调整。
7.根据权利要求2或3所述的开关电源装置，其特征在于，
上述二次侧控制电路在判定为上述判定定时信号早于上述断开定时检测信号的情况下，在上述判定定时断开上述同步整流用MOS晶体管。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113746360A (zh) * 2021-09-27 2021-12-03 江苏慧易芯科技有限公司 同步整流驱动电压调节电路、***及调节方法

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7212262B2 (ja) * 2019-03-27 2023-01-25 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置
US11133747B1 (en) * 2020-03-06 2021-09-28 Silanna Asia Pte Ltd Auto-tuned synchronous rectifier controller
US11973431B2 (en) * 2022-04-07 2024-04-30 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power supply apparatus

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004282975A (ja) * 2003-03-19 2004-10-07 Tdk Corp 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2009159721A (ja) * 2007-12-26 2009-07-16 Mitsumi Electric Co Ltd スイッチング電源装置および二次側制御回路
US20090316441A1 (en) * 2008-06-24 2009-12-24 Jing Hu Synchronous Rectifier Control Circuit and Method
JP2014099948A (ja) * 2012-11-13 2014-05-29 Mitsumi Electric Co Ltd スイッチング電源装置
US20150023062A1 (en) * 2012-02-17 2015-01-22 Mitsumi Electric Co., Ltd. Switching power supply device
US20150103566A1 (en) * 2013-10-14 2015-04-16 Texas Instruments Incorporated Systems and Methods of CCM Primary-Side Regulation

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4862432B2 (ja) 2006-02-28 2012-01-25 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置
JP5115317B2 (ja) 2008-05-12 2013-01-09 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置
JP5304745B2 (ja) 2010-07-30 2013-10-02 ミツミ電機株式会社 絶縁型電源装置および照明装置
US9001532B2 (en) 2013-01-09 2015-04-07 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a synchronous rectifier controller and structure therefor
JP6424605B2 (ja) 2014-12-15 2018-11-21 ミツミ電機株式会社 絶縁型直流電源装置および制御方法
JP6563651B2 (ja) 2014-12-24 2019-08-21 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータ、同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器
US10027235B2 (en) 2016-02-02 2018-07-17 Fairchild Semiconductor Corporation Self-tuning adaptive dead time control for continuous conduction mode and discontinuous conduction mode operation of a flyback converter
JP7108173B2 (ja) 2018-01-22 2022-07-28 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置および直流電源装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004282975A (ja) * 2003-03-19 2004-10-07 Tdk Corp 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2009159721A (ja) * 2007-12-26 2009-07-16 Mitsumi Electric Co Ltd スイッチング電源装置および二次側制御回路
US20090316441A1 (en) * 2008-06-24 2009-12-24 Jing Hu Synchronous Rectifier Control Circuit and Method
US20150023062A1 (en) * 2012-02-17 2015-01-22 Mitsumi Electric Co., Ltd. Switching power supply device
JP2014099948A (ja) * 2012-11-13 2014-05-29 Mitsumi Electric Co Ltd スイッチング電源装置
US20150103566A1 (en) * 2013-10-14 2015-04-16 Texas Instruments Incorporated Systems and Methods of CCM Primary-Side Regulation

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113746360A (zh) * 2021-09-27 2021-12-03 江苏慧易芯科技有限公司 同步整流驱动电压调节电路、***及调节方法
CN113746360B (zh) * 2021-09-27 2022-08-02 江苏慧易芯科技有限公司 同步整流驱动电压调节电路、***及调节方法

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Publication number Publication date
US20200280264A1 (en) 2020-09-03
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JP2020141534A (ja) 2020-09-03

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