JP4275971B2 - 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に同期整流型のフォワードコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来例について説明する。
従来、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続して並列運転する場合に発生する逆電流の流入を減少させる技術が開発されていた（特許文献１、２参照）。以下、これらの特許文献１、２を従来例１、２として具体的に説明する。
【０００３】
(1) ：従来例１（特許文献１）の説明
図１０は従来例１の説明図（その１）、図１１は従来例１の説明図（その２）である。図１０の（ａ）図では、一次巻線２２１と二次巻線２２２とは、一次巻線２２１の一次側電圧供給回路２１１側の一端と、二次巻線２２２の出力端子２２３側の一端とが同極性になるように磁気結合されており、主スイッチ素子２１０が導通し、トランス２２０内の一次巻線２２１に、一次側電圧供給回路２１１から供給される電流Ｉ1 が流れると、二次巻線２２２の出力端子２２３側に正電圧、グラウンド端子２２４側に負電圧が誘起される。
【０００４】
二次巻線２２２に誘起された電圧により、第１の二次側整流素子２０６のドレイン端子の電位がソース端子の電位より低くなる。このとき、第１の二次側整流素子２０６内の寄生ダイオードが順バイアスされるが、ゲート端子には、二次巻線２２２に誘起された電圧により、正電圧が印加されるので、第１の二次側整流素子２０６は、通常動作とは逆方向に導通し、ソース端子側からドレイン端子側に向け、電流Ｉ2 を流す。
【０００５】
電流Ｉ2 による電圧降下は、第１の二次側整流素子２０６の寄生ダイオードを導通させない程度に小さくなっており、この電流Ｉ2 が流れると、出力端子２２３とグラウンド端子２２４の間に接続された出力コンデンサ２０９及び負荷２１２に、低損失で電力が供給される。
【０００６】
この間（第１の二次側整流素子２０６が逆方向に導通している間）、二次巻線２２２に誘起された電圧により、第２の二次側整流素子２０７のドレイン端子には、ソース端子よりも高い電圧が印加されており、また、ゲート端子には負電圧が印加されているから、第２の二次側整流素子２０７には電流は流れない。
【０００７】
次に、主スイッチ素子２１０が導通から遮断に転じると、二次巻線２２２の出力端子２２３側の一端に負電圧、グラウンド端子２２４側の一端に正電圧が誘起される。その電圧により、電流Ｉ2 を流していた第１の二次側整流素子２０６のドレイン端子の電位がソース端子の電位より高くなり、また、ゲート端子には負電圧が印加されるので、第１の二次側整流素子２０６は遮断する。
【０００８】
このとき、第２の二次側整流素子２０７では、二次巻線２２２に誘起された電圧により、ゲート端子に正電圧が印加されるから、導通可能な状態になる。また、第２の二次側整流素子２０７は、インダクタンス素子２０８に生じた起電力により、ドレイン端子の電位がソース端子の電位よりも低くなるから、逆方向に導通し、インダクタンス素子２０８に蓄積された磁気エネルギーにより、図１０の（ｂ）図に示すように、負荷２１２に電力を供給する方向の電流Ｉ3 を流す。
【０００９】
また、制御装置２０３内には発振器と基準電圧発生回路が設けられており、ＰＷＭ方式で主スイッチ素子２１０を駆動しており、スイッチングの周期が一定になっている。また、電源装置２０２はフォワード型であるため、出力端子２２３の出力電圧は、主スイッチ素子２１０の導通時間と、一次側電圧供給回路２１１が出力する電圧、一次巻線２２１と二次巻線２２２の巻線比によって決まる。制御装置２０３は、出力端子２２３とグラウンド端子２２４間の出力電圧を検出しており、主スイッチング素子２１０の導通時間を制御しているので、一次側電圧供給回路２１１の電圧変動等により、一次側電圧供給回路２１１の電圧が変動しても、出力電圧は一定に維持されている。
【００１０】
電源装置２０２は複数台を並列接続し、出力電流を増やすことができる。しかしながら、複数台の電源装置２０２を並列接続する場合には、出力電圧が完全に一致せず、そのため、各電源２０２のうち、出力電圧が高く設定されているものから、負荷２１２が消費するよりも大きな出力電流が出力され、余分な電流は、出力電圧が低く設定されている電源装置に流入してしまう。
【００１１】
図１０の（ｃ）図では、２台の電源装置２０２1 、２０２2 を並列接続して運転する場合を示しており、一方の電源装置２０２1 側から、他方の電源装置２０２2 に向けて電流Ｉ5 が流入している。この電流Ｉ5 が二次巻線２２２2 に流れると、一次巻線２２１2 に電圧が誘起され、その電圧によって主スイッチ素子２１０2 のドレイン端子に負電圧が印加される。そのとき、主スイッチ素子２１０のゲート端子に正電圧が印加されていると、主スイッチ素子２１０2 のソース端子からドレイン端子に向けて逆電流Ｉ6 が流れてしまい、その結果、並列接続された電源装置全体の効率を悪化させ、また、各電源装置２０２1 、２０２2 の劣化を早めてしまうという問題がある。
【００１２】
そこで、従来例１では、図１１に示したように、並列接続しても逆電流が流れない電源装置を提供するものである。このため、主スイッチ素子１０に流れる電流を検出する電流検出回路３０の出力から、主スイッチ素子１０に流れた電流の向きを検出し、導通期間中に逆電流Ｉ10が流れた場合、主スイッチ素子１０の導通期間を長くする。このため、主スイッチ素子１０に流れる電流量が増えるので逆電流が消滅し、並列接続された各電源装置３の電流負担が均等化される、というものである。
【００１３】
(2) ：従来例２（特許文献２）の説明
図１２は従来例２の説明図（その１）、図１３は従来例２の説明図（その２）である。従来、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷に並列に接続する並列運転の使用形態を取る場合がある。このような並列運転を行う際に、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧ＶOUT のばらつきが生じることがある。このような場合には、出力電圧ＶOUT の高いＤＣ−ＤＣコンバータから出力電圧ＶOUT の低いＤＣ−ＤＣコンバータに向かって逆電流が流れる。
【００１４】
このように、並列接続しているＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧ＶOUT のばらつきが生じると、出力電圧ＶOUT の高いＤＣ−ＤＣコンバータと出力電圧ＶOUT の低いＤＣ−ＤＣコンバータとの双方の損失が増加して、回路効率が悪化してしまうという問題が生じる。
【００１５】
そこで、従来例２では、前記逆電流の通電量を抑制して逆電流通電に起因した部品の破損や、並列運転時に逆電流に起因した損失問題を防止することができる同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【００１６】
図１２において、制御回路４２は、コンパレータ２７の出力側からスイッチ素子５の制御端子部であるゲートに制御電圧であるパルス波形信号を加え、そのパルス波形信号のパルス幅ｔを出力電圧ＶOUT の安定化方向に可変制御してスイッチ素子５のオン期間を可変制御する。換言すれば、スイッチ素子５のデューティ比を出力電圧ＶOUT の安定化方向に可変制御する。これにより、出力電圧ＶOUT が可変制御されて出力電圧ＶOUT の安定化が図られる、というものである。
【００１７】
ところで、逆電流が通電しているときには、スイッチ素子５がオフしてもスイッチ素子５のドレイン電圧は逆電流によって低電圧状態から変動しない期間が生じる。この現象は、逆電流通電によって整流平滑回路４０のチョークコイル１３に蓄積されたエネルギーがスイッチ素子５のオフによってトランス２の二次側から一次側に伝達されることにより生じるものであり、逆電流通電時に特有な現象である。
【００１８】
そこで、前記逆電流時に特有な現象に着目し、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満であり、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）が逆電流によって生じる低電圧状態であるときに逆電流を検知する逆電流検知手段４３を形成した。
【００１９】
ＰＮＰトランジスタ３１は上記逆電流検知信号を受けてオンする。これにより、抵抗体２３、２４の接続部からオペアンプ２５の反転入力端子に向かう電流の一部が前記接続部ＸからＰＮＰトランジスタ３１と抵抗体３２を通って分流する。このために、逆電流通電時にはオーバーシュート電圧印加に起因して抵抗体２３、２４の接続部から出力される電圧は定常時よりも増加しているにも拘わらず、オペアンプ２５の反転入力端子に入力する電圧は定常時よりも低下することとなる。
【００２０】
この電圧低下によって、制御回路４２からスイッチ素子５のゲートに加えられるパルス波形信号のパルス幅ｔが広がってスイッチ素子５のオン期間が長くなり、入出力変換比が増加する結果、出力電圧ＶOUT が増加する。
【００２１】
この例によれば、逆電流検知手段４３と逆電流抑制手段４４を設けて逆電流通電時には入出力変換比を増加させる構成とし、図１３の（ａ）図の実線αに示すような特有なレギュレーション特性をＤＣ−ＤＣコンバータに持たせたので、逆電流が発生した際に、その逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することができる。このように、逆電流の通電量を抑制することができるので、大きな逆電流が通電することによる前述したような部品の破損問題を防止することができるというものである。
【００２２】
また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて並列運転を行う際に、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧ＶOUT のばらつきが生じても、その出力電圧ＶOUT のばらつきに起因した逆電流通電による損失増加を緩和することができ、回路効率の悪化を防止することができる。
【００２３】
つまり、並列運転を行うＤＣ−ＤＣコンバータのうち、出力電圧ＶOUT の高いＤＣ−ＤＣコンバータＡが持つレギュレーション特性が、例えば、図１３の（ｂ）図における実線Ａに示すような特性を有し、また、出力電圧ＶOUT の低いＤＣ−ＤＣコンバータＢが持つレギュレーション特性が、例えば、図１３の（ｂ）図の実線Ｂに示すような特性を示すこととなる。
【００２４】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータＡからＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電流の通電量はＩｂ′となり、従来例に比べて格段に小さくなる。このため、逆通電に起因したＤＣ−ＤＣコンバータＢの損失を抑制することができる。
【００２５】
【特許文献１】
特開２０００−１３９０７４
【特許文献２】
特開２００１−１６９５４５
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
前記のような従来のものにおいては、次のような課題があった。
【００２７】
(1) ：前記従来例１では、主スイッチ素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力から、前記主スイッチ素子に流れる電流の向きを検出する逆電流抑制回路が設けられている。また、電流検出回路にカレントトランスを用いている。また、前記従来例２では、逆電流検出手段（４３）と逆電流抑制手段（４４）を設けている。
【００２８】
このように、従来例１、２とも、逆電流検出手段を設けているが、このような手段は回路構成が複雑で、コスト的にも高価なものである。特に、従来例１では、高価なカレントトランスを使用し電流を検出しており、従来例２では、逆電流を抑制するため出力電圧を上昇させるが、それと同時に検出電圧（出力電圧を間接的に検出し制御している電圧）Ｖccも比例して上昇する。そのため、検出電圧を上昇させるように制御をし、結果出力電圧が上昇し、逆電流の流入を抑制している。このため、使用する半導体の耐圧も前記検出電圧Ｖccの最大値のものを選定する必要があった。
【００２９】
本発明は、このような従来の課題を解決し、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、並列運転時に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出して、この検出電圧（Ｖcc）を上昇させることなく、過電圧アラーム信号を発生させ、又は、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができるようにすることを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記の目的を達成するため、次のように構成した。
【００３１】
すなわち、第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの一次コイルと直列に接続されたメインスイッチ素子と、該メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御する制御回路とを備え、前記トランスの二次コイルを介して負荷に出力電圧が供給される同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスの三次コイルと直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と並列に接続された抵抗と、前記第１のスイッチ素子及び抵抗を介して前記三次コイルに接続され、前記第１のスイッチ素子又は抵抗を介して供給される電流に応じた検出電圧を生成する出力電圧検出回路と、前記メインスイッチ素子がオンした時にオンし、オフした時にオフするように前記第１のスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御するスイッチ素子駆動回路と、前記三次コイルより直接供給される電流に応じた電圧を生成しその電圧を監視することで前記二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する過電圧検出回路と、前記過電圧を検出したことに応じて、前記メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備え、前記制御回路は、前記電圧検出回路により生成される前記検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御することを特徴とする。
【００３２】
また、第２の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記過電圧検出回路は、前記三次コイルの一端に接続された整流用のダイオードと、前記ダイオードで整流された直流電流により充電されるコンデンサと、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値を超えた際にオフからオンに変化するツェナーダイオードを備え、前記所定の閾値は、前記二次コイルの出力電圧が所定電圧を越えたときに前記ツェナーダイオードがオフからオンに変化するように設定されていることを特徴とする。
【００３３】
また、第３の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記過電圧検出回路が過電圧を検出したときに、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路を備えていることを特徴とする。
【００３４】
また、第４の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記アラーム信号発生回路は、前記過電圧検出回路に接続され、該過電圧検出回路が過電圧を検出したことに応じてオフからオンに変化する第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に接続され、該第２のスイッチ素子がオフからオンに変化したことに応じて通電され、発光する発光ダイオードを備えていることを特徴とする。
【００３５】
また、第５の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記メインスイッチ素子動作停止制御回路は、前記メインスイッチ素子を直接オン／オフ駆動するドライバに、入力信号の論理積に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を出力する論理積回路と、前記論理積回路の第１の入力端子に、前記第２のスイッチ素子のオン／オフ動作に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を入力する論理信号発生回路とを備えると共に、前記過電圧検出回路が過電圧を検出したことにより前記第２のスイッチ素子がオンしたときに、前記論理積回路の第２の入力端子にローレベル信号を入力することで、前記論理積回路の出力をローレベルに固定し、前記ドライバによる前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を停止させる機能を備えていることを特徴とする。
【００３６】
（作用）
前記構成に基づく本発明の作用を、図１に基づいて説明する。
【００３７】
▲１▼：第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に逆電流が流入する。この逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【００３８】
この時、スイッチ素子駆動回路（ダイオード５１、コンデンサ５２）は、スイッチ素子５０に対し、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御する。この駆動制御では、スイッチ素子５０のオン時間が短くなるように駆動制御して出力電圧検出回路１９の検出電圧を低下させる。そして、前記検出電圧の低下に応じてドライバ１８ではメインスイッチ素子１をオンさせる時間を長くして出力電圧を上昇させ、前記逆電流の流入を抑制する。
【００３９】
また、前記のような逆電流が流れ、トランス３０の二次側出力電圧（二次コイル３２の出力電圧）が過電圧になったとする。この時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３より直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次側出力電圧に過電圧が発生したことを検出する。そして、メインスイッチ素子動作停止制御回路は、前記過電圧を検出したことに応じてメインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させる。
【００４０】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出して、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができる。
【００４１】
従って、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることで回路の構成素子（例えば、トランジスタ、ダイオード等）が過電圧で損傷したり破壊したりするのを未然に防止することができる。
【００４２】
▲２▼：前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記過電圧検出回路はトランス３０の二次側出力電圧が過電圧になった時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３に発生した電圧により、３３ａ側が＋の時は三次コイル３３→ダイオード６１→コンデンサ６２→ＧＮＤの経路で整流された電流が流れコンデンサ６２を充電する。
【００４３】
そして、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧になったことで、コンデンサ６２の電圧がツェナーダイオード６３のツェナー電圧（予め決めた閾値）を超えてしまう。そのため、コンデンサ６２の充電電圧によりツェナーダイオード６３がオンとなりスイッチ素子６４をオンにする。
【００４４】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【００４５】
▲３▼：第３のＤＣ−ＤＣコンバータでは、アラーム信号発生回路は、過電圧検出回路で過電圧を検出した際、アラーム信号を発生させる。このようにすれば、このＤＣ−ＤＣコンバータを使用した装置の係員等に、前記アラーム信号の発生により過電圧状態を知らせることができる。
【００４６】
▲４▼：第４のＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記のようにしてスイッチ素子６４がオンになると、電源４０→ＬＥＤ６８（発光ダイオード）→抵抗６７→スイッチ素子６４→ＧＮＤ（接地電位）の経路で電流が流れ、ＬＥＤ６８が発光してアラーム信号を発生させる。このアラーム信号によりオペレータ等に対し、二次側出力電圧が過電圧になったことを報知する。
【００４７】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出してアラーム信号を発生させことができる。
【００４８】
▲５▼：第５のＤＣ−ＤＣコンバータでは、メインスイッチ素子動作停止制御回路はメインスイッチ素子１を直接ドライブするドライバ１８に論理信号を出力する論理積回路（ＡＮＤ回路２１）と、前記論理積回路の１つの入力端子に、前記アラーム信号発生回路のスイッチ素子６４のオン／オフ動作に応じて異なるレベルの論理信号を入力する論理信号発生回路（抵抗６６、ダイオード６５等）とを備え、過電圧検出回路６０が過電圧を検出したことでスイッチ素子６４がオンになった際、論理積回路の１つの入力端子にローレベル信号を入力することで、論理積回路の出力をローレベルに固定し、ドライバ１８によるメインスイッチ素子１の動作を停止させる機能を備えている。
【００４９】
そのため、スイッチ素子６４がオンになったことにより、抵抗１２、１３の電圧でダイオード６５がオンになり、該ダイオード６５→スイッチ素子６４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、ＡＮＤ回路２１の入力Ａがローレベルになる。
【００５０】
そのため、コンパレータ１７の出力が、ハイレベルでもローレベルでも常にローレベルで固定となり、ドライバ１８へローレベルの出力を出し続ける。従って、メインスイッチング素子１は、オン／オフ動作を停止する。
【００５１】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出して主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができる。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００５３】
§１：ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例の説明
図１はＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示した図であり、同期整流型のフォワードコンバータ（又は、フォワード方式の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ）の回路例である。以下、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００５４】
(1) ：回路の特徴（図１参照）
本回路の特徴は、トランス３０の三次コイル３３に接続された出力電圧検出回路１９にスイッチ素子５０を設けた点、及び前記三次コイル３３により直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次出力側に過電圧が発生したことを検出する過電圧検出回路と、前記過電圧検出回路で過電圧を検出した際、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路と、前記過電圧を検出したことに応じて、メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備えていることである。
【００５５】
この場合、スイッチ素子５０は、メインスイッチ素子１を駆動する駆動信号（パルス）が、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動される。そして、三次コイル３３から出力された電圧を整流平滑し、その電圧を検出電圧とし、メインスイッチ素子１のオン／オフの時間を制御する。
【００５６】
ところで、負荷に対し複数のＤＣ−ＤＣコンバータが接続された場合、特に、出力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータが接続されていた場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側から逆電流が流入することがある（前記従来例参照）。このように出力側から逆電流が流入すると、三次コイル３３の検出電圧が上昇し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間は短くなる。
【００５７】
これにともない、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、検出電圧が低下し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間を長くするように制御される。その結果、出力電圧が上昇し、逆電流の流入を抑制する。更に具体的には次の通りである。
【００５８】
すなわち、ドライバ１８の出力がメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時オンし、オフさせる信号の時オフするスイッチ素子５０を出力電圧検出回路１９に設け、トランス３０の三次コイル３３と直列に接続する。
【００５９】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する（この電流を「逆電流」という）。前記逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【００６０】
このように、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、ドライバ１８から出力されるメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時間が短くなる。これに伴い、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、スイッチ素子５０がオフした後は抵抗５３を通して整流することとなる。
【００６１】
このように、抵抗５３を通して整流すると、出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８から出力される信号は、前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の電圧３３ａの間で電圧降下が発生するので、その結果、出力電圧を上昇させることとなり前記逆電流を抑制することができる。
【００６２】
また、三次コイル３３により直接、直流電圧を生成し、その電圧を監視することで二次出力側に過電圧が発生したことを検出した時、過電圧検出回路６０でスイッチ素子６４をオンに駆動してＬＥＤ６８に通電して点灯させることでアラーム信号を発生させる。
【００６３】
また、スイッチ素子６４がオンになった際、ＡＮＤ回路２１の出力を論理出力＝Ｌ（ローレベル）に固定することで、ＰＷＭコントローラＩＣ２２の出力をＬに固定して主スイッチング素子１を停止（オフ状態）させる。
【００６４】
(2) ：回路構成の詳細な説明（図１、図２参照）
図１において、１はメインスイッチ素子（主スイッチング素子）、２は整流用同期整流素子、３は転流用同期整流素子、５０はスイッチ素子であり、これら各素子は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）で構成する。
【００６５】
４は出力チョークコイル、５は入力コンデンサ、６は出力平滑コンデンサ、７はインバータ、８は整流用ダイオード、９は転流用ダイオード、１０はチョークコイル、１１は平滑コンデンサ、１２、１３、５３、６６、６７は抵抗（又は抵抗体）である。
【００６６】
１４は基準電圧、１５はエラーアンプ（エラー増幅器）、１６は三角波発生器、１７はエラーアンプ１５の出力と三角波発生器１６の出力とを比較するためのコンパレータ（比較器）、１８はメインスイッチ素子１を駆動するためのドライバである。
【００６７】
１９は出力電圧検出回路、２０は二次側整流平滑回路、３０はトランスであり、３１は一次コイル（一次巻線）、３２は二次コイル（二次巻線）、３３は三次コイル（三次巻線）、４０は入力電源、４１（４１ａ、４１ｂ）は入力端子、４２（４２ａ、４２ｂ）は出力端子、４３は負荷、５１はダイオード、５２はコンデンサ、ｄ１、ｄ２、ｄ３はそれぞれ前記素子１、２、３の内蔵ダイオードを示す。
【００６８】
２１はＡＮＤ回路（論理積回路）、２２はＰＷＭ（パルス幅変調）コントロールＩＣ（又は、ＰＷＭ制御部）、６０は過電圧検出回路、６１はダイオード、６２はコンデンサ、６３はツェナーダイオード、６４はスイッチ素子｛ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）｝、６５はダイオード、６６は抵抗、６８は発光ダイオード（以下「ＬＥＤ」と記す）である。
【００６９】
前記出力電圧検出回路１９は、スイッチ素子５０、抵抗５３、転流用ダイオード９、整流用ダイオード８、平滑コンデンサ１１、チョークコイル１０で構成されている。ＰＷＭコントローラＩＣ２２は、エラーアンプ１５、三角波発生器１６、コンパレータ１７、ＡＮＤ回路２１、ドライバ１８、基準電圧１４で構成されている。
【００７０】
過電圧検出回路６０は、ダイオード６１、コンデンサ６２、ツェナーダイオード６３で構成されている。二次側整流平滑回路２０は、整流用同期整流素子２、転流用同期整流素子３、インバータ７、出力チョークコイル４、出力平滑コンデンサ６で構成されている。
【００７１】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの入力側には、トランス３０が設けられ、該トランス３０の一次コイル３１には、メインスイッチ素子１が接続され、ドライバ１８により駆動制御されるように構成されている。そして、メインスイッチ素子１のオン／オフ（導通／不導通）により一次コイル３１に発生する励磁エネルギー（電磁エネルギー）を、断続的にトランス３０の二次側及び三次側に供給するようになっている。
【００７２】
入力側は、入力電源４０が供給される入力端子４１ａ、４１ｂ間に入力コンデンサ５が接続され、入力電圧を平滑化している。トランス３０の二次コイル３２には、出力チョークコイル４、出力平滑コンデンサ８、整流用同期整流素子２（ＭＯＳＦＥＴ）、転流用同期整流素子３（ＭＯＳＦＥＴ）を含む平滑整流回路が接続されている。この場合、出力平滑コンデンサ６と出力チョークコイル４の直列回路に対して、転流用同期整流素子３が接続されている。
【００７３】
また、トランス３０の三次コイル３３には、スイッチ素子５０と抵抗５３の並列回路と、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０と、整流用ダイオード８の直列回路を接続し、前記平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０の直列回路に並列に、整流用ダイオード９を接続している。
【００７４】
また、前記平滑コンデンサ１１と並列に、抵抗１２、１３の直列回路を接続して平滑コンデンサ１１の充電電圧（直流電圧）を分圧し、その分圧した電圧（抵抗１２の電圧）をエラーアンプ１５に入力している。また、エラーアンプ１５には、前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）を入力すると共に、基準電圧１４を入力し、前記基準電圧１４と前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）との差分の電圧（エラー電圧値）をコンパレータ１７に出力する。
【００７５】
コンパレータ１７では、エラーアンプ１５の出力電圧と三角波発生器１６の出力電圧を比較し、両者の差の電圧をＡＮＤ回路２１の入力Ｂ側へ出力する。また、ＡＮＤ回路２１の入力Ａ側には、ダイオード６５を介してスイッチ素子６４の出力端子を接続している。
【００７６】
この場合、ＡＮＤ回路２１の真理値表によれば、入力Ａ、Ｂ＝Ｈ、Ｈであれば、出力＝Ｈ、入力Ａ、Ｂ＝Ｈ、Ｌであれば、出力＝Ｌ、入力Ａ、Ｂ＝Ｌ、Ｈであれば、出力＝Ｌ、入力Ａ、Ｂ＝Ｌ、Ｌであれば、出力＝Ｌ（但し、Ｈはハイレベル、Ｌはローレベル）となる。
【００７７】
ドライバ１８は、前記ＡＮＤ回路２１の出力（論理出力）を入力し、パルス電圧を発生させてメインスイッチ素子１のゲートへ印加することで、メインスイッチ素子１をオン／オフ駆動するように構成されている。
【００７８】
また、過電圧検出回路６０は、トランス３０の三次コイル３３の一端とＧＮＤ（接地電位）との間に、ダイオード６１とコンデンサ６２の直列回路が接続され、三次コイル３３に発生した電圧（図示の黒丸側が＋側となった時の電圧）によりダイオード６１を介して整流された電流が流れ、この整流された電流でコンデンサ６２を充電する。そして、三次コイル３３に発生する電圧が前記と逆（図示黒丸と反対側が＋の時の電圧）の場合は、前記整流された電流は流れずコンデンサ６２は充電されないように構成されている。
【００７９】
コンデンサ６２が充電され、トランス３０の二次側の出力電圧が過電圧になり、コンデンサ６２の電圧がツェナーダイオード６３のツェナー電圧（予め決めた閾値）を超えると、該ツェナーダイオード６３が導通し（オンになり）、スイッチ素子６４がオフからオンになる。そのため、ＬＥＤ６８がオンになり、発光してアラーム信号を発生するように構成されている。
【００８０】
この場合、スイッチ素子６４がオンになると、ダイオード６５がオンになり、ＡＮＤ回路２１の入力Ａが、ほぼＧＮＤ電位（入力＝Ｌ）になり、ＡＮＤ回路２１の出力がＬに固定されメインスイッチ素子１をオフにするように構成されている。
【００８１】
また、ドライバ１８は、図２のように構成されている。すなわち、前記ドライバ１８は、詳細には、バイポーラ型トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」と記す）Ｑ１とＱ２が図示のように接続されている。この場合、トランジスタＱ１がＮＰＮ型トランジスタで、トランジスタＱ２がＰＮＰ型トランジスタで構成され、互いのベース電極（入力ＩＮ側）とエミッタ電極（出力ＯＵＴ側）が共通接続されている。
【００８２】
このように接続されていると、入力ＩＮ側が所定電圧以上の時、トランジスタＱ１：オン、Ｑ２：オフとなり、出力ＯＵＴ側がハイレベルの電圧Ｖｄｄとなる。また、逆に、入力ＩＮ側が所定電圧以下の時、トランジスタＱ１：オフ、Ｑ２：オンとなり、出力ＯＵＴ側がローレベルの電圧Ｖｓｓとなる（Ｖｄｄ＞Ｖｓｓ）。
【００８３】
なお、３１ａ、３１ｂはトランス３０の一次コイル３１の両端子、３２ａ、３２ｂはトランス３０の二次コイル３２の両端子、３３ａ、３３ｂはトランス３０の三次コイル３３の両端子である。
【００８４】
(3) ：無負荷時の詳細な動作の説明
以下、図１、図２に基づいて、図１に示した回路例の動作を説明する。
【００８５】
今、入力端子４１ａ、４１ｂに入力電源４０を印加した状態で、ドライバ１８からメインスイッチ素子１を駆動するための駆動パルスを発生させ、この駆動パルスをメインスイッチ素子１のゲートに供給すると、メインスイッチ素子１がオン（導通）／オフ（不導通）動作を繰り返す。そして、該メインスイッチ素子１がオンになった時、該メインスイッチ素子１を介してトランス３０の一次コイル３１に励磁電流が流れる。
【００８６】
この時、トランス３０の二次コイル３２には、整流用同期整流素子２がオンする方向に電圧（誘起電圧）が発生し、該整流用同期整流素子２がオンする。この場合、トランス３０の二次コイル３２に発生した電圧により、二次コイル３２→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４→整流用同期整流素子２→二次コイル３２の経路で電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される。
【００８７】
この時、二次コイル３２の電圧はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオフとなる。
【００８８】
また、この時、トランス３０の三次コイル３３には、二次コイル３２の電圧に応じた電圧が誘起される。この電圧により、スイッチ素子５０がオンならば、三次コイル３３→スイッチ素子５０→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０→整流用ダイオード８→三次コイル３３の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される。
【００８９】
また、スイッチ素子５０がオフの場合は、抵抗５３を介して前記と同様の電流が流れ、平滑コンデンサ１１は充電される。この時、転流用ダイオード９はオフのままである。なお、この時トランス３０には励磁エネルギーが蓄えられる。
【００９０】
次に、ドライバ１８からの駆動パルスによりメインスイッチ素子１がオフになると、トランス３０の一次コイル３１に前記と逆方向の電圧が誘起される（端子３２側が＋となる）ので、整流用同期整流素子２はオフとなる。この時、二次コイル３２の電圧（前記と逆向き極性の電圧）はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオンとなる。
【００９１】
そのため、出力チョークコイル４に蓄えられた電磁エネルギーにより、出力チョークコイル４→転流用同期整流素子３→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４の経路でフライホイール電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００９２】
この時、トランス３０の三次コイル３３には、前記と逆極性の電圧（端子３３ｂ側が＋）が発生するが、整流用ダイオード８が逆バイアスされてオフとなり、三次コイル３３の誘起電圧によっては電流は流れない。しかし、この時、チョークコイル１０に蓄えられた電磁エネルギーにより、チョークコイル１０→転流用ダイオード９→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０の経路でフライホイール電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００９３】
以降、同様にして動作が繰り返されるが、前記平滑コンデンサ１１の充電電圧により抵抗１２、１３には一定の直流電圧が発生する。この電圧は、二次側の出力電圧に対応した電圧となっている。この場合、前記抵抗１２、１３の電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と同じ）は、ドライバ１８とダイオード５１に印加する。また、前記２つの抵抗で分圧した電圧（抵抗１２の端子電圧）はエラーアンプ１５に入力し、基準電圧１４との差分が取り出される。
【００９４】
そして、コンパレータ１７では、前記エラーアンプの出力を三角波発生器１６の出力電圧と比較されて矩形波信号を出力し、ＡＮＤ回路２１のＡ入力がハイレベルならば（過電圧は検出されていない状態）、ドライバ１８から駆動信号（パルス信号）がメインスイッチ素子１のゲートに印加する。これによりメインスイッチ素子１は前記と同様のオン／オフ動作を繰り返す。
【００９５】
また、前記ダイオード５１に印加した電圧は、該ダイオード５１で整流され、コンデンサ５２を充電する。そして、ドライバ１８からハイレベルの電圧が出力された時は、そのハイレベルの電圧（パルスのオン波形）に、更に、コンデンサ５２の充電電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と略同じ電圧）が上乗せされ、大きな出力電圧（平滑コンデンサ１１の電圧の約２倍の電圧）が発生し、スイッチ素子５０のゲートに印加する。そのため、スイッチ素子５０がオンになる。
【００９６】
しかし、ドライバ１８からローレベルの電圧（例えば、ＧＮＤレベル）が出力された時は、そのローレベルの電圧（パルスのオフ波形）に、更に、コンデンサ５２の充電電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と略同じ電圧）が上乗せされても小さい出力電圧なので、この出力電圧がスイッチ素子５０のゲートに印加しても、スイッチ素子５０がオフとなる。
【００９７】
また、過電圧検出回路６０では、トランス３０の三次コイル３３に発生した電圧により、３３ａ側が＋の時は三次コイル３３→ダイオード６１→コンデンサ６２→ＧＮＤの経路で電流が流れコンデンサ６２を充電する。この場合、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧でなければ、コンデンサ６２の電圧はツェナーダイオード６３のツェナー電圧（このツェナー電圧を過電圧検出時の「閾値電圧」とする。）未満となるように設定しておくので、該ツェナーダイオード６３はオフのままであり、スイッチ素子６４がオフのままである。
【００９８】
このように、スイッチ素子６４がオフの時は、二次側出力電圧は過電圧でないとして、ＬＥＤ６８に電流は流れずアラームは発生しない。なお、三次コイル３３の３３ｂ側が＋の時はコンデンサ６２への充電電流は流れない。
【００９９】
(4) ：負荷に対し、複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転された場合の概要の説明（図１、図３参照）
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの負荷４３に対し、別のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続し、この別のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が何らかの理由で高くなったとする。この時、前記別のＤＣ−ＤＣコンバータから図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータに逆電流が流れる。
【０１００】
この場合、出力端子４２ａ、４２ｂ間の電圧が通常時より高くなり、出力端子４２ａからトランス３０の二次コイル３２方向に向けて逆電流が流れる。この時の出力電圧−出力電流特性は、図３のようになる。図３では、横軸が出力電流（Ｉout ）、縦軸が出力電圧（Ｖout ）を示す。
【０１０１】
また、図３において、点線で示した特性は従来例の特性（特に従来例２の特性）であり、実線が本発明の特性である。また、縦軸の右側が流出する電流、左側が流入する電流である。
【０１０２】
図１において前記のような逆電流が流れ、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧になったとする。この時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３に発生した電圧により、３３ａ側が＋の時は三次コイル３３→ダイオード６１→コンデンサ６２→ＧＮＤの経路で電流が流れコンデンサ６２を充電する。
【０１０３】
この時、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧になったことで、コンデンサ６２の電圧がツェナーダイオード６３のツェナー電圧（閾値電圧）を超えてしまう。そのため、コンデンサ６２の充電電圧によりツェナーダイオード６３がオンとなりスイッチ素子６４をオンにする。
【０１０４】
該スイッチ素子６４がオンになると、電源４０→ＬＥＤ６８→抵抗６７→スイッチ素子６４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、ＬＥＤ６８が発光してアラーム信号を発生する。このアラーム信号によりオペレータ等に対し二次側出力電圧が過電圧になったことを報知する。
【０１０５】
また、この時、スイッチ素子６４がオンになったことにより、抵抗１２、１３の電圧により、ダイオード６５がオンになり、該ダイオード６５→スイッチ素子６４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、ＡＮＤ回路２１の入力ＡがローレベルＬになる。
【０１０６】
そのため、コンパレータ１７の出力がハイレベルＨでもローレベルＬでも常にローレベルで固定となりドライバ１８へローレベルの出力を出し続ける。従って、ドライバ１８の出力はローレベル固定となりメインスイッチング素子１はオン／オフ動作を停止する。
【０１０７】
なお、前記過電圧が解消された場合には、再びスイッチ素子６４がオフとなり、ドライバ１８から出力されるパルス（ＰＷＭ駆動パルス）によりメインスイッチング素子１は、オン／オフ動作を再開する。
【０１０８】
前記のように複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転された場合、一方の出力電圧がバラツキ等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する。流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【０１０９】
前記検出電圧も上昇すると、ドライバ１８の出力のメインスイッチ素子１をオンする信号の時間が短くなる。これに伴い、スイッチ素子５０のオン時間も短くなる。スイッチ素子５０をオフした後は、抵抗５３を通して整流することとなる。抵抗５３を通して整流すると電圧降下が発生するため、検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８の信号は流入前より少し時間が短くなるだけで、従来例のように極端に短くならない。
【０１１０】
また、前記検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の間で電圧降下が発生するので、出力電圧を上昇させることとなる。また、前記検出電圧は一定になるように制御されるので、検出電圧に接続されている半導体素子等に過電圧が印加される恐れもない。そして、三次コイル３３より直接、電圧を生成する。この場合、前記生成した電圧は、トランス３０の二次側出力電圧に比例するので、出力に過電圧が印加されると上昇し、過電圧検出回路６０による過電圧検出が可能となる。
【０１１１】
(5) ：出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷時）の詳細な説明（図４、図６参照）
図４は出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷）、図６は図４、５の説明図である。なお、参考のため、図６では従来例についても図示してある。
【０１１２】
(5) −１：従来例の特性
図６のＣ図のように、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した場合であって、無負荷時について説明する。
【０１１３】
ＤＣ−ＤＣコンバータには、部品等の特性ばらつきの影響で出力電圧にばらつきが生じる。出力電圧が小さい従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼と大きいＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼を並列接続すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼からの出力電流がＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼に流入する。
【０１１４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼の動作点は図４のポイントＣとなり、電流値Ｉ02が流入する。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼の動作点は図４のポイントＤとなり、電流値Ｉ02を出力し平衡する。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ02となる。
【０１１５】
(5) −２：本発明の特性
図６のＡ図のように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した場合（無負荷時）について説明する。前記従来例と同じでＤＣ−ＤＣコンバータには、部品等のばらつきの影響で出力電圧にばらつきが生じる。
【０１１６】
出力電圧が小さい本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼と、大きい従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼を並列接続すると、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼からの出力電流が本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼に流入する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼の動作点は、図４のポイントＡとなり電流値Ｉ01が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼の動作点は、図４のポイントＢとなり電流値Ｉ01を出力し平衡する。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ01となる。このように、本発明では、流入電流を小さく抑制することが可能になる。
【０１１７】
(6) ：出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（負荷電流ＩO の時）の詳細な説明（図５、６参照）
(6) −１：従来例の特性
前記と同様に、図６のＤ図のように、負荷電流がＩ0 の時の並列運転動作について説明する。従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼の動作点は、図５のポイントＣとなり電流値Ｉ04が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼の動作点は、ポイントＤとなり電流値Ｉ06を出力し平衡する。すなわち、Ｉ06−Ｉ04は、負荷電流Ｉ0 となる。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ04となる。
【０１１８】
(6) −２：本発明の特性
前記と同様に、図６のＢ図のように、負荷電流がＩ0 の時の並列動作について説明する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼の動作点は、図５のポイントＡとなり、電流値Ｉ03が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼の動作点は、図５のポイントＢとなり、電流値Ｉ05を出力し平衡する。この場合、Ｉ05−Ｉ03は、負荷電流Ｉ0 となる。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ03となる。このように、本発明では、流入電流を小さく抑制することが可能になる。
【０１１９】
(7) ：無負荷時の各部の波形
図７は無負荷時の各部の波形図である。図７において、波形▲１▼はドライバ１８の出力電圧波形、波形▲２▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧波形、波形▲３▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形、波形▲４▼は出力チョークコイル４の電流波形、波形▲５▼はトランス３０の三次コイル３３の両端の電圧波形、波形▲６▼はスイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧波形、波形▲７▼はスイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流波形を示す。なお、図７に示したｔはタイミング（又は時刻）、ｔ０〜ｔ５は各タイミングを示す。
【０１２０】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの無負荷時には、各部は図７に示した波形となる。先ず、ドライバ１８からは、波形▲１▼のような矩形波の駆動パルスが出力され、このパルスによりメインスイッチ素子１がオン／オフ駆動される。
【０１２１】
すなわち、タイミングｔ０〜ｔ１までは駆動パルスがローレベルで、タイミングｔ１〜ｔ２までは駆動パルスがハイレベル、タイミングｔ２〜ｔ３までは駆動パルスがローレベルで、タイミングｔ３〜ｔ４までは駆動パルスがハイレベルとなり、駆動パルスがハイレベルの時、メインスイッチ素子１がオンとなり、駆動パルスがローレベル（例えば、ＧＮＤレベル）の時、メインスイッチ素子１がオフとなるように駆動される。
【０１２２】
この時のメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧の波形は波形▲２▼のようになり、メインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形は波形▲３▼のようになる。また、出力チョークコイル４は、電磁エネルギーの蓄積と放出動作が繰り返され、波形▲４▼のような波形になる。
【０１２３】
トランス３０の三次コイル３３には、その両端に波形▲５▼のような波形の電圧が誘起される。この時、スイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧は波形▲６▼のような波形になる。この場合、スッチ素子５０は、タイミングｔ０〜ｔ１の間はオフ、タイミングｔ１〜ｔ２の間はオン、タイミングｔ２〜ｔ３の間はオフ、タイミングｔ３〜ｔ４の間はオンとなる。
【０１２４】
従って、スイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流は、波形▲７▼のように、タイミングｔ０〜ｔ１の間は電流が流れず、タイミングｔ１〜ｔ２の間は電流が流れ、タイミングｔ２〜ｔ３の間は電流が流れず、タイミングｔ３〜ｔ４の間は電流が流れる。
【０１２５】
(8) ：出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形
図８は出力の大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形図である。図８において、波形▲１▼はドライバ１８の出力電圧波形、波形▲２▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧波形、波形▲３▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形、波形▲４▼は出力チョークコイル４の電流波形、波形▲５▼はトランス３０の三次コイルの両端の電圧波形である。
【０１２６】
また、波形▲６▼はスイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧波形、波形▲７▼はスイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流波形を示す。なお、図８に示したｔはタイミング（又は時刻）、ｔ０、ｔ１、ｔ２ａ、ｔ２ｂ、ｔ３、ｔ４ａ、ｔ４ｂ、ｔ５は各タイミングを示す。また、点線は図７に示した無負荷時の波形、実線は本発明の逆電流流入時の波形である。
【０１２７】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータに、出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形は図８の実線で示した波形となる。具体的には、次の通りである。
【０１２８】
前記のような逆電流が流入している時には、図８の波形▲１▼、▲２▼に示すように、メインスイッチ素子１がオフしてもドレイン電圧は逆電流流入によって低電圧状態（約ゼロボルト：ＧＮＤレベル）から変動しない期間Ｔ１が生じる。この現象は、逆電流流入によって、出力チョークコイル４に蓄積されたエネルギーが二次側から一次側へ伝達されることにより生じ、メインスイッチ素子１がオフしてもメインスイッチ素子１の内蔵ダイオード（ボディダイオード）ｄ１が導通しているので、低電圧状態となる。
【０１２９】
この期間Ｔ１の間は、本発明では、スイッチ素子５０がオフとなり、平滑コンデンサ１１への整流電流が無くなる。これにより、平滑コンデンサ１１の両端電圧は低下し、メインスイッチ素子１の駆動制御回路（エラーアンプ１６、コンパレータ１７、ドライバ８を含む回路）はメインスイッチ素子１のオン時間が長くなるように制御を行う。その結果、出力電圧は上昇し、逆電流の流入を抑制する。以下、更に、詳細に説明する。
【０１３０】
前記のように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する（逆電流の流入発生）。この逆電流の流入と同時に、出力の低い方のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【０１３１】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上昇し、逆電流が流入することにより、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、図８の点線位置（無負荷時）から実線位置（逆電流流入時）のように、ドライバ１８から出力されるメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時間が短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間＝期間Ｔ１、ｔ４ａ〜ｔ４ｂ間＝期間Ｔ１だけ短くなる）。
【０１３２】
これに伴い、図８の波形▲６▼、波形▲７▼のように、スイッチ素子５０のオン時間も短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間＝期間Ｔ１、ｔ４ａ〜ｔ４ｂ間＝期間Ｔ１だけ短くなる）。すると、出力電圧検出回路１９の検出電圧も低くなり、その結果、エラーアンプ１６の出力は大きくなり、コンパレータ１７の出力も大きくなる。
【０１３３】
その結果、ドライバ１８からの出力パルスが長くなるように制御が行なわれ、トランス１の一次コイル３０に流れる電流を大きくすることで、二次コイル３２に発生する電圧を大きくする。そして、トランス３０の二次側電圧、すなわち、出力電圧を大きくし、逆電圧の流入を抑制する。
【０１３４】
なお、前記動作において、スイッチ素子５０がオンからオフした後は、抵抗５３を通して整流することとなる。この場合、スイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流が流れる時間が短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間、タイミングｔ４ａ〜ｔ４ｂ間において、期間Ｔ１だけ短くなる）。
【０１３５】
このように、抵抗５３を通して整流すると、出力電圧検出回路１９の出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８の信号は前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の電圧３３ａの間で電圧降下が発生するので、その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（負荷への供給電圧）を上昇させることとなり、前記逆電流を抑制することができる。
【０１３６】
なお、前記のような逆電流が流れ、トランス３０の二次側出力電圧（二次コイル３２の出力電圧）が過電圧になったとする。この時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３より直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次側出力電圧に過電圧が発生したことを検出する。
【０１３７】
そして、アラーム信号発生回路は、前記過電圧検出回路で過電圧を検出した際、アラーム信号を発生させる。また、メインスイッチ素子動作停止制御回路は、前記過電圧を検出したことに応じて、メインスイッチ素子１のオン／オフ動作を停止させる。
【０１３８】
(9) ：制御内容の説明
図９は制御内容の説明図であり、Ａ図は説明図１、Ｂ図は説明図２である。なお、図９では比較のため従来例（前記従来例１、２を参照）についても図示してある。図９のＡ図において、横軸はＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout （図１の出力端子４２ａ、４２ｂ間の電圧）、縦軸は過電圧を検出するための検出電圧Ｖccを示す。また、図示のＶd は過電圧検出電圧を示す。
【０１３９】
前記実施の形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータでは複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転され、一方の出力電圧がバラツキ等により大きい値の場合、出力電圧Ｖout が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する。流入と同時に出力電圧Ｖout が上昇し、検出電圧Ｖccも上昇する。
【０１４０】
この時、図９のＡ図のように、従来例（図の点線で示した特性）では、出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖccも上昇し、検出電圧Ｖccが過電圧検出電圧Ｖd まで上昇すると過電圧を検出する。そのため、それ以降の出力電圧Ｖout の上昇は防止している（図９のＡ図の点線の特性を参照）。
【０１４１】
これに対して本発明では、図９のＡ図に示したように出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖcc（この場合、図１のコンデンサＣ１１の電圧）も上昇しようとするが、この時直ちに、スイッチ素子５０の制御が行なわれるので、検出電圧Ｖccの上昇は無くなる（図９のＡ図の実線の特性を参照）。すなわち、出力に過電圧が印加されても検出電圧Ｖccは上昇しない。
【０１４２】
また、図９のＢ図において、本発明では、出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖcc（図１のコンデンサＣ１１の電圧）も上昇しようとするが、この時直ちに、スイッチ素子５０の制御が行なわれるので、検出電圧Ｖccの上昇は無くなる（図９のＡ図の実線の特性を参照）。すなわち、出力に過電圧が印加されても検出電圧Ｖccは上昇しない。
【０１４３】
更に、本発明では、出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖcc（この場合、図１のコンデンサＣ６２の電圧）は上昇し、該検出電圧Ｖccが過電圧検出電圧Ｖd まで上昇するとスイッチ素子６４がオンになって過電圧を検出する。そのため、それ以降の出力電圧Ｖout の上昇は防止している（図９のＢ図の点線の特性を参照）。
【０１４４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば次のような効果がある。
【０１４５】
(1) ：請求項１では、トランスの三次コイルと直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と並列に接続された抵抗と、前記第１のスイッチ素子及び抵抗を介して前記三次コイルに接続され、前記第１のスイッチ素子又は抵抗を介して供給される電流に応じた検出電圧を生成する出力電圧検出回路と、メインスイッチ素子がオンした時にオンし、オフした時にオフするように前記第１のスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御するスイッチ素子駆動回路と、前記三次コイルより直接供給される電流に応じた電圧を生成しその電圧を監視することで二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する過電圧検出回路と、過電圧を検出したことに応じて、前記メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備え、制御回路は、電圧検出回路により生成される検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御する。
【０１４６】
そのため、出力電圧検出回路は三次コイルの誘起電圧から出力電圧を検出する。スイッチ素子駆動回路は前記スイッチ素子に対し、出力電圧検出回路の検出電圧を基にメインスイッチ素子がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御する。
【０１４７】
過電圧検出回路はトランスの三次コイルより直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する。メインスイッチ素子動作停止制御回路は前記過電圧を検出したことに応じて、メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させる。
【０１４８】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出して、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができる。
【０１４９】
従って、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることで回路の構成素子（例えば、トランジスタ、ダイオード等）が過電圧で損傷したり破壊したりするのを未然に防止できる。
【０１５０】
(2) ：請求項２では、過電圧検出回路は、三次コイルの一端に接続された整流用のダイオードと、ダイオードで整流された直流電流により充電されるコンデンサと、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値を超えた際にオフからオンに変化するツェナーダイオードを備え、所定の閾値は、二次コイルの出力電圧が所定電圧を越えたときに前記ツェナーダイオードがオフからオンに変化するように設定されている。
【０１５１】
そのため、過電圧検出回路はトランスの二次側出力電圧が過電圧になった時、トランスの三次コイルに発生した電圧により、整流された電流が流れコンデンサを充電する。そして、トランスの二次側出力電圧が過電圧になったことで、コンデンサの電圧がツェナーダイオードのツェナー電圧（予め決めた閾値）を超えてしまう。そのため、コンデンサの充電電圧によりツェナーダイオードがオンとなり過電圧を確実に検出する。
【０１５２】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【０１５３】
(3) ：請求項３では、過電圧検出回路が過電圧を検出したときに、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路を備えている。
【０１５４】
(4) ：請求項４では、アラーム信号発生回路は、過電圧検出回路に接続され、該過電圧検出回路が過電圧を検出したことに応じてオフからオンに変化する第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に接続され、該第２のスイッチ素子がオフからオンに変化したことに応じて通電され、発光する発光ダイオードを備えている。
【０１５５】
そのため、スイッチ素子がオンになると発光ダイオードに通電され発光してアラーム信号を発生させる。このアラーム信号によりオペレータ等に対し、二次側出力電圧が過電圧になったことを報知する。
【０１５６】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出してアラーム信号を発生させることができる。
【０１５７】
(5) ：請求項５では、メインスイッチ素子動作停止制御回路は、メインスイッチ素子を直接オン／オフ駆動するドライバに、入力信号の論理積に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を出力する論理積回路と、論理積回路の第１の入力端子に、第２のスイッチ素子のオン／オフ動作に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を入力する論理信号発生回路とを備えると共に、過電圧検出回路が過電圧を検出したことにより第２のスイッチ素子がオンしたときに、前記論理積回路の第２の入力端子にローレベル信号を入力することで、前記論理積回路の出力をローレベルに固定し、前記ドライバによる前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を停止させる機能を備えている。
【０１５８】
そのため、スイッチ素子がオンになったことにより、ＡＮＤ回路の入力（１つの入力）がローレベルになる。この時、ドライバへローレベルの出力を出し続ける。従って、メインスイッチング素子は、オン／オフ動作を停止する。
【０１５９】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出して主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができるので、回路の構成素子（例えば、トランジスタ、ダイオード等）が過電圧で損傷したり破壊したりするのを未然に防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路例である。
【図２】本発明の実施の形態におけるドライバの詳細図である。
【図３】本発明の実施の形態における出力電圧−出力電流特性図である。
【図４】本発明の実施の形態における出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷）である。
【図５】本発明の実施の形態における出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（負荷電流ＩO の時）である。
【図６】本発明の実施の形態における図４、５の説明図である。
【図７】本発明の実施の形態における無負荷時の各部の波形図である。
【図８】本発明の実施の形態における出力の大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形図である。
【図９】本発明の実施の形態における制御内容の説明図である。
【図１０】従来例１の説明図（その１）である。
【図１１】従来例１の説明図（その２）である。
【図１２】従来例２の説明図（その１）である。
【図１３】従来例２の説明図（その２）である。
【符号の説明】
１ メインスイッチ素子
２ 整流用同期整流素子
３ 転流用同期整流素子
４ 出力チョークコイル
５ 入力コンデンサ
６ 出力平滑コンデンサ
７ インバータ
８ 整流用ダイオード
９ 転流用ダイオード
１０ チョークコイル
１１ 平滑コンデンサ
１２、１３、５３ 抵抗（抵抗体）
１４ 基準電圧
１５ エラーアンプ
１６ 三角波発生器
１７ コンパレータ
１８ ドライバ
１９ 出力電圧検出回路
２０ 二次側整流平滑回路
２１ ＡＮＤ回路（又は論理積回路）
２２ ＰＷＭコントロールＩＣ
３０ トランス
３１ 一次コイル
３２ 二次コイル
３３ 三次コイル
４０ 入力電源
４１ 入力端子
４２ 出力端子
４３ 負荷
５０ スイッチ素子
５１ ダイオード
５２ コンデンサ
６０ 過電圧検出回路
６１ ダイオード
ｄ１、ｄ２、ｄ３ ＦＥＴの内蔵ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に同期整流型のフォワードコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来例について説明する。
従来、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続して並列運転する場合に発生する逆電流の流入を減少させる技術が開発されていた（特許文献１、２参照）。以下、これらの特許文献１、２を従来例１、２として具体的に説明する。
【０００３】
(1) ：従来例１（特許文献１）の説明
図１０は従来例１の説明図（その１）、図１１は従来例１の説明図（その２）である。図１０の（ａ）図では、一次巻線２２１と二次巻線２２２とは、一次巻線２２１の一次側電圧供給回路２１１側の一端と、二次巻線２２２の出力端子２２３側の一端とが同極性になるように磁気結合されており、主スイッチ素子２１０が導通し、トランス２２０内の一次巻線２２１に、一次側電圧供給回路２１１から供給される電流Ｉ1 が流れると、二次巻線２２２の出力端子２２３側に正電圧、グラウンド端子２２４側に負電圧が誘起される。
【０００４】
二次巻線２２２に誘起された電圧により、第１の二次側整流素子２０６のドレイン端子の電位がソース端子の電位より低くなる。このとき、第１の二次側整流素子２０６内の寄生ダイオードが順バイアスされるが、ゲート端子には、二次巻線２２２に誘起された電圧により、正電圧が印加されるので、第１の二次側整流素子２０６は、通常動作とは逆方向に導通し、ソース端子側からドレイン端子側に向け、電流Ｉ2 を流す。
【０００５】
電流Ｉ2 による電圧降下は、第１の二次側整流素子２０６の寄生ダイオードを導通させない程度に小さくなっており、この電流Ｉ2 が流れると、出力端子２２３とグラウンド端子２２４の間に接続された出力コンデンサ２０９及び負荷２１２に、低損失で電力が供給される。
【０００６】
この間（第１の二次側整流素子２０６が逆方向に導通している間）、二次巻線２２２に誘起された電圧により、第２の二次側整流素子２０７のドレイン端子には、ソース端子よりも高い電圧が印加されており、また、ゲート端子には負電圧が印加されているから、第２の二次側整流素子２０７には電流は流れない。
【０００７】
次に、主スイッチ素子２１０が導通から遮断に転じると、二次巻線２２２の出力端子２２３側の一端に負電圧、グラウンド端子２２４側の一端に正電圧が誘起される。その電圧により、電流Ｉ2 を流していた第１の二次側整流素子２０６のドレイン端子の電位がソース端子の電位より高くなり、また、ゲート端子には負電圧が印加されるので、第１の二次側整流素子２０６は遮断する。
【０００８】
このとき、第２の二次側整流素子２０７では、二次巻線２２２に誘起された電圧により、ゲート端子に正電圧が印加されるから、導通可能な状態になる。また、第２の二次側整流素子２０７は、インダクタンス素子２０８に生じた起電力により、ドレイン端子の電位がソース端子の電位よりも低くなるから、逆方向に導通し、インダクタンス素子２０８に蓄積された磁気エネルギーにより、図１０の（ｂ）図に示すように、負荷２１２に電力を供給する方向の電流Ｉ3 を流す。
【０００９】
また、制御装置２０３内には発振器と基準電圧発生回路が設けられており、ＰＷＭ方式で主スイッチ素子２１０を駆動しており、スイッチングの周期が一定になっている。また、電源装置２０２はフォワード型であるため、出力端子２２３の出力電圧は、主スイッチ素子２１０の導通時間と、一次側電圧供給回路２１１が出力する電圧、一次巻線２２１と二次巻線２２２の巻線比によって決まる。制御装置２０３は、出力端子２２３とグラウンド端子２２４間の出力電圧を検出しており、主スイッチング素子２１０の導通時間を制御しているので、一次側電圧供給回路２１１の電圧変動等により、一次側電圧供給回路２１１の電圧が変動しても、出力電圧は一定に維持されている。
【００１０】
電源装置２０２は複数台を並列接続し、出力電流を増やすことができる。しかしながら、複数台の電源装置２０２を並列接続する場合には、出力電圧が完全に一致せず、そのため、各電源２０２のうち、出力電圧が高く設定されているものから、負荷２１２が消費するよりも大きな出力電流が出力され、余分な電流は、出力電圧が低く設定されている電源装置に流入してしまう。
【００１１】
図１０の（ｃ）図では、２台の電源装置２０２1 、２０２2 を並列接続して運転する場合を示しており、一方の電源装置２０２1 側から、他方の電源装置２０２2 に向けて電流Ｉ5 が流入している。この電流Ｉ5 が二次巻線２２２2 に流れると、一次巻線２２１2 に電圧が誘起され、その電圧によって主スイッチ素子２１０2 のドレイン端子に負電圧が印加される。そのとき、主スイッチ素子２１０のゲート端子に正電圧が印加されていると、主スイッチ素子２１０2 のソース端子からドレイン端子に向けて逆電流Ｉ6 が流れてしまい、その結果、並列接続された電源装置全体の効率を悪化させ、また、各電源装置２０２1 、２０２2 の劣化を早めてしまうという問題がある。
【００１２】
そこで、従来例１では、図１１に示したように、並列接続しても逆電流が流れない電源装置を提供するものである。このため、主スイッチ素子１０に流れる電流を検出する電流検出回路３０の出力から、主スイッチ素子１０に流れた電流の向きを検出し、導通期間中に逆電流Ｉ10が流れた場合、主スイッチ素子１０の導通期間を長くする。このため、主スイッチ素子１０に流れる電流量が増えるので逆電流が消滅し、並列接続された各電源装置３の電流負担が均等化される、というものである。
【００１３】
(2) ：従来例２（特許文献２）の説明
図１２は従来例２の説明図（その１）、図１３は従来例２の説明図（その２）である。従来、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷に並列に接続する並列運転の使用形態を取る場合がある。このような並列運転を行う際に、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧ＶOUT のばらつきが生じることがある。このような場合には、出力電圧ＶOUT の高いＤＣ−ＤＣコンバータから出力電圧ＶOUT の低いＤＣ−ＤＣコンバータに向かって逆電流が流れる。
【００１４】
このように、並列接続しているＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧ＶOUT のばらつきが生じると、出力電圧ＶOUT の高いＤＣ−ＤＣコンバータと出力電圧ＶOUT の低いＤＣ−ＤＣコンバータとの双方の損失が増加して、回路効率が悪化してしまうという問題が生じる。
【００１５】
そこで、従来例２では、前記逆電流の通電量を抑制して逆電流通電に起因した部品の破損や、並列運転時に逆電流に起因した損失問題を防止することができる同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【００１６】
図１２において、制御回路４２は、コンパレータ２７の出力側からスイッチ素子５の制御端子部であるゲートに制御電圧であるパルス波形信号を加え、そのパルス波形信号のパルス幅ｔを出力電圧ＶOUT の安定化方向に可変制御してスイッチ素子５のオン期間を可変制御する。換言すれば、スイッチ素子５のデューティ比を出力電圧ＶOUT の安定化方向に可変制御する。これにより、出力電圧ＶOUT が可変制御されて出力電圧ＶOUT の安定化が図られる、というものである。
【００１７】
ところで、逆電流が通電しているときには、スイッチ素子５がオフしてもスイッチ素子５のドレイン電圧は逆電流によって低電圧状態から変動しない期間が生じる。この現象は、逆電流通電によって整流平滑回路４０のチョークコイル１３に蓄積されたエネルギーがスイッチ素子５のオフによってトランス２の二次側から一次側に伝達されることにより生じるものであり、逆電流通電時に特有な現象である。
【００１８】
そこで、前記逆電流時に特有な現象に着目し、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満であり、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）が逆電流によって生じる低電圧状態であるときに逆電流を検知する逆電流検知手段４３を形成した。
【００１９】
ＰＮＰトランジスタ３１は上記逆電流検知信号を受けてオンする。これにより、抵抗体２３、２４の接続部からオペアンプ２５の反転入力端子に向かう電流の一部が前記接続部ＸからＰＮＰトランジスタ３１と抵抗体３２を通って分流する。このために、逆電流通電時にはオーバーシュート電圧印加に起因して抵抗体２３、２４の接続部から出力される電圧は定常時よりも増加しているにも拘わらず、オペアンプ２５の反転入力端子に入力する電圧は定常時よりも低下することとなる。
【００２０】
この電圧低下によって、制御回路４２からスイッチ素子５のゲートに加えられるパルス波形信号のパルス幅ｔが広がってスイッチ素子５のオン期間が長くなり、入出力変換比が増加する結果、出力電圧ＶOUT が増加する。
【００２１】
この例によれば、逆電流検知手段４３と逆電流抑制手段４４を設けて逆電流通電時には入出力変換比を増加させる構成とし、図１３の（ａ）図の実線αに示すような特有なレギュレーション特性をＤＣ−ＤＣコンバータに持たせたので、逆電流が発生した際に、その逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することができる。このように、逆電流の通電量を抑制することができるので、大きな逆電流が通電することによる前述したような部品の破損問題を防止することができるというものである。
【００２２】
また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて並列運転を行う際に、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧ＶOUT のばらつきが生じても、その出力電圧ＶOUT のばらつきに起因した逆電流通電による損失増加を緩和することができ、回路効率の悪化を防止することができる。
【００２３】
つまり、並列運転を行うＤＣ−ＤＣコンバータのうち、出力電圧ＶOUT の高いＤＣ−ＤＣコンバータＡが持つレギュレーション特性が、例えば、図１３の（ｂ）図における実線Ａに示すような特性を有し、また、出力電圧ＶOUT の低いＤＣ−ＤＣコンバータＢが持つレギュレーション特性が、例えば、図１３の（ｂ）図の実線Ｂに示すような特性を示すこととなる。
【００２４】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータＡからＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電流の通電量はＩｂ′となり、従来例に比べて格段に小さくなる。このため、逆通電に起因したＤＣ−ＤＣコンバータＢの損失を抑制することができる。
【００２５】
【特許文献１】
特開２０００−１３９０７４
【特許文献２】
特開２００１−１６９５４５
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
前記のような従来のものにおいては、次のような課題があった。
【００２７】
(1) ：前記従来例１では、主スイッチ素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力から、前記主スイッチ素子に流れる電流の向きを検出する逆電流抑制回路が設けられている。また、電流検出回路にカレントトランスを用いている。また、前記従来例２では、逆電流検出手段（４３）と逆電流抑制手段（４４）を設けている。
【００２８】
このように、従来例１、２とも、逆電流検出手段を設けているが、このような手段は回路構成が複雑で、コスト的にも高価なものである。特に、従来例１では、高価なカレントトランスを使用し電流を検出しており、従来例２では、逆電流を抑制するため出力電圧を上昇させるが、それと同時に検出電圧（出力電圧を間接的に検出し制御している電圧）Ｖccも比例して上昇する。そのため、検出電圧を上昇させるように制御をし、結果出力電圧が上昇し、逆電流の流入を抑制している。このため、使用する半導体の耐圧も前記検出電圧Ｖccの最大値のものを選定する必要があった。
【００２９】
本発明は、このような従来の課題を解決し、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、並列運転時に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出して、この検出電圧（Ｖcc）を上昇させることなく、過電圧アラーム信号を発生させ、又は、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができるようにすることを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記の目的を達成するため、次のように構成した。
【００３１】
すなわち、第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの一次コイルと直列に接続されたメインスイッチ素子と、該メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御する制御回路とを備え、前記トランスの二次コイルを介して負荷に出力電圧が供給される同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスの三次コイルと直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と並列に接続された抵抗と、前記第１のスイッチ素子及び抵抗を介して前記三次コイルに接続され、前記第１のスイッチ素子又は抵抗を介して供給される電流に応じた検出電圧を生成する出力電圧検出回路と、前記メインスイッチ素子がオンした時にオンし、オフした時にオフするように前記第１のスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御するスイッチ素子駆動回路と、前記三次コイルより直接供給される電流に応じた電圧を生成しその電圧を監視することで前記二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する過電圧検出回路と、前記過電圧を検出したことに応じて、前記メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備え、前記制御回路は、前記電圧検出回路により生成される前記検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御することを特徴とする。
【００３２】
また、第２の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記過電圧検出回路は、前記三次コイルの一端に接続された整流用のダイオードと、前記ダイオードで整流された直流電流により充電されるコンデンサと、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値を超えた際にオフからオンに変化するツェナーダイオードを備え、前記所定の閾値は、前記二次コイルの出力電圧が所定電圧を越えたときに前記ツェナーダイオードがオフからオンに変化するように設定されていることを特徴とする。
【００３３】
また、第３の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記過電圧検出回路が過電圧を検出したときに、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路を備えていることを特徴とする。
【００３４】
また、第４の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記アラーム信号発生回路は、前記過電圧検出回路に接続され、該過電圧検出回路が過電圧を検出したことに応じてオフからオンに変化する第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に接続され、該第２のスイッチ素子がオフからオンに変化したことに応じて通電され、発光する発光ダイオードを備えていることを特徴とする。
【００３５】
また、第５の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記メインスイッチ素子動作停止制御回路は、前記メインスイッチ素子を直接オン／オフ駆動するドライバに、入力信号の論理積に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を出力する論理積回路と、前記論理積回路の第１の入力端子に、前記第２のスイッチ素子のオン／オフ動作に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を入力する論理信号発生回路とを備えると共に、前記過電圧検出回路が過電圧を検出したことにより前記第２のスイッチ素子がオンしたときに、前記論理積回路の第２の入力端子にローレベル信号を入力することで、前記論理積回路の出力をローレベルに固定し、前記ドライバによる前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を停止させる機能を備えていることを特徴とする。
【００３６】
（作用）
前記構成に基づく本発明の作用を、図１に基づいて説明する。
【００３７】
▲１▼：第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に逆電流が流入する。この逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【００３８】
この時、スイッチ素子駆動回路（ダイオード５１、コンデンサ５２）は、スイッチ素子５０に対し、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御する。この駆動制御では、スイッチ素子５０のオン時間が短くなるように駆動制御して出力電圧検出回路１９の検出電圧を低下させる。そして、前記検出電圧の低下に応じてドライバ１８ではメインスイッチ素子１をオンさせる時間を長くして出力電圧を上昇させ、前記逆電流の流入を抑制する。
【００３９】
また、前記のような逆電流が流れ、トランス３０の二次側出力電圧（二次コイル３２の出力電圧）が過電圧になったとする。この時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３より直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次側出力電圧に過電圧が発生したことを検出する。そして、メインスイッチ素子動作停止制御回路は、前記過電圧を検出したことに応じてメインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させる。
【００４０】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出して、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができる。
【００４１】
従って、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることで回路の構成素子（例えば、トランジスタ、ダイオード等）が過電圧で損傷したり破壊したりするのを未然に防止することができる。
【００４２】
▲２▼：前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記過電圧検出回路はトランス３０の二次側出力電圧が過電圧になった時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３に発生した電圧により、３３ａ側が＋の時は三次コイル３３→ダイオード６１→コンデンサ６２→ＧＮＤの経路で整流された電流が流れコンデンサ６２を充電する。
【００４３】
そして、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧になったことで、コンデンサ６２の電圧がツェナーダイオード６３のツェナー電圧（予め決めた閾値）を超えてしまう。そのため、コンデンサ６２の充電電圧によりツェナーダイオード６３がオンとなりスイッチ素子６４をオンにする。
【００４４】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【００４５】
▲３▼：第３のＤＣ−ＤＣコンバータでは、アラーム信号発生回路は、過電圧検出回路で過電圧を検出した際、アラーム信号を発生させる。このようにすれば、このＤＣ−ＤＣコンバータを使用した装置の係員等に、前記アラーム信号の発生により過電圧状態を知らせることができる。
【００４６】
▲４▼：第４のＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記のようにしてスイッチ素子６４がオンになると、電源４０→ＬＥＤ６８（発光ダイオード）→抵抗６７→スイッチ素子６４→ＧＮＤ（接地電位）の経路で電流が流れ、ＬＥＤ６８が発光してアラーム信号を発生させる。このアラーム信号によりオペレータ等に対し、二次側出力電圧が過電圧になったことを報知する。
【００４７】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出してアラーム信号を発生させことができる。
【００４８】
▲５▼：第５のＤＣ−ＤＣコンバータでは、メインスイッチ素子動作停止制御回路はメインスイッチ素子１を直接ドライブするドライバ１８に論理信号を出力する論理積回路（ＡＮＤ回路２１）と、前記論理積回路の１つの入力端子に、前記アラーム信号発生回路のスイッチ素子６４のオン／オフ動作に応じて異なるレベルの論理信号を入力する論理信号発生回路（抵抗６６、ダイオード６５等）とを備え、過電圧検出回路６０が過電圧を検出したことでスイッチ素子６４がオンになった際、論理積回路の１つの入力端子にローレベル信号を入力することで、論理積回路の出力をローレベルに固定し、ドライバ１８によるメインスイッチ素子１の動作を停止させる機能を備えている。
【００４９】
そのため、スイッチ素子６４がオンになったことにより、抵抗１２、１３の電圧でダイオード６５がオンになり、該ダイオード６５→スイッチ素子６４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、ＡＮＤ回路２１の入力Ａがローレベルになる。
【００５０】
そのため、コンパレータ１７の出力が、ハイレベルでもローレベルでも常にローレベルで固定となり、ドライバ１８へローレベルの出力を出し続ける。従って、メインスイッチング素子１は、オン／オフ動作を停止する。
【００５１】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出して主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができる。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００５３】
§１：ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例の説明
図１はＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示した図であり、同期整流型のフォワードコンバータ（又は、フォワード方式の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ）の回路例である。以下、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００５４】
(1) ：回路の特徴（図１参照）
本回路の特徴は、トランス３０の三次コイル３３に接続された出力電圧検出回路１９にスイッチ素子５０を設けた点、及び前記三次コイル３３により直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次出力側に過電圧が発生したことを検出する過電圧検出回路と、前記過電圧検出回路で過電圧を検出した際、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路と、前記過電圧を検出したことに応じて、メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備えていることである。
【００５５】
この場合、スイッチ素子５０は、メインスイッチ素子１を駆動する駆動信号（パルス）が、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動される。そして、三次コイル３３から出力された電圧を整流平滑し、その電圧を検出電圧とし、メインスイッチ素子１のオン／オフの時間を制御する。
【００５６】
ところで、負荷に対し複数のＤＣ−ＤＣコンバータが接続された場合、特に、出力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータが接続されていた場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側から逆電流が流入することがある（前記従来例参照）。このように出力側から逆電流が流入すると、三次コイル３３の検出電圧が上昇し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間は短くなる。
【００５７】
これにともない、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、検出電圧が低下し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間を長くするように制御される。その結果、出力電圧が上昇し、逆電流の流入を抑制する。更に具体的には次の通りである。
【００５８】
すなわち、ドライバ１８の出力がメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時オンし、オフさせる信号の時オフするスイッチ素子５０を出力電圧検出回路１９に設け、トランス３０の三次コイル３３と直列に接続する。
【００５９】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する（この電流を「逆電流」という）。前記逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【００６０】
このように、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、ドライバ１８から出力されるメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時間が短くなる。これに伴い、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、スイッチ素子５０がオフした後は抵抗５３を通して整流することとなる。
【００６１】
このように、抵抗５３を通して整流すると、出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８から出力される信号は、前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の電圧３３ａの間で電圧降下が発生するので、その結果、出力電圧を上昇させることとなり前記逆電流を抑制することができる。
【００６２】
また、三次コイル３３により直接、直流電圧を生成し、その電圧を監視することで二次出力側に過電圧が発生したことを検出した時、過電圧検出回路６０でスイッチ素子６４をオンに駆動してＬＥＤ６８に通電して点灯させることでアラーム信号を発生させる。
【００６３】
また、スイッチ素子６４がオンになった際、ＡＮＤ回路２１の出力を論理出力＝Ｌ（ローレベル）に固定することで、ＰＷＭコントローラＩＣ２２の出力をＬに固定して主スイッチング素子１を停止（オフ状態）させる。
【００６４】
(2) ：回路構成の詳細な説明（図１、図２参照）
図１において、１はメインスイッチ素子（主スイッチング素子）、２は整流用同期整流素子、３は転流用同期整流素子、５０はスイッチ素子であり、これら各素子は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）で構成する。
【００６５】
４は出力チョークコイル、５は入力コンデンサ、６は出力平滑コンデンサ、７はインバータ、８は整流用ダイオード、９は転流用ダイオード、１０はチョークコイル、１１は平滑コンデンサ、１２、１３、５３、６６、６７は抵抗（又は抵抗体）である。
【００６６】
１４は基準電圧、１５はエラーアンプ（エラー増幅器）、１６は三角波発生器、１７はエラーアンプ１５の出力と三角波発生器１６の出力とを比較するためのコンパレータ（比較器）、１８はメインスイッチ素子１を駆動するためのドライバである。
【００６７】
１９は出力電圧検出回路、２０は二次側整流平滑回路、３０はトランスであり、３１は一次コイル（一次巻線）、３２は二次コイル（二次巻線）、３３は三次コイル（三次巻線）、４０は入力電源、４１（４１ａ、４１ｂ）は入力端子、４２（４２ａ、４２ｂ）は出力端子、４３は負荷、５１はダイオード、５２はコンデンサ、ｄ１、ｄ２、ｄ３はそれぞれ前記素子１、２、３の内蔵ダイオードを示す。
【００６８】
２１はＡＮＤ回路（論理積回路）、２２はＰＷＭ（パルス幅変調）コントロールＩＣ（又は、ＰＷＭ制御部）、６０は過電圧検出回路、６１はダイオード、６２はコンデンサ、６３はツェナーダイオード、６４はスイッチ素子｛ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）｝、６５はダイオード、６６は抵抗、６８は発光ダイオード（以下「ＬＥＤ」と記す）である。
【００６９】
前記出力電圧検出回路１９は、スイッチ素子５０、抵抗５３、転流用ダイオード９、整流用ダイオード８、平滑コンデンサ１１、チョークコイル１０で構成されている。ＰＷＭコントローラＩＣ２２は、エラーアンプ１５、三角波発生器１６、コンパレータ１７、ＡＮＤ回路２１、ドライバ１８、基準電圧１４で構成されている。
【００７０】
過電圧検出回路６０は、ダイオード６１、コンデンサ６２、ツェナーダイオード６３で構成されている。二次側整流平滑回路２０は、整流用同期整流素子２、転流用同期整流素子３、インバータ７、出力チョークコイル４、出力平滑コンデンサ６で構成されている。
【００７１】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの入力側には、トランス３０が設けられ、該トランス３０の一次コイル３１には、メインスイッチ素子１が接続され、ドライバ１８により駆動制御されるように構成されている。そして、メインスイッチ素子１のオン／オフ（導通／不導通）により一次コイル３１に発生する励磁エネルギー（電磁エネルギー）を、断続的にトランス３０の二次側及び三次側に供給するようになっている。
【００７２】
入力側は、入力電源４０が供給される入力端子４１ａ、４１ｂ間に入力コンデンサ５が接続され、入力電圧を平滑化している。トランス３０の二次コイル３２には、出力チョークコイル４、出力平滑コンデンサ８、整流用同期整流素子２（ＭＯＳＦＥＴ）、転流用同期整流素子３（ＭＯＳＦＥＴ）を含む平滑整流回路が接続されている。この場合、出力平滑コンデンサ６と出力チョークコイル４の直列回路に対して、転流用同期整流素子３が接続されている。
【００７３】
また、トランス３０の三次コイル３３には、スイッチ素子５０と抵抗５３の並列回路と、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０と、整流用ダイオード８の直列回路を接続し、前記平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０の直列回路に並列に、整流用ダイオード９を接続している。
【００７４】
また、前記平滑コンデンサ１１と並列に、抵抗１２、１３の直列回路を接続して平滑コンデンサ１１の充電電圧（直流電圧）を分圧し、その分圧した電圧（抵抗１２の電圧）をエラーアンプ１５に入力している。また、エラーアンプ１５には、前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）を入力すると共に、基準電圧１４を入力し、前記基準電圧１４と前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）との差分の電圧（エラー電圧値）をコンパレータ１７に出力する。
【００７５】
コンパレータ１７では、エラーアンプ１５の出力電圧と三角波発生器１６の出力電圧を比較し、両者の差の電圧をＡＮＤ回路２１の入力Ｂ側へ出力する。また、ＡＮＤ回路２１の入力Ａ側には、ダイオード６５を介してスイッチ素子６４の出力端子を接続している。
【００７６】
この場合、ＡＮＤ回路２１の真理値表によれば、入力Ａ、Ｂ＝Ｈ、Ｈであれば、出力＝Ｈ、入力Ａ、Ｂ＝Ｈ、Ｌであれば、出力＝Ｌ、入力Ａ、Ｂ＝Ｌ、Ｈであれば、出力＝Ｌ、入力Ａ、Ｂ＝Ｌ、Ｌであれば、出力＝Ｌ（但し、Ｈはハイレベル、Ｌはローレベル）となる。
【００７７】
ドライバ１８は、前記ＡＮＤ回路２１の出力（論理出力）を入力し、パルス電圧を発生させてメインスイッチ素子１のゲートへ印加することで、メインスイッチ素子１をオン／オフ駆動するように構成されている。
【００７８】
また、過電圧検出回路６０は、トランス３０の三次コイル３３の一端とＧＮＤ（接地電位）との間に、ダイオード６１とコンデンサ６２の直列回路が接続され、三次コイル３３に発生した電圧（図示の黒丸側が＋側となった時の電圧）によりダイオード６１を介して整流された電流が流れ、この整流された電流でコンデンサ６２を充電する。そして、三次コイル３３に発生する電圧が前記と逆（図示黒丸と反対側が＋の時の電圧）の場合は、前記整流された電流は流れずコンデンサ６２は充電されないように構成されている。
【００７９】
コンデンサ６２が充電され、トランス３０の二次側の出力電圧が過電圧になり、コンデンサ６２の電圧がツェナーダイオード６３のツェナー電圧（予め決めた閾値）を超えると、該ツェナーダイオード６３が導通し（オンになり）、スイッチ素子６４がオフからオンになる。そのため、ＬＥＤ６８がオンになり、発光してアラーム信号を発生するように構成されている。
【００８０】
この場合、スイッチ素子６４がオンになると、ダイオード６５がオンになり、ＡＮＤ回路２１の入力Ａが、ほぼＧＮＤ電位（入力＝Ｌ）になり、ＡＮＤ回路２１の出力がＬに固定されメインスイッチ素子１をオフにするように構成されている。
【００８１】
また、ドライバ１８は、図２のように構成されている。すなわち、前記ドライバ１８は、詳細には、バイポーラ型トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」と記す）Ｑ１とＱ２が図示のように接続されている。この場合、トランジスタＱ１がＮＰＮ型トランジスタで、トランジスタＱ２がＰＮＰ型トランジスタで構成され、互いのベース電極（入力ＩＮ側）とエミッタ電極（出力ＯＵＴ側）が共通接続されている。
【００８２】
このように接続されていると、入力ＩＮ側が所定電圧以上の時、トランジスタＱ１：オン、Ｑ２：オフとなり、出力ＯＵＴ側がハイレベルの電圧Ｖｄｄとなる。また、逆に、入力ＩＮ側が所定電圧以下の時、トランジスタＱ１：オフ、Ｑ２：オンとなり、出力ＯＵＴ側がローレベルの電圧Ｖｓｓとなる（Ｖｄｄ＞Ｖｓｓ）。
【００８３】
なお、３１ａ、３１ｂはトランス３０の一次コイル３１の両端子、３２ａ、３２ｂはトランス３０の二次コイル３２の両端子、３３ａ、３３ｂはトランス３０の三次コイル３３の両端子である。
【００８４】
(3) ：無負荷時の詳細な動作の説明
以下、図１、図２に基づいて、図１に示した回路例の動作を説明する。
【００８５】
今、入力端子４１ａ、４１ｂに入力電源４０を印加した状態で、ドライバ１８からメインスイッチ素子１を駆動するための駆動パルスを発生させ、この駆動パルスをメインスイッチ素子１のゲートに供給すると、メインスイッチ素子１がオン（導通）／オフ（不導通）動作を繰り返す。そして、該メインスイッチ素子１がオンになった時、該メインスイッチ素子１を介してトランス３０の一次コイル３１に励磁電流が流れる。
【００８６】
この時、トランス３０の二次コイル３２には、整流用同期整流素子２がオンする方向に電圧（誘起電圧）が発生し、該整流用同期整流素子２がオンする。この場合、トランス３０の二次コイル３２に発生した電圧により、二次コイル３２→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４→整流用同期整流素子２→二次コイル３２の経路で電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される。
【００８７】
この時、二次コイル３２の電圧はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオフとなる。
【００８８】
また、この時、トランス３０の三次コイル３３には、二次コイル３２の電圧に応じた電圧が誘起される。この電圧により、スイッチ素子５０がオンならば、三次コイル３３→スイッチ素子５０→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０→整流用ダイオード８→三次コイル３３の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される。
【００８９】
また、スイッチ素子５０がオフの場合は、抵抗５３を介して前記と同様の電流が流れ、平滑コンデンサ１１は充電される。この時、転流用ダイオード９はオフのままである。なお、この時トランス３０には励磁エネルギーが蓄えられる。
【００９０】
次に、ドライバ１８からの駆動パルスによりメインスイッチ素子１がオフになると、トランス３０の一次コイル３１に前記と逆方向の電圧が誘起される（端子３２側が＋となる）ので、整流用同期整流素子２はオフとなる。この時、二次コイル３２の電圧（前記と逆向き極性の電圧）はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオンとなる。
【００９１】
そのため、出力チョークコイル４に蓄えられた電磁エネルギーにより、出力チョークコイル４→転流用同期整流素子３→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４の経路でフライホイール電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００９２】
この時、トランス３０の三次コイル３３には、前記と逆極性の電圧（端子３３ｂ側が＋）が発生するが、整流用ダイオード８が逆バイアスされてオフとなり、三次コイル３３の誘起電圧によっては電流は流れない。しかし、この時、チョークコイル１０に蓄えられた電磁エネルギーにより、チョークコイル１０→転流用ダイオード９→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０の経路でフライホイール電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００９３】
以降、同様にして動作が繰り返されるが、前記平滑コンデンサ１１の充電電圧により抵抗１２、１３には一定の直流電圧が発生する。この電圧は、二次側の出力電圧に対応した電圧となっている。この場合、前記抵抗１２、１３の電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と同じ）は、ドライバ１８とダイオード５１に印加する。また、前記２つの抵抗で分圧した電圧（抵抗１２の端子電圧）はエラーアンプ１５に入力し、基準電圧１４との差分が取り出される。
【００９４】
そして、コンパレータ１７では、前記エラーアンプの出力を三角波発生器１６の出力電圧と比較されて矩形波信号を出力し、ＡＮＤ回路２１のＡ入力がハイレベルならば（過電圧は検出されていない状態）、ドライバ１８から駆動信号（パルス信号）がメインスイッチ素子１のゲートに印加する。これによりメインスイッチ素子１は前記と同様のオン／オフ動作を繰り返す。
【００９５】
また、前記ダイオード５１に印加した電圧は、該ダイオード５１で整流され、コンデンサ５２を充電する。そして、ドライバ１８からハイレベルの電圧が出力された時は、そのハイレベルの電圧（パルスのオン波形）に、更に、コンデンサ５２の充電電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と略同じ電圧）が上乗せされ、大きな出力電圧（平滑コンデンサ１１の電圧の約２倍の電圧）が発生し、スイッチ素子５０のゲートに印加する。そのため、スイッチ素子５０がオンになる。
【００９６】
しかし、ドライバ１８からローレベルの電圧（例えば、ＧＮＤレベル）が出力された時は、そのローレベルの電圧（パルスのオフ波形）に、更に、コンデンサ５２の充電電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と略同じ電圧）が上乗せされても小さい出力電圧なので、この出力電圧がスイッチ素子５０のゲートに印加しても、スイッチ素子５０がオフとなる。
【００９７】
また、過電圧検出回路６０では、トランス３０の三次コイル３３に発生した電圧により、３３ａ側が＋の時は三次コイル３３→ダイオード６１→コンデンサ６２→ＧＮＤの経路で電流が流れコンデンサ６２を充電する。この場合、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧でなければ、コンデンサ６２の電圧はツェナーダイオード６３のツェナー電圧（このツェナー電圧を過電圧検出時の「閾値電圧」とする。）未満となるように設定しておくので、該ツェナーダイオード６３はオフのままであり、スイッチ素子６４がオフのままである。
【００９８】
このように、スイッチ素子６４がオフの時は、二次側出力電圧は過電圧でないとして、ＬＥＤ６８に電流は流れずアラームは発生しない。なお、三次コイル３３の３３ｂ側が＋の時はコンデンサ６２への充電電流は流れない。
【００９９】
(4) ：負荷に対し、複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転された場合の概要の説明（図１、図３参照）
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの負荷４３に対し、別のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続し、この別のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が何らかの理由で高くなったとする。この時、前記別のＤＣ−ＤＣコンバータから図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータに逆電流が流れる。
【０１００】
この場合、出力端子４２ａ、４２ｂ間の電圧が通常時より高くなり、出力端子４２ａからトランス３０の二次コイル３２方向に向けて逆電流が流れる。この時の出力電圧−出力電流特性は、図３のようになる。図３では、横軸が出力電流（Ｉout ）、縦軸が出力電圧（Ｖout ）を示す。
【０１０１】
また、図３において、点線で示した特性は従来例の特性（特に従来例２の特性）であり、実線が本発明の特性である。また、縦軸の右側が流出する電流、左側が流入する電流である。
【０１０２】
図１において前記のような逆電流が流れ、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧になったとする。この時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３に発生した電圧により、３３ａ側が＋の時は三次コイル３３→ダイオード６１→コンデンサ６２→ＧＮＤの経路で電流が流れコンデンサ６２を充電する。
【０１０３】
この時、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧になったことで、コンデンサ６２の電圧がツェナーダイオード６３のツェナー電圧（閾値電圧）を超えてしまう。そのため、コンデンサ６２の充電電圧によりツェナーダイオード６３がオンとなりスイッチ素子６４をオンにする。
【０１０４】
該スイッチ素子６４がオンになると、電源４０→ＬＥＤ６８→抵抗６７→スイッチ素子６４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、ＬＥＤ６８が発光してアラーム信号を発生する。このアラーム信号によりオペレータ等に対し二次側出力電圧が過電圧になったことを報知する。
【０１０５】
また、この時、スイッチ素子６４がオンになったことにより、抵抗１２、１３の電圧により、ダイオード６５がオンになり、該ダイオード６５→スイッチ素子６４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、ＡＮＤ回路２１の入力ＡがローレベルＬになる。
【０１０６】
そのため、コンパレータ１７の出力がハイレベルＨでもローレベルＬでも常にローレベルで固定となりドライバ１８へローレベルの出力を出し続ける。従って、ドライバ１８の出力はローレベル固定となりメインスイッチング素子１はオン／オフ動作を停止する。
【０１０７】
なお、前記過電圧が解消された場合には、再びスイッチ素子６４がオフとなり、ドライバ１８から出力されるパルス（ＰＷＭ駆動パルス）によりメインスイッチング素子１は、オン／オフ動作を再開する。
【０１０８】
前記のように複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転された場合、一方の出力電圧がバラツキ等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する。流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【０１０９】
前記検出電圧も上昇すると、ドライバ１８の出力のメインスイッチ素子１をオンする信号の時間が短くなる。これに伴い、スイッチ素子５０のオン時間も短くなる。スイッチ素子５０をオフした後は、抵抗５３を通して整流することとなる。抵抗５３を通して整流すると電圧降下が発生するため、検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８の信号は流入前より少し時間が短くなるだけで、従来例のように極端に短くならない。
【０１１０】
また、前記検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の間で電圧降下が発生するので、出力電圧を上昇させることとなる。また、前記検出電圧は一定になるように制御されるので、検出電圧に接続されている半導体素子等に過電圧が印加される恐れもない。そして、三次コイル３３より直接、電圧を生成する。この場合、前記生成した電圧は、トランス３０の二次側出力電圧に比例するので、出力に過電圧が印加されると上昇し、過電圧検出回路６０による過電圧検出が可能となる。
【０１１１】
(5) ：出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷時）の詳細な説明（図４、図６参照）
図４は出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷）、図６は図４、５の説明図である。なお、参考のため、図６では従来例についても図示してある。
【０１１２】
(5) −１：従来例の特性
図６のＣ図のように、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した場合であって、無負荷時について説明する。
【０１１３】
ＤＣ−ＤＣコンバータには、部品等の特性ばらつきの影響で出力電圧にばらつきが生じる。出力電圧が小さい従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼と大きいＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼を並列接続すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼からの出力電流がＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼に流入する。
【０１１４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼の動作点は図４のポイントＣとなり、電流値Ｉ02が流入する。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼の動作点は図４のポイントＤとなり、電流値Ｉ02を出力し平衡する。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ02となる。
【０１１５】
(5) −２：本発明の特性
図６のＡ図のように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した場合（無負荷時）について説明する。前記従来例と同じでＤＣ−ＤＣコンバータには、部品等のばらつきの影響で出力電圧にばらつきが生じる。
【０１１６】
出力電圧が小さい本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼と、大きい従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼を並列接続すると、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼からの出力電流が本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼に流入する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼の動作点は、図４のポイントＡとなり電流値Ｉ01が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼の動作点は、図４のポイントＢとなり電流値Ｉ01を出力し平衡する。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ01となる。このように、本発明では、流入電流を小さく抑制することが可能になる。
【０１１７】
(6) ：出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（負荷電流ＩO の時）の詳細な説明（図５、６参照）
(6) −１：従来例の特性
前記と同様に、図６のＤ図のように、負荷電流がＩ0 の時の並列運転動作について説明する。従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼の動作点は、図５のポイントＣとなり電流値Ｉ04が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼の動作点は、ポイントＤとなり電流値Ｉ06を出力し平衡する。すなわち、Ｉ06−Ｉ04は、負荷電流Ｉ0 となる。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ04となる。
【０１１８】
(6) −２：本発明の特性
前記と同様に、図６のＢ図のように、負荷電流がＩ0 の時の並列動作について説明する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼の動作点は、図５のポイントＡとなり、電流値Ｉ03が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼の動作点は、図５のポイントＢとなり、電流値Ｉ05を出力し平衡する。この場合、Ｉ05−Ｉ03は、負荷電流Ｉ0 となる。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ03となる。このように、本発明では、流入電流を小さく抑制することが可能になる。
【０１１９】
(7) ：無負荷時の各部の波形
図７は無負荷時の各部の波形図である。図７において、波形▲１▼はドライバ１８の出力電圧波形、波形▲２▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧波形、波形▲３▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形、波形▲４▼は出力チョークコイル４の電流波形、波形▲５▼はトランス３０の三次コイル３３の両端の電圧波形、波形▲６▼はスイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧波形、波形▲７▼はスイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流波形を示す。なお、図７に示したｔはタイミング（又は時刻）、ｔ０〜ｔ５は各タイミングを示す。
【０１２０】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの無負荷時には、各部は図７に示した波形となる。先ず、ドライバ１８からは、波形▲１▼のような矩形波の駆動パルスが出力され、このパルスによりメインスイッチ素子１がオン／オフ駆動される。
【０１２１】
すなわち、タイミングｔ０〜ｔ１までは駆動パルスがローレベルで、タイミングｔ１〜ｔ２までは駆動パルスがハイレベル、タイミングｔ２〜ｔ３までは駆動パルスがローレベルで、タイミングｔ３〜ｔ４までは駆動パルスがハイレベルとなり、駆動パルスがハイレベルの時、メインスイッチ素子１がオンとなり、駆動パルスがローレベル（例えば、ＧＮＤレベル）の時、メインスイッチ素子１がオフとなるように駆動される。
【０１２２】
この時のメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧の波形は波形▲２▼のようになり、メインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形は波形▲３▼のようになる。また、出力チョークコイル４は、電磁エネルギーの蓄積と放出動作が繰り返され、波形▲４▼のような波形になる。
【０１２３】
トランス３０の三次コイル３３には、その両端に波形▲５▼のような波形の電圧が誘起される。この時、スイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧は波形▲６▼のような波形になる。この場合、スッチ素子５０は、タイミングｔ０〜ｔ１の間はオフ、タイミングｔ１〜ｔ２の間はオン、タイミングｔ２〜ｔ３の間はオフ、タイミングｔ３〜ｔ４の間はオンとなる。
【０１２４】
従って、スイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流は、波形▲７▼のように、タイミングｔ０〜ｔ１の間は電流が流れず、タイミングｔ１〜ｔ２の間は電流が流れ、タイミングｔ２〜ｔ３の間は電流が流れず、タイミングｔ３〜ｔ４の間は電流が流れる。
【０１２５】
(8) ：出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形
図８は出力の大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形図である。図８において、波形▲１▼はドライバ１８の出力電圧波形、波形▲２▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧波形、波形▲３▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形、波形▲４▼は出力チョークコイル４の電流波形、波形▲５▼はトランス３０の三次コイルの両端の電圧波形である。
【０１２６】
また、波形▲６▼はスイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧波形、波形▲７▼はスイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流波形を示す。なお、図８に示したｔはタイミング（又は時刻）、ｔ０、ｔ１、ｔ２ａ、ｔ２ｂ、ｔ３、ｔ４ａ、ｔ４ｂ、ｔ５は各タイミングを示す。また、点線は図７に示した無負荷時の波形、実線は本発明の逆電流流入時の波形である。
【０１２７】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータに、出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形は図８の実線で示した波形となる。具体的には、次の通りである。
【０１２８】
前記のような逆電流が流入している時には、図８の波形▲１▼、▲２▼に示すように、メインスイッチ素子１がオフしてもドレイン電圧は逆電流流入によって低電圧状態（約ゼロボルト：ＧＮＤレベル）から変動しない期間Ｔ１が生じる。この現象は、逆電流流入によって、出力チョークコイル４に蓄積されたエネルギーが二次側から一次側へ伝達されることにより生じ、メインスイッチ素子１がオフしてもメインスイッチ素子１の内蔵ダイオード（ボディダイオード）ｄ１が導通しているので、低電圧状態となる。
【０１２９】
この期間Ｔ１の間は、本発明では、スイッチ素子５０がオフとなり、平滑コンデンサ１１への整流電流が無くなる。これにより、平滑コンデンサ１１の両端電圧は低下し、メインスイッチ素子１の駆動制御回路（エラーアンプ１６、コンパレータ１７、ドライバ８を含む回路）はメインスイッチ素子１のオン時間が長くなるように制御を行う。その結果、出力電圧は上昇し、逆電流の流入を抑制する。以下、更に、詳細に説明する。
【０１３０】
前記のように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する（逆電流の流入発生）。この逆電流の流入と同時に、出力の低い方のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【０１３１】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上昇し、逆電流が流入することにより、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、図８の点線位置（無負荷時）から実線位置（逆電流流入時）のように、ドライバ１８から出力されるメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時間が短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間＝期間Ｔ１、ｔ４ａ〜ｔ４ｂ間＝期間Ｔ１だけ短くなる）。
【０１３２】
これに伴い、図８の波形▲６▼、波形▲７▼のように、スイッチ素子５０のオン時間も短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間＝期間Ｔ１、ｔ４ａ〜ｔ４ｂ間＝期間Ｔ１だけ短くなる）。すると、出力電圧検出回路１９の検出電圧も低くなり、その結果、エラーアンプ１６の出力は大きくなり、コンパレータ１７の出力も大きくなる。
【０１３３】
その結果、ドライバ１８からの出力パルスが長くなるように制御が行なわれ、トランス１の一次コイル３０に流れる電流を大きくすることで、二次コイル３２に発生する電圧を大きくする。そして、トランス３０の二次側電圧、すなわち、出力電圧を大きくし、逆電圧の流入を抑制する。
【０１３４】
なお、前記動作において、スイッチ素子５０がオンからオフした後は、抵抗５３を通して整流することとなる。この場合、スイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流が流れる時間が短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間、タイミングｔ４ａ〜ｔ４ｂ間において、期間Ｔ１だけ短くなる）。
【０１３５】
このように、抵抗５３を通して整流すると、出力電圧検出回路１９の出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８の信号は前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の電圧３３ａの間で電圧降下が発生するので、その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（負荷への供給電圧）を上昇させることとなり、前記逆電流を抑制することができる。
【０１３６】
なお、前記のような逆電流が流れ、トランス３０の二次側出力電圧（二次コイル３２の出力電圧）が過電圧になったとする。この時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３より直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次側出力電圧に過電圧が発生したことを検出する。
【０１３７】
そして、アラーム信号発生回路は、前記過電圧検出回路で過電圧を検出した際、アラーム信号を発生させる。また、メインスイッチ素子動作停止制御回路は、前記過電圧を検出したことに応じて、メインスイッチ素子１のオン／オフ動作を停止させる。
【０１３８】
(9) ：制御内容の説明
図９は制御内容の説明図であり、Ａ図は説明図１、Ｂ図は説明図２である。なお、図９では比較のため従来例（前記従来例１、２を参照）についても図示してある。図９のＡ図において、横軸はＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout （図１の出力端子４２ａ、４２ｂ間の電圧）、縦軸は過電圧を検出するための検出電圧Ｖccを示す。また、図示のＶd は過電圧検出電圧を示す。
【０１３９】
前記実施の形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータでは複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転され、一方の出力電圧がバラツキ等により大きい値の場合、出力電圧Ｖout が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する。流入と同時に出力電圧Ｖout が上昇し、検出電圧Ｖccも上昇する。
【０１４０】
この時、図９のＡ図のように、従来例（図の点線で示した特性）では、出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖccも上昇し、検出電圧Ｖccが過電圧検出電圧Ｖd まで上昇すると過電圧を検出する。そのため、それ以降の出力電圧Ｖout の上昇は防止している（図９のＡ図の点線の特性を参照）。
【０１４１】
これに対して本発明では、図９のＡ図に示したように出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖcc（この場合、図１のコンデンサＣ１１の電圧）も上昇しようとするが、この時直ちに、スイッチ素子５０の制御が行なわれるので、検出電圧Ｖccの上昇は無くなる（図９のＡ図の実線の特性を参照）。すなわち、出力に過電圧が印加されても検出電圧Ｖccは上昇しない。
【０１４２】
また、図９のＢ図において、本発明では、出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖcc（図１のコンデンサＣ１１の電圧）も上昇しようとするが、この時直ちに、スイッチ素子５０の制御が行なわれるので、検出電圧Ｖccの上昇は無くなる（図９のＡ図の実線の特性を参照）。すなわち、出力に過電圧が印加されても検出電圧Ｖccは上昇しない。
【０１４３】
更に、本発明では、出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖcc（この場合、図１のコンデンサＣ６２の電圧）は上昇し、該検出電圧Ｖccが過電圧検出電圧Ｖd まで上昇するとスイッチ素子６４がオンになって過電圧を検出する。そのため、それ以降の出力電圧Ｖout の上昇は防止している（図９のＢ図の点線の特性を参照）。
【０１４４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば次のような効果がある。
【０１４５】
(1) ：請求項１では、トランスの三次コイルと直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と並列に接続された抵抗と、前記第１のスイッチ素子及び抵抗を介して前記三次コイルに接続され、前記第１のスイッチ素子又は抵抗を介して供給される電流に応じた検出電圧を生成する出力電圧検出回路と、メインスイッチ素子がオンした時にオンし、オフした時にオフするように前記第１のスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御するスイッチ素子駆動回路と、前記三次コイルより直接供給される電流に応じた電圧を生成しその電圧を監視することで二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する過電圧検出回路と、過電圧を検出したことに応じて、前記メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備え、制御回路は、電圧検出回路により生成される検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御する。
【０１４６】
そのため、出力電圧検出回路は三次コイルの誘起電圧から出力電圧を検出する。スイッチ素子駆動回路は前記スイッチ素子に対し、出力電圧検出回路の検出電圧を基にメインスイッチ素子がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御する。
【０１４７】
過電圧検出回路はトランスの三次コイルより直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する。メインスイッチ素子動作停止制御回路は前記過電圧を検出したことに応じて、メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させる。
【０１４８】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出して、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができる。
【０１４９】
従って、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることで回路の構成素子（例えば、トランジスタ、ダイオード等）が過電圧で損傷したり破壊したりするのを未然に防止できる。
【０１５０】
(2) ：請求項２では、過電圧検出回路は、三次コイルの一端に接続された整流用のダイオードと、ダイオードで整流された直流電流により充電されるコンデンサと、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値を超えた際にオフからオンに変化するツェナーダイオードを備え、所定の閾値は、二次コイルの出力電圧が所定電圧を越えたときに前記ツェナーダイオードがオフからオンに変化するように設定されている。
【０１５１】
そのため、過電圧検出回路はトランスの二次側出力電圧が過電圧になった時、トランスの三次コイルに発生した電圧により、整流された電流が流れコンデンサを充電する。そして、トランスの二次側出力電圧が過電圧になったことで、コンデンサの電圧がツェナーダイオードのツェナー電圧（予め決めた閾値）を超えてしまう。そのため、コンデンサの充電電圧によりツェナーダイオードがオンとなり過電圧を確実に検出する。
【０１５２】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【０１５３】
(3) ：請求項３では、過電圧検出回路が過電圧を検出したときに、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路を備えている。
【０１５４】
(4) ：請求項４では、アラーム信号発生回路は、過電圧検出回路に接続され、該過電圧検出回路が過電圧を検出したことに応じてオフからオンに変化する第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に接続され、該第２のスイッチ素子がオフからオンに変化したことに応じて通電され、発光する発光ダイオードを備えている。
【０１５５】
そのため、スイッチ素子がオンになると発光ダイオードに通電され発光してアラーム信号を発生させる。このアラーム信号によりオペレータ等に対し、二次側出力電圧が過電圧になったことを報知する。
【０１５６】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出してアラーム信号を発生させることができる。
【０１５７】
(5) ：請求項５では、メインスイッチ素子動作停止制御回路は、メインスイッチ素子を直接オン／オフ駆動するドライバに、入力信号の論理積に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を出力する論理積回路と、論理積回路の第１の入力端子に、第２のスイッチ素子のオン／オフ動作に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を入力する論理信号発生回路とを備えると共に、過電圧検出回路が過電圧を検出したことにより第２のスイッチ素子がオンしたときに、前記論理積回路の第２の入力端子にローレベル信号を入力することで、前記論理積回路の出力をローレベルに固定し、前記ドライバによる前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を停止させる機能を備えている。
【０１５８】
そのため、スイッチ素子がオンになったことにより、ＡＮＤ回路の入力（１つの入力）がローレベルになる。この時、ドライバへローレベルの出力を出し続ける。従って、メインスイッチング素子は、オン／オフ動作を停止する。
【０１５９】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出して主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができるので、回路の構成素子（例えば、トランジスタ、ダイオード等）が過電圧で損傷したり破壊したりするのを未然に防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路例である。
【図２】本発明の実施の形態におけるドライバの詳細図である。
【図３】本発明の実施の形態における出力電圧−出力電流特性図である。
【図４】本発明の実施の形態における出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷）である。
【図５】本発明の実施の形態における出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（負荷電流ＩO の時）である。
【図６】本発明の実施の形態における図４、５の説明図である。
【図７】本発明の実施の形態における無負荷時の各部の波形図である。
【図８】本発明の実施の形態における出力の大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形図である。
【図９】本発明の実施の形態における制御内容の説明図である。
【図１０】従来例１の説明図（その１）である。
【図１１】従来例１の説明図（その２）である。
【図１２】従来例２の説明図（その１）である。
【図１３】従来例２の説明図（その２）である。
【符号の説明】
１ メインスイッチ素子
２ 整流用同期整流素子
３ 転流用同期整流素子
４ 出力チョークコイル
５ 入力コンデンサ
６ 出力平滑コンデンサ
７ インバータ
８ 整流用ダイオード
９ 転流用ダイオード
１０ チョークコイル
１１ 平滑コンデンサ
１２、１３、５３ 抵抗（抵抗体）
１４ 基準電圧
１５ エラーアンプ
１６ 三角波発生器
１７ コンパレータ
１８ ドライバ
１９ 出力電圧検出回路
２０ 二次側整流平滑回路
２１ ＡＮＤ回路（又は論理積回路）
２２ ＰＷＭコントロールＩＣ
３０ トランス
３１ 一次コイル
３２ 二次コイル
３３ 三次コイル
４０ 入力電源
４１ 入力端子
４２ 出力端子
４３ 負荷
５０ スイッチ素子
５１ ダイオード
５２ コンデンサ
６０ 過電圧検出回路
６１ ダイオード
ｄ１、ｄ２、ｄ３ ＦＥＴの内蔵ダイオード
Claims (5)
- トランスの一次コイルと直列に接続されたメインスイッチ素子と、該メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御する制御回路とを備え、前記トランスの二次コイルを介して負荷に出力電圧が供給される同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスの三次コイルと直列に接続された第１のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子と並列に接続された抵抗と、
前記第１のスイッチ素子及び抵抗を介して前記三次コイルに接続され、前記第１のスイッチ素子又は抵抗を介して供給される電流に応じた検出電圧を生成する出力電圧検出回路と、
前記メインスイッチ素子がオンした時にオンし、オフした時にオフするように前記第１のスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御するスイッチ素子駆動回路と、
前記三次コイルより直接供給される電流に応じた電圧を生成しその電圧を監視することで前記二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する過電圧検出回路と、
前記過電圧を検出したことに応じて、前記メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備え、
前記制御回路は、前記電圧検出回路により生成される前記検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御することを特徴とする同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 前記過電圧検出回路は、
前記三次コイルの一端に接続された整流用のダイオードと、
前記ダイオードで整流された直流電流により充電されるコンデンサと、
前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値を超えた際にオフからオンに変化するツェナーダイオードを備え、
前記所定の閾値は、前記二次コイルの出力電圧が所定電圧を越えたときに前記ツェナーダイオードがオフからオンに変化するように設定されていることを特徴とする請求項１記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 前記過電圧検出回路が過電圧を検出したときに、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路を備えていることを特徴とする請求項１又は２記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
- 前記アラーム信号発生回路は、
前記過電圧検出回路に接続され、該過電圧検出回路が過電圧を検出したことに応じてオフからオンに変化する第２のスイッチ素子と、
前記第２のスイッチ素子に接続され、該第２のスイッチ素子がオフからオンに変化したことに応じて通電され、発光する発光ダイオードを備えていることを特徴とする請求項３記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 前記メインスイッチ素子動作停止制御回路は、
前記メインスイッチ素子を直接オン／オフ駆動するドライバに、入力信号の論理積に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を出力する論理積回路と、
前記論理積回路の第１の入力端子に、前記第２のスイッチ素子のオン／オフ動作に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を入力する論理信号発生回路とを備えると共に、
前記過電圧検出回路が過電圧を検出したことにより前記第２のスイッチ素子がオンしたときに、前記論理積回路の第２の入力端子にローレベル信号を入力することで、前記論理積回路の出力をローレベルに固定し、前記ドライバによる前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を停止させる機能を備えていることを特徴とする請求項４記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
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