JP2020120338A - 受信装置および受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】放送信号のマルチパスを安定的にキャンセルすること。【解決手段】既知の特性の信号を含む放送信号を受信する受信装置１０において、放送信号を受信する受信手段（アンテナ１１）と、受信手段によって受信された放送信号に含まれる既知の特性の信号を、線形フィルタによって強度変調信号に変換する変換手段（パルス変換部２３）と、変換手段によって得られた変調信号に基づいて、マルチパスを特定する特定手段（係数生成部２４）と、特定手段による特定結果に基づいて、マルチパスを含むフェージングを抑圧する処理を実行する処理手段（補正部１９）と、を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、受信装置および受信方法に関するものである。

非特許文献１には、ＦＭ放送は非線形変調であるため、ＦＭ検波後に歪を除去することは極めて困難であり、線形性を保存している中間周波数段に適応デジタルフィルタを設ける必要がある。また、適応デジタルフィルタの制御に必要な基準信号としては、テレビ放送においては同期信号あるいはＶＩＴＳ信号などの既知信号を利用できるが、ＦＭ放送においてはそのような既知信号はない。しかし、本来一定であるべきＦＭ信号の包絡線が、マルチパス歪によって変動するので、この性質を利用することで適用制御が可能である旨が記載されている。

このように、ＦＭ放送信号のマルチパス歪の除去は線形性を保存している中間周波数段において適用デジタルフィルタによるマルチパス歪を除去することは可能である。しかしながら、適応デジタルフィルタを制御するための基準信号はＦＭ放送信号には存在しない。そのかわりに、非特許文献１では、ＦＭ放送信号の包絡線の変動を用いて適応デジタルフィルタの制御を行うとしている。

マルチパスキャンセルはＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタの係数ａｍ，ｂｍ(：−Ｎ〜Ｎの整数)の最適化によってなされる。係数ａｍ，ｂｍは、マルチパスの各経路における遅延時間と振幅が既知であれば算出可能である。しかしながら、包絡線の波形はこれらのいずれかについて直接的に示すものではない。但し、マルチパスが無いときに包絡線が揺らがずに一定となることは分かっているので、遅延時間と振幅を知らないまま包絡線の変動が最小となるよう係数ａｍ，ｂｍの値を適応デジタルフィルタによって最適化することによりＦＭ放送信号のマルチパス歪を除去可能としている。最適化は、最大傾斜法により係数ａｍ，ｂｍを更新することが記載されている。

また、特許文献１に開示された技術は、ＦＭステレオパイロット信号を使用したマルチパスの分析方法である。このような技術を用いることで、直接波と遅延波のうち、どちらが強いかを判定することができる。但し、直接波と遅延波の大小関係が分かるだけで、遅延時間は分からない。これは復調した際に生じるパイロット信号（１９ｋＨｚ）付近の成分を分析する手法である。

なお、非特許文献１に記載のマルチパスキャンセルの評価値（包絡線の変化量）を、特許文献１のような復調後のパイロット信号（とその周辺）から算出したものに置き換えることも可能である。

望月他，"適応デジタルフィルタによるＦＭマルチパス歪自動除去の一方式"，テレビジョン学会誌３９巻(１９８５)３号，ｐ．２２８−２３４

特開２０１１−２３９２３９号公報

ところで、非特許文献１の適応デジタルフィルタは、あくまで包絡線の変動が最小となるように係数ａｍ，ｂｍの値を調整するだけであり、必ずしもマルチパス歪を正しく除去できているとは限らない。係数ａｍ，ｂｍの調整は遅延時間と振幅の両方がわからない（課題Ａ）まま行っているため、実際の遅延時間と振幅とに全く対応しない係数を用いて包絡線変動の最小化がなされた場合には、目的に反して復調時の音質に更なる歪を加えてしまう場合もある。

マルチパスキャンセルの本来の目的は、伝送信号（画像・音声等を変調した信号）から歪を除去することであるから、係数ａｍ，ｂｍの最適化に対して伝送信号内容を反映していない包絡線を評価値として使用することは適切ではない。これは、マルチパス起因による伝送信号の歪を直接評価する術が無い（課題Ｂ）ためである。

特許文献１に開示されている技術は、マルチパスキャンセルは中間周波数段の信号において線形な処理であるが、評価値となる出力ＤＵ比（Desired to Undesired signal ratio）を抽出するには、非線形な処理であるＦＭ復調（ＦＭ検波、または、ＰＭ検波）を行う必要がある。線形な処理の効果を非線形な処理をした結果で評価しながら係数の最適化を行うのは困難（課題Ｃ）である。すなわち、係数の変更に対する評価値の変化の仕方が複雑になるので、最大傾斜法等の係数更新方法では収束せずに、発散や発振してしまう可能性がある。

本発明は、このような課題を解決するためのものであり、放送信号のマルチパスを安定的にキャンセルすることが可能な受信装置および受信方法を提供するものである。

上記課題を解決するために、本発明は、既知の特性の信号を含む放送信号を受信する受信装置において、前記放送信号を受信する受信手段と、前記受信手段によって受信された前記放送信号に含まれる既知の特性の信号を、線形フィルタによって強度変調信号に変換する変換手段と、前記変換手段によって得られた変調信号に基づいて、マルチパスを特定する特定手段と、前記特定手段による特定結果に基づいて、前記マルチパスを含むフェージングを抑圧する処理を実行する処理手段と、を有することを特徴とする。
このような構成によれば、放送信号のマルチパスを安定的にキャンセルすることが可能となる。

また、本発明は、前記変換手段は、前記放送信号に含まれる既知の特性の信号の周波数特性の逆特性を有するフィルタ処理を実行することを特徴とする。
このような構成によれば、直接波と遅延波のピークの差に基づいて遅延波を正確に特定することができる。

また、本発明は、前記放送信号はＦＭ放送信号であり、前記既知の特性の信号はパイロット信号であることを特徴とする。
このような構成によれば、特性が既知であるパイロット信号に基づいて、ＦＭ放送信号のマルチパスを含むフェージングを確実に抑制することができる。

また、本発明は、前記変換手段によって変換された強度変調信号に対して、マルチパスがない場合において強度変調信号のピークに対してヌルを生成する変換を施す第２変換手段をさらに有し、前記特定手段は、前記第２変換手段の変換結果に基づいて前記マルチパスを特定する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、遅延波が直接波と近接して存在する場合でも、遅延波を特定することができる。

また、本発明は、前記第２変換手段は、前記変換手段によって変換された強度変調信号に対してヒルベルト変換を施し、前記特定手段は、前記第２変換手段の変換結果に基づいて前記マルチパスを特定する、ことを特徴とする。
このような構成によれば、遅延波が直接波と近接して存在する場合でも、遅延波を確実に特定することができる。

また、本発明は、前記特定手段は、前記第２変換手段により得られた結果の各時間における最大値と最小値を求め、これらの差分値に基づいて前記マルチパスを特定することを特徴とする。
このような構成によれば、差分値に基づいて遅延波を確実に特定することができる。

また、本発明は、前記特定手段は、最大値と最小値の差分値において、下に凸の変曲点となる部位を前記マルチパスが存在する位置として特定することを特徴とする。
このような構成によれば、下に凸の変曲点を特定することで、遅延波を確実に特定することができる。

また、本発明は、既知の特性の信号を含む放送信号を受信する受信装置の受信方法において、前記放送信号を受信する受信ステップと、前記受信ステップにおいて受信された前記放送信号に含まれる既知の特性の信号を、線形フィルタによって強度変調信号に変換する変換ステップと、前記変換ステップにおいて得られた変調信号に基づいて、マルチパスを特定する特定ステップと、前記特定ステップにおける特定結果に基づいて、前記マルチパスを含むフェージングを抑圧する処理を実行する処理ステップと、を有することを特徴とする。
このような方法によれば、放送信号のマルチパスを安定的にキャンセルすることが可能となる。

本発明によれば、放送信号のマルチパスを安定的にキャンセルすることが可能な受信装置および受信方法を提供することが可能となる。

本発明の第１実施形態に係る受信装置の構成例を示す図である。 式（２）において、Ａ＝０の場合の信号波形を示す図である。 図２に示す時間領域の信号を、周波数領域および位相領域において示す図である。 図１に示すパルス変換部の特性の一例を示す図である。 図２に示す信号から５つの周波数を抽出し、図４に示す特性を有するパルス変換部に対して供給した場合の信号の周波数特性および位相特性を示す図である。 図２に示す信号から、５つの周波数を抽出し、図４に示す特性を有するパルス変換部に対して供給した場合の変換後の複数信号の波形を示す図である。 図７は、図６に示す実部および虚部から絶対値によって求めた結果の波形を示す図である。 中心周波数が７７．５ＭＨｚであり、直接信号と遅延信号の強度比が１：０．５であり、遅延時間２０μｓｅｃである場合の振幅特性と位相特性を示す図である。 図８に示す信号をインパルス状の信号に変換するための変換フィルタの振幅特性と位相特性を示す図である。 図８に示す信号を図９に示す振幅特性および位相特性を有する変換フィルタによって処理した処理結果を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る受信装置の構成例を示す図である。 直接波に対して、遅延波Ａと遅延波Ｂとがマルチパスとして含まれるＦＭ放送信号がパルス変換部に供給された場合の出力信号を示す図である。 ヒルベルト変換部の出力信号を示す図である。 ヒルベルト変換部以降の処理を説明するための図である。 本発明の変形実施形態に係る受信装置の構成例を示す図である。

次に、本発明の実施形態について説明する。

（Ａ）本発明の第１実施形態の構成の説明
図１は、本発明の第１実施形態に係る受信装置１０の構成例を示す図である。本発明の第１実施形態に係る受信装置１０は、例えば、ＦＭ放送信号を受信し、図示しない復調部に対して出力するか、または、アップコンバータまたは伝送装置に対して出力する。

受信装置１０は、アンテナ１１、フィルタ部１２、レベル調整部１３、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換部１４、周波数混合部１５−１，１５−２、フィルタ部１６−１，１６−２、局部発振部１７、π／２移相部１８、補正部１９、直交変調部２０、周波数変換部２１、局部発振部２２、パルス変換部２３、および、係数生成部２４を有している。

ここで、アンテナ１１は、図示しない放送局から送信されるＦＭ放送信号を電気信号に変換して出力する。

フィルタ部１２は、アンテナ１１から出力される受信信号から、所望の周波数のＦＭ放送信号を通過させ、それ以外を減衰して出力する。

レベル調整部１３は、フィルタ部１２から出力される受信信号を増幅または減衰することで信号レベルを調整して出力する。

Ａ／Ｄ変換部１４は、レベル調整部１３から出力されるＦＭ放送信号をデジタル信号に変換して出力する。

周波数混合部１５−１は、π／２移相部１８から供給される位相がπ／２移相された局部発振信号と、Ａ／Ｄ変換部１４から供給されるＦＭ放送信号とを混合（乗算）し、放送信号を周波数変換して出力する。周波数混合部１５−２は、局部発振部１７から供給される局部発振信号と、Ａ／Ｄ変換部１４から供給されるＦＭ放送信号とを混合（乗算）し、放送信号を周波数変換して出力する。

フィルタ部１６−１は、周波数混合部１５−１から出力される信号から不要成分を減数して出力する。フィルタ部１６−２は、周波数混合部１５−２から出力される信号から不要成分を減数して出力する。

局部発振部１７は、ＦＭ放送信号を周波数変換するための局部発振信号を生成して出力する。

π／２移相部１８は、局部発振部１７から供給される局部発振信号の位相をπ／２移相して出力する。

補正部１９は、複数の遅延回路および定数倍回路を有し、フィルタ部１６−１，１６−２から供給されるデジタル信号に対して、適応デジタルフィルタ処理を施して出力する。

直交変調部２０は、補正部１９によって適応デジタルフィルタ処理が施された信号を直交変調して出力する。なお、直交変調部２０の代わりに、ＦＭ放送信号に復調する伝送信号復調部を設けるようにしてもよい。

周波数変換部２１は、補正部１９から出力される信号を、局部発振部２２から出力される局部発振信号によって周波数変換して出力する。

パルス変換部２３は、周波数変換部２１から出力される信号に対してパルス変換処理を施して出力する。

係数生成部２４は、パルス変換部２３から供給される信号に基づいて、補正部１９が有する定数倍回路の係数を生成して出力する。

（Ｂ）本発明の第１実施形態の動作の説明
つぎに、本発明の第１実施形態の動作について説明する。以下では、第１実施形態の動作原理について説明した後、第１実施形態の詳細な動作について説明する。

本発明の第１実施形態では、ＦＭステレオ放送のパイロット信号のような特性が既知である信号パターンのＦＭ変調信号を、線形な処理によってパルス状の強度変調波形に変換する。以下では、搬送波の中心周波数を２００ｋＨｚに変換し、パイロット信号を１９ｋＨｚとした場合（図２に示す場合）について説明する。

図３は、図２に示す時間領域の信号を、周波数領域および位相領域において示す図である。より詳細には、図３（Ａ）は周波数領域の信号を示し、図３（Ｂ）は位相領域の信号を示している。図３（Ａ）に示すように、周波数領域では、２００ｋＨｚを中心に、１６２ｋＨｚ、１８１ｋＨｚ、２００ｋＨｚ、２１９ｋＨｚ、および、２３８ｋＨｚに５点のピークが観測される。

図４は、図１に示すパルス変換部２３の特性の一例を示す図である。より詳細には、図４（Ａ）はパルス変換部２３の振幅特性を示し、図４（Ｂ）は位相特性を示している。図４（Ａ）に示す振幅特性では１６２ｋＨｚの成分に対して振幅を３４ｄＢ増幅し、図４（Ｂ）に示す位相特性では位相を−９７度移相させる。また、図４（Ａ）に示す振幅特性では１８１ｋＨｚの成分に対して振幅を１４ｄＢ増幅し、図４（Ｂ）に示す位相特性では位相を７６度移相させる。

図５は、図２に示す信号から、５つの周波数（図３（Ａ）に示す５つの周波数）を抽出し、図４に示す特性を有するパルス変換部２３に対して供給した場合の変換後の信号の周波数特性（図５（Ａ））および位相特性（図５（Ｂ））を示している。パルス変換部２３から出力される信号の周波数特定および位相特性は、図５に示すように、フラットとなっている。

図６は、図２に示す信号から、５つの周波数（図３（Ａ）に示す５つの周波数）を抽出し、図４に示す特性を有するパルス変換部２３に対して供給した場合の変換後の複素信号の波形を示している。図６の横軸は時間（ｍｓｅｃ）を示し、縦軸は振幅を示している。また、実線は実部を示し、破線は虚部を示している。

図７は、図６に示す実部および虚部から絶対値によって求めた結果の波形を示している。図７の横軸は時間（ｍｓｅｃ）を示し、縦軸は振幅を示している。図７に示すように、変換後の時間波形は、１／１９ｋＨｚ≒５２．６μｓｅｃ周期のインパルス波形となり、時間軸上での分解能を有する波形となっている。すなわち、パルス変換部２３は、図２に示す時間領域の信号に対して、図４に示す特性のフィルタ処理を施すことで、周波数領域においてフラットになるようにする。これにより、時間領域では、図７に示すようにインパルス状の波形となる。

図８は、中心周波数が７７．５ＭＨｚであり、直接信号と遅延信号の強度比が１：０．５であり、遅延時間２０μｓｅｃ（６ｋｍ相当）である場合の振幅特性（図８（Ａ））と位相特性（図８（Ｂ））を示す図である。

図９は、図８に示す信号をインパルス状の信号に変換するためのパルス変換部２３の振幅特性（図９（Ａ））と位相特性（図９（Ｂ））を示す図である。なお、図９（Ａ）において、円形は変換強度を示し、四角形は近似特性を示している。また、図９（Ｂ）において、円形は変換位相を示し、四角形は近似特性を示している。

図１０は、図８に示す信号を図９に示す振幅特性および位相特性を有するパルス変換部２３によって処理した処理結果を示す。ＦＭ放送信号がマルチパスを有する場合に、このような信号を図９に示す特性を有するパルス変換部２３によって処理すると、図１０に示すように、直接波と遅延波のピークが生じる。このため、これらのピークから遅延波の遅延時間と振幅（強度）とを求めることができる。

このようにして、遅延信号の振幅と遅延時間とを求め、得られたこれらの情報に基づいて補正部１９の特性を設定することで、マルチパスを確実に抑制することができる。

つぎに、本発明の第１実施形態の詳細な動作について説明する。アンテナ１１は、図示しないＦＭ放送局またはＦＭ中継局から送信されるＦＭ放送信号を受信し、電気信号に変換して出力する。

フィルタ部１２は、アンテナ１１から供給される受信信号から所定の周波数帯の信号を通過させ、それ以外を減衰して出力する。レベル調整部１３は、フィルタ部１２から供給される信号を増幅または減衰することで、所望の信号レベルになるように調整して出力する。

Ａ／Ｄ変換部１４は、レベル調整部１３から出力される信号を、所定の周期（例えば、２ＭＨｚ）でサンプリングし、デジタル信号に変換して出力する。周波数混合部１５−１は、Ａ／Ｄ変換部１４から供給されるデジタル信号とπ／２移相部１８から供給される、局部発振信号の位相がπ／２移相された信号とを混合（乗算）して出力する。周波数混合部１５−２は、Ａ／Ｄ変換部１４から供給されるデジタル信号と局部発振部１７から供給される局部発振信号とを混合（乗算）して出力する。

周波数混合部１５−１は、Ａ／Ｄ変換部１４から出力されるデジタル信号に対して、π／２移相部１８から供給される位相が９０度移相された局部発振信号を混合し、中間周波数信号を生成して出力する。なお、ＦＭ放送信号の搬送波の周波数ｆ_Ｃを８５．１ＭＨｚとし、局部発振信号の周波数ｆ_Ｌを８４．９ＭＨｚとすると、中間周波数信号の周波数ｆ_ＩＦは、２００ｋＨｚ（８５．１ＭＨｚ−８４．１ＭＨｚ）となる。なお、前述した周波数は一例であって、これら以外の周波数に設定してもよいことはいうまでもない。

周波数混合部１５−２は、Ａ／Ｄ変換部１４から出力されるデジタル信号に対して、局部発振部１７から供給される局部発振信号を混合し、中間周波数信号を生成して出力する。なお、ＦＭ放送信号の搬送波の周波数ｆ_Ｃを８５．１ＭＨｚとし、局部発振信号の周波数ｆ_Ｌを８４．１ＭＨｚとすると、中間周波数信号の周波数ｆ_ＩＦは、２００ｋＨｚ（８５．１ＭＨｚ−８４．１ＭＨｚ）となる。なお、前述した周波数は一例であって、これら以外の周波数に設定してもよいことはいうまでもない。

補正部１９は、複数の遅延回路および定数倍回路を有するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタによって構成される。定数倍回路の定数は、係数生成部２４によって設定される。補正部１９は、フィルタ部１６−１，１６−２から供給されるデジタル信号に対して、フィルタ処理を施すことで、ＦＭ放送信号に含まれるマルチパス成分を抑制して出力する。

より詳細には、周波数変換部２１は、局部発振部２２から供給される局部発振信号を、補正部１９からの出力信号に乗算し、周波数を変換して出力する。なお、局部発振部２２から出力される局部発振信号の周波数ｆ_Ｌ０（＝ω_Ｌ０／２π）としては、例えば、周波数変換後の周波数が２００ｋＨｚになるように設定することができる。もちろん、これ以外の周波数に設定してもよい。

パルス変換部２３は、周波数変換部２１からの出力信号に対して、前述したパルス変換処理を施す。より詳細には、ＦＭ放送信号に含まれるパイロット信号に対して、例えば、図９に示すような、線形な変換処理であるパルス変換処理を施す。そして、得られた結果を、係数生成部２４に出力する。

係数生成部２４は、パルス変換部２３からの出力信号を入力し、この信号を参照して、マルチパス成分を特定し、特定されたマルチパス成分を抑制するように補正部１９が有する複数の定数倍回路の定数をそれぞれ設定する。

より詳細には、係数生成部２４は、パルス変換部２３から供給される演算結果である実部と虚部に対して、絶対値の演算処理を施すことで、例えば、図１０に示すような出力波形を得る。

つぎに、係数生成部２４は、前述した演算結果によって得られる、例えば、図１０に示す時間波形に含まれている直接波成分と遅延波成分の振幅の比に基づいて遅延波の強度を求めるとともに、直接波成分と遅延波成分の時間差に基づいて、遅延波の遅延時間を求める。例えば、図１０の例では、遅延波は直接波に対して、振幅が約１／２であり、遅延時間が２０μｓｅｃであることを求める。

つぎに、係数生成部２４は、遅延波に対応する成分を抑圧するように、補正部１９の定数回路の定数を設定する。より詳細には、遅延波に対応する振幅および位相を減衰するようなフィルタ処理を実現するような定数を設定する。これにより、図１０に示す遅延波の成分が減衰する。

なお、パルス変換部２３には、補正部１９の出力信号が入力されることから、前述した処理を繰り返すことで、図１０に示す遅延波の成分が確実に抑制される。

補正部１９から出力された、遅延波が抑制された信号は、受信装置の場合には、例えば、図示しないＦＭ復調部に供給される。また、中継装置の場合には、例えば、図示しないアップコンバータまたは伝送装置に供給される。

以上に説明したように、本発明の第１実施形態によれば、復調信号を反映した信号を抽出して遅延波の検出を行うことにより、マルチパスを確実に抑圧することが可能になる。また、ＦＭ復調（非線形処理）せずにパルス変換部２３による線形処理によって、評価信号を生成することから、定数倍回路の更新のフードバックを安定化することが可能になる。

（Ｃ）本発明の第２実施形態の構成の説明
図１１は、本発明の第２実施形態に係る受信装置１０の構成例を示す図である。なお、図１１において、図１と対応する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。

図１１では、図１と比較すると、周波数変換部２５、局部発振部２６、パルス変換部２７、ヒルベルト変換部２８、および、遅延部２９が新たに追加され、周波数変換部２１、局部発振部２２、パルス変換部２３、および、係数生成部２４が、周波数変換部３１、局部発振部３２、パルス変換部３３、および、係数生成部３４に置換されている。これら以外の構成は、図１と同様である。

ここで、周波数変換部３１は、補正部１９から出力されるＩ_２，Ｑ_２信号を、局部発振部３２から供給される局部発振信号によって周波数変換し、Ｉ_２’，Ｑ_２’信号として出力する。

局部発振部３２は、所定の周波数の局部発振信号を生成して出力する。

パルス変換部３３は、周波数変換部３１から出力されるＩ_２’，Ｑ_２’信号に対してパルス変換を施し、Ｉ_３’，Ｑ_３’信号として出力する。

周波数変換部２５は、フィルタ部１６−１，１６−２から供給されるＩ_１，Ｑ_１信号を、局部発振部２６から供給される局部発振信号によって周波数変換し、Ｉ_１’，Ｑ_１’信号として出力する。局部発振部２６は、局部発振信号を生成して出力する。

パルス変換部２７は、周波数変換部２５から供給されるＩ_１’，Ｑ_１’信号に対して、パルス変換部２３と同様のパルス変換を施し、Ｉ_４’，Ｑ_４’信号として出力する。

ヒルベルト変換部２８は、パルス変換部２７から出力されるＩ_４’，Ｑ_４’信号に対してヒルベルト変換（Hilbert Transform）を施し、信号の位相成分を９０度シフトさせ、Ｉ_４”，Ｑ_４”として出力する。

遅延部２９は、パルス変換部２７から出力されるＩ_４’，Ｑ_４’信号に対して所定の遅延を施して出力する。

係数生成部３４は、パルス変換部３３から供給されるＩ_３’，Ｑ_３’信号、ヒルベルト変換部２８から供給されるＩ_４”，Ｑ_４”信号、および、遅延部２９から供給される信号に基づいて、補正部１９が有する定数倍回路の定数を設定する。

（Ｄ）本発明の第２実施形態の動作の説明
つぎに、本発明の第２実施形態の動作について説明する。以下では、第２実施形態の概略の動作について説明した後、詳細な動作について説明する。

図１２は、直接波に対して、遅延波Ａと遅延波Ｂとがマルチパスとして含まれるＦＭ放送信号がパルス変換部３３に供給された場合の出力信号を示している。パイロット信号周期のインパルス応答を直接波の到来時間を基準にして重ねて表示する。ここで、図１２（Ａ）はパルス変換部３３から出力される実部（Ｉ_３’）成分を示し、図１２（Ｂ）はパルス変換部３３から出力される虚部（Ｑ_３’）成分を示し、図１２（Ｃ）はパルス変換部３３から出力される振幅（｜Ｉ_３’＋Ｑ_３’｜）成分を示している。ここで、｜｜は、絶対値を示す。図１２（Ｃ）に示すように、直接波Ｂについては、直接波から時間的に離れていることから単峰のピークが観察される。しかしながら、遅延波Ａについては、直接波との時間的な差が小さく、また、振幅が小さいため、直接波のピークの裾野に埋れてしまいピークとして認識することができない。また、マルチパス環境下で直接波と遅延波の時間差にわずかの揺らぎが存在すると、ローカル周波数による周波数変換の影響により、インパルス変換後の波形も様々に変化する。このため、図１２では、複数の曲線の集合となっている。

第２実施形態では、パルス変換部２７は、前述と同様の動作によって図１２に示すような出力を生成し、ヒルベルト変換部２８に供給する。ヒルベルト変換部２８は、パルス変換部２７から出力される信号に対して、線形変換の一種であるヒルベルト変換を施して出力する。

図１３は、ヒルベルト変換部２８の出力信号を示す図である。より詳細には、図１３（Ａ）はヒルベルト変換部２８から出力される実部（Ｉ_４”）成分を示し、図１３（Ｂ）はヒルベルト変換部２８から出力される虚部（Ｑ_４”）成分を示し、図１３（Ｃ）はヒルベルト変換部２８から出力される振幅（｜Ｉ_４”＋Ｑ_４”｜）成分を示している。

図１３（Ｃ）に示すように、ヒルベルト変換部２８によってヒルベルト変換が施された後の信号の振幅は、直接波または遅延波Ａ，Ｂが存在する位置において、括れが生じている。この括れが生じている時間がそれぞれの信号の到着時間に対応する。また、括れの縦軸における高さは、干渉の大きさを反映している。図１３（Ｃ）では、遅延波Ａが最も干渉の影響を受けている。

ヒルベルト変換部２８から出力されるＩ_４”，Ｑ_４”信号は、係数生成部３４に供給される。係数生成部３４では、ヒルベルト変換部２８から供給されるＩ_４”，Ｑ_４”信号の最大値と最小値とを求め、これらの差分値を算出する。また、遅延部２９から供給される遅延が施されたＩ_４’，Ｑ_４’信号の最大値を求め、求めた最大値付近において、Ｉ_４”，Ｑ_４”信号の最大値と最小値の差分値が下に凸の変曲点となる部位を遅延波として特定する。

図１４は、ヒルベルト変換部２８以降の処理を説明するための図である。図１４（Ａ）に示す曲線Ｃ１はヒルベルト変換部２８から供給されるＩ_４”，Ｑ_４”信号の各時間における最大値を示し、曲線Ｃ２はヒルベルト変換部２８から供給されるＩ_４”，Ｑ_４”信号の各時間における最小値を示している。

図１４（Ｂ）に示す曲線Ｃ３は、図１４（Ａ）に示す最大値である曲線Ｃ１と、最小値である曲線Ｃ２の差分値を示す曲線である。この曲線Ｃ３では、直接波および遅延波の位置で下に凸の屈曲が生じている。

係数生成部３４では、遅延部２９から供給されるＩ_４’，Ｑ_４’信号の最大値付近で、前述した計算によって求めた最大値と最小値の差分値である曲線Ｃ３において下に凸の変曲点となる部位を直接波および反射波の位置と推定する。これにより、図１４（Ｃ）に示す曲線Ｃ４のように、直接波、遅延波Ａ、および、遅延波Ｂの位置を正しく推定することができる。

なお、遅延波Ｂにおいては、遅延波Ａより遅れているため、遅延波Ａとの干渉が小さい。そのため、遅延波Ｂでは最大値と最小値の差分値である曲線Ｃ３で屈曲が明瞭には生じていない。このような場合は、最大値を用いた曲線Ｃ１における屈曲を用いてもよい。より具体的な手順としては、曲線Ｃ１と曲線Ｃ３の下に凸な屈曲を比較してより明確な方を採用する。下に凸な屈曲の定量的な比較方法として、曲線Ｃ１および曲線Ｃ３を時間について２階微分を行ったときに、正の値でより大きな値となった方を明瞭な屈曲として採用してもよい。

係数生成部３４は、ヒルベルト変換部２８および遅延部２９から供給される信号に基づいて以上の方法で特定した直接波および遅延波と、パルス変換部３３から供給される信号（第１実施形態と同様の方法で求めた信号）とに基づいて、補正部１９が有する複数の定数倍回路の定数を設定する。これにより、遅延波を確実に抑制することができる。

以上に説明したように、本発明の第２実施形態によれば、ヒルベルト変換部２８によるヒルベルト変換の結果を参照して、遅延波を特定するようにしたので、複数の遅延波が近接して存在する場合であっても、遅延波を確実に特定し、遅延波を抑制することができる。

（Ｅ）変形実施形態の説明
以上の各実施形態は一例であって、本発明が上述したような場合のみに限定されるものでないことはいうまでもない。例えば、以上の各実施形態では、ＦＭ放送信号のマルチパス信号を抑制するようにしたが、本発明は、ＦＭ放送信号に限定されるものではない。

また、第１実施形態では、補正部１９の出力信号を直交復調してパルス変換部２３に入力するようにしたが、補正部１９の入力信号を直交復調してパルス変換部２３に入力するようにしてもよい。

また、第２実施形態では、パルス変換部３３等を有するようにしたが、周波数変換部３１、局部発振部３２、パルス変換部３３については除外し、ヒルベルト変換部２８および遅延部２９の出力信号に基づいて係数生成部３４が動作するようにしてもよい。また、第２実施形態では、補正部１９の入力信号を周波数変換してパルス変換部３３に入力するようにしたが、補正部１９の出力信号を周波数変換してパルス変換部２７に入力するようにしてもよい。

また、以上の各実施形態では、パルス変換部２３，３３、ヒルベルト変換部２８、および、遅延部２９等は、デジタル回路によって実現するようにしたが、これらをアナログ回路として実現するようにしてもよい。また、デジタル回路とアナログ回路の併用で実現するようにしてもよい。

また、図１に示す第１実施形態では、レベル調整部１３の後段にＡ／Ｄ変換部１４を配置するようにしたが、図１５に示すように、フィルタ部１６−１，１６−２の後段にＡ／Ｄ変換部１４−１，１４−２を配置するようにしてもよい。また、図１１に示す第２実施形態においても、図１５と同様に、フィルタ部１６−１，１６−２の後段にＡ／Ｄ変換部１４−１，１４−２を配置するようにしてもよい。

１０ 受信装置
１１ アンテナ
１２ フィルタ部
１３ レベル調整部
１４−１，１４−２ Ａ／Ｄ変換部
１５−１，１５−２ 周波数混合部
１６−１，１６−２ フィルタ部
１７ 局部発振部
１８ π／２移相部
１９ 補正部
２０ 直交変調部
２１ 周波数変換部
２２ 局部発振部
２３ パルス変換部
２４ 係数生成部
２５ 周波数変換部
２６ 局部発振部
２７ パルス変換部
２８ ヒルベルト変換部
２９ 遅延部
３１ 周波数変換部
３２ 局部発振部
３３ パルス変換部
３４ 係数生成部

Claims (8)

1. 既知の特性の信号を含む放送信号を受信する受信装置において、
   前記放送信号を受信する受信手段と、
   前記受信手段によって受信された前記放送信号に含まれる既知の特性の信号を、線形フィルタによって強度変調信号に変換する変換手段と、
   前記変換手段によって得られた変調信号に基づいて、マルチパスを特定する特定手段と、
   前記特定手段による特定結果に基づいて、前記マルチパスを含むフェージングを抑圧する処理を実行する処理手段と、
   を有することを特徴とする受信装置。
2. 前記変換手段は、前記放送信号に含まれる既知の特性の信号の周波数特性の逆特性を有するフィルタ処理を実行することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記放送信号はＦＭ放送信号であり、前記既知の特性の信号はパイロット信号であることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 前記変換手段によって変換された強度変調信号に対して、前記マルチパスがない場合において強度変調信号のピークに対してヌルを生成する変換を施す第２変換手段をさらに有し、
   前記特定手段は、前記第２変換手段の変換結果に基づいて前記マルチパスを特定する、
   ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の受信装置。
5. 前記第２変換手段は、前記変換手段によって変換された強度変調信号に対してヒルベルト変換を施し、
   前記特定手段は、前記第２変換手段の変換結果に基づいて前記マルチパスを特定する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
6. 前記特定手段は、前記第２変換手段により得られた結果の各時間における最大値と最小値を求め、これらの差分値に基づいて前記マルチパスを特定することを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記特定手段は、最大値と最小値の差分値において、下に凸の変曲点となる部位を前記マルチパスが存在する位置として特定することを特徴とする請求項６に記載の受信装置。
8. 既知の特性の信号を含む放送信号を受信する受信装置の受信方法において、
   前記放送信号を受信する受信ステップと、
   前記受信ステップにおいて受信された前記放送信号に含まれる既知の特性の信号を、線形フィルタによって強度変調信号に変換する変換ステップと、
   前記変換ステップにおいて得られた変調信号に基づいて、マルチパスを特定する特定ステップと、
   前記特定ステップにおける特定結果に基づいて、前記マルチパスを含むフェージングを抑圧する処理を実行する処理ステップと、
   を有することを特徴とする受信装置の受信方法。

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