JP2007318349A

JP2007318349A - Ｆｍ受信機

Info

Publication number: JP2007318349A
Application number: JP2006144583A
Authority: JP
Inventors: Tsuguhide Aoki; 亜秀青木; Hidehiro Matsuoka; 秀浩松岡
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2006-05-24
Filing date: 2006-05-24
Publication date: 2007-12-06

Abstract

【課題】収束の速い等化アルゴリズムによってマルチパス歪みを効果的に低減できる車載用に適したＦＭ受信機を提供する。
【解決手段】ＦＭ受信機において、可変係数フィルタによりフィルタリングされたＦＭ受信信号を復調して得られるＦＭコンポジット信号からパイロット信号帯域内に生じる歪み成分を抽出し、この歪み成分についての評価関数を最小化するように可変係数フィルタのフィルタ係数を制御することによって、マルチパス環境の変化に対して収束性に優れた等化特性を実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、マルチパス歪みを等化するための等化器を有するＦＭ受信機に関する。

ＦＭ放送波を受信するＦＭ受信機においては、目的の放送波が複数の伝搬経路を経て到来する、いわゆるマルチパス環境においてマルチパス歪みにより受信品質が劣化することが知られている。マルチパス歪みを低減するための等化器のアルゴリズムの一つとして、定包絡アルゴリズム（Constant Modulus Algorithm：ＣＭＡ）が知られている。特許第３０１１９４８号明細書（特許文献１）には、ＣＭＡを用いた等化器の例が開示されている。特許文献１によると、ＦＭ受信信号は可変係数フィルタに入力され、フィルタ係数（タップ係数）がＣＭＡに基づき制御されることにより、フィルタから等化後の信号、すなわちマルチパス歪みが低減されたＦＭ受信信号が出力される。

ＣＭＡは、参照信号を必要としない、いわゆるブラインド等化アルゴリズムの一つである。ＣＭＡによると、可変係数フィルタからの等化出力信号は次のように表される。

タップ係数は、ＣＭＡに従って次のように更新される。

ここでμはタップ係数の一回当たりの更新量を決定するステップ係数を表し、σは可変係数フィルタからの等化出力信号のターゲット振幅を表す。

本来、ＦＭ放送波は定包絡であるが、マルチパスが存在すると定包絡ではなくなる。この点を利用して、ＣＭＡではＦＭ受信信号が定包絡となるようにタップ係数を更新することでマルチパス歪みを低減させる。
特許第３０１１９４８号明細書

式（２）を見て分かるように、ＣＭＡは可変係数フィルタの出力信号振幅（ｙ）のターゲット振幅（ρ）に対する２乗誤差に応じてタップ係数が更新される。従って、可変係数フィルタの出力信号の位相が所望の出力信号の位相と異なっている場合でも、振幅が一定であればタップ係数は更新されないことが分かる。例えば、ＦＭ放送波が伝搬距離の大きく異なる多数の経路を経て到来するような劣悪なマルチパス環境においては、可変係数フィルタの出力信号の振幅はターゲット振幅と同じでも、位相が所望の位相から大きく外れている場合がある。このような場合、タップ係数が更新されるべきであるにも関わらず正しく更新がなされないため、マルチパス歪みは低減されない。

このような理由で、ＣＭＡは他のアルゴリズムと比較して収束特性が悪い、つまりタップ係数の収束が遅いという問題が指摘されている。タップ係数の収束特性が悪いことは、自動車のように高速で移動する移動体に搭載されるＦＭ受信機において特に問題となる。すなわち、高速の移動体から見るとマルチパス環境が時々刻々と変化する。このため、収束が遅いとマルチパス環境の変化に等化器が追従できなくなり、マルチパス歪みが十分に低減されないという結果となる。

本発明の目的は、収束の速い等化アルゴリズムによってマルチパス歪みを効果的に低減できる車載用に適したＦＭ受信機を提供することである。

本発明の一態様によると、ＦＭ放送波を受信して受信信号を出力する受信部と；前記受信信号を可変のフィルタ係数に従ってフィルタリングする第１フィルタと；前記第１フィルタによりフィルタリングされた受信信号を復調して、メイン信号とサブ信号及びパイロット信号を含むコンポジット信号を生成するＦＭ復調器と；前記コンポジット信号から前記メイン信号及びサブ信号が配置された帯域以外の対象帯域内に生じる歪み成分を抽出する第２フィルタと；前記歪み成分についての評価関数を最小化するように前記フィルタ係数を制御する係数制御部と；を具備するＦＭ受信機を提供する。

本発明の第２の態様によると、ＦＭ放送波を受信して受信信号を出力する受信部と；前記受信信号を可変のフィルタ係数に従ってフィルタリングする第１フィルタと；前記第１フィルタによりフィルタリングされた受信信号を復調して、メイン信号とサブ信号及びパイロット信号を含むコンポジット信号を生成するＦＭ復調器と；前記コンポジット信号から前記メイン信号及びサブ信号が配置された帯域以外の対象帯域内に生じる歪み成分を抽出する第２フィルタと；前記歪み成分についての第１評価関数と前記第１フィルタによりフィルタリングされた受信信号のターゲット振幅に対する誤差についての第２評価関数との加算値を最小化するように前記フィルタ係数を制御する係数制御部と；を具備するＦＭ受信機を提供する。

本発明によると、ＦＭコンポジット信号に含まれる歪み成分、すなわち振幅情報と位相情報の両方を用いてフィルタ係数の更新を行うため、フィルタ係数の更新に振幅情報しか用いないＣＭＡの欠点である収束速度の低下を改善できることが可能になり、ＦＭ受信信号の復調精度が改善される。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について説明する。
図１に示される本発明の一実施形態に係るＦＭ受信機は、例えば自動車のような移動体への搭載に適している。図１のＦＭ受信機によると、まずアンテナ１０によってＦＭ放送波が受信され、アンテナ１０の出力信号（ＦＭ受信信号）がフロントエンド１１に入力される。フロントエンド１１は、ＦＭ受信信号を増幅し、所望チャネルの受信信号を中間周波数（ＩＦ）に変換して出力するチューナを含む。フロントエンド１１から出力される受信信号は、アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１２によりディジタル化される。

ディジタル化された受信信号１０１は可変係数フィルタ１３に入力される。可変係数フィルタ１３は、入力される受信信号１０１に可変のフィルタ係数に従ってフィルタリングを施すことにより、受信信号１０１に含まれるマルチパス歪みを低減するための等化処理を行い、等化出力信号１０２を生成する。

可変係数フィルタ１３からの等化出力信号１０２はＦＭ復調器１４に入力される。ＦＭ復調器１４は、この例ではアークタンジェント演算器１５と微分器１６によって構成される。アークタンジェント演算器１５においては、可変係数フィルタ１３からの等化出力信号１０２についてアークタンジェントが演算されることにより、位相情報が求められる。この位相情報が微分器１６により微分されることにより、いわゆるＦＭコンポジット信号１０３が生成される。

ＦＭコンポジット信号では、日本のＦＭステレオ放送の場合を例にとると、図２に示されるように１５ｋＨｚまでの低域に（Ｌ＋Ｒ）信号、すなわちステレオの左（Ｌ）信号と右（Ｒ）信号との和信号（メイン信号）が配置され、３８ｋＨｚを中心とした領域に（Ｌ−Ｒ）信号、すなわちＬ信号とＲ信号との差の信号（サブ信号）が配置される。モノラル放送の場合は、メイン信号のみが存在し、サブ信号は存在しない。コンポジット信号には、さらにステレオ放送かモノラル放送かを識別するためのパイロット信号が１９ｋＨｚに多重されている。

ＦＭ復調器１４から出力されるＦＭコンポジット信号１０３は、ステレオ復調器１７により（Ｌ＋Ｒ）＋（Ｌ−Ｒ）と（Ｌ＋Ｒ）−（Ｌ−Ｒ）の演算（ステレオ復調）が行われることにより、ステレオ信号（Ｌ信号とＲ信号）、またはモノラル信号が再生される。

ＦＭコンポジット信号１０３は、抽出フィルタ１７にも入力される。抽出フィルタ１７は、ＦＭコンポジット信号１０３からメイン信号及びサブ信号が配置された帯域以外の対象領域内に生じる歪み成分１０４を抽出する。具体的には、例えばＦＭコンポジット信号１０３に含まれるパイロット信号が配置される１５ｋＨｚ〜２３ｋＨｚの帯域（以下、パイロット信号帯域という）内に生じる歪み成分、すなわちパイロット信号帯域に存在する、パイロット信号以外の信号の歪み成分１０４を抽出する。こうして抽出フィルタ１７により抽出された歪み成分１０４は、係数制御部１８に入力される。

係数制御部１８は、抽出フィルタ１７により抽出された歪み成分１０４を表す評価関数が最小化されるように可変係数フィルタ１３のフィルタ係数（タップ係数）を更新しつつ制御する。すなわち、パイロット信号帯域には本来パイロット信号のみが存在するが、マルチパス歪みがあるとマルチパスによる歪み成分がパイロット信号帯域に混入する。

そこで、このような歪み成分１０４を抽出フィルタ１７によって抽出し、この歪み成分１０４が最小となるように、言い換えれば歪み成分１０４を表す評価関数を最小化するように可変係数フィルタ１３のフィルタ係数を更新すれば、可変係数フィルタ１３からの等化出力信号１０２においてマルチパス歪みが効果的に低減される。歪み成分１０４を表す評価関数の計算方法については、後に詳しく説明する。

以下、図１のＦＭ受信機におけるマルチパス歪み低減動作を詳しく説明する。
時刻ｎでＡＤＣ１２から出力されるディジタル化された受信信号（離散信号）１０１に対応する可変係数フィルタ１３からの等化出力信号１０２は、次式のｙ(n)で表される。

ＦＭ放送波は周波数に情報が乗っているため、ＦＭ復調器１４においては可変係数フィルタ１３の等化出力信号ｙ(n)の周波数成分を求めることで復調が可能である。等化出力信号ｙ(n)の周波数成分を求めるためには、ｙ(n)の位相変化分を求める必要がある。このためＦＭ復調器１４では、まずアークタンジェント演算器１５により可変係数フィルタ１３からの等化出力信号ｙ(n)の位相成分が抽出される。この位相成分の抽出処理は、アークタンジェント関数を用いて次のように書ける。

アークタンジェント演算器１５の出力信号は、微分器１６に入力される。微分器１６では、アークタンジェント演算器１５の出力信号の時刻ｔにおける位相変化分（時刻ｔ−１から時刻ｔまでの位相変化分）が求められ、周波数成分が抽出される。この微分器１６の処理は、次式のように書ける。

ここで、式（５）のｚ(n)がＦＭコンポジット信号１０３である。

図３の実線は元々のコンポジット信号の周波数特性、点線は多重伝搬路を経たＦＭ受信信号から生成されるコンポジット信号の周波数特性をそれぞれ示す。Ｌ信号は１ｋＨｚのシングルトーン、Ｒ信号は無信号としている。図３の点線では、コンポジット信号の帯域内にマルチパス歪が生じており、これが音声信号の品質を劣化させる。

図２よりコンポジット信号は本来、パイロット信号帯域（１５ｋＨｚ〜２３ｋＨｚ）にはパイロット信号以外の信号を含まないはずであるが、マルチパス歪みを受けたＦＭ放送波をＦＭ復調すると、図３の点線で示されるように歪みが全体に広がり、パイロット信号帯域にも歪み成分が生じることが分かる。

マルチパス歪みの影響によりパイロット信号帯域（１５ｋＨｚ〜２３ｋＨｚ）に歪み成分が生じたのであるから、この歪み成分を低減させるように可変係数フィルタ１３によるフィルタリング、すなわち等化処理を行えば、マルチパス歪みを低減することが可能になる。このような本実施形態の手法によりマルチパス歪みを低減する等化処理は、振幅及び位相の両方の情報を使うため、従来のＣＭＡよりも収束が速くなる。

すなわち、振幅のみを使うＣＭＡでは前述したように劣悪なマルチパス環境においてタップ係数の更新が正しくなされないことがあり、これがタップ係数の収束を遅くする原因となっている。これに対して、マルチパス歪みによりパイロット信号帯域内に生じる歪み成分は、振幅と位相の両方の歪みを含んでいるので、このパイロット信号帯域内の歪み成分を低減させるように可変係数フィルタ１３の係数を更新すれば、等化器としての収束特性が向上する。

次に、パイロット信号帯域内の歪み成分を抽出し、マルチパス歪みを低減させる具体的な手法について説明する。パイロット信号帯域の歪み成分を抽出する方法はいくつか考えられるが、ここでは抽出フィルタ１７にＦＩＲ型フィルタを用いる方法を説明する。パイロット信号帯域内の歪み成分を抽出する方法としては、１９ｋＨｚのパイロット信号と共に歪み成分を抽出する方法、及びパイロット信号を含まずに歪み成分を抽出する方法のいずれも可能であるが、ここでは後者の方法について説明する。抽出フィルタ１７により抽出されるパイロット信号帯域内の歪み成分ｖ(n)は、次のように書くことができる。

ただしＳ_j(m)は抽出フィルタ１７のフィルタ係数、Mはフィルタ１７のフィルタ長をそれぞれ表す。フィルタ係数Ｓ_j(m)は、抽出フィルタ１７によってパイロット信号帯域内の歪み成分を抽出できれば、どのような係数も使用することが可能であるが、例えば次式に示されるフーリエ係数を用いることができる。

ここで、ｆ_jは抽出したい歪み成分の周波数を示す。

ＦＭコンポジット信号の性質より、抽出フィルタ１７により抽出される成分は全て不要な歪み成分である。そこで、本実施形態では係数制御部１８によって、この歪み成分が低減されるように可変係数フィルタ１３のフィルタ係数を更新する。以下、係数制御部１８の幾つかの具体例について説明する。

（係数制御部１８の第１の具体例）
係数制御部１８の第１の具体例では、抽出フィルタ１７により抽出される歪み成分ｖ(n)に対して評価関数Ｊを定義し、この評価関数Ｊが最小となるように可変係数フィルタ１３のフィルタ係数を更新する。次式に、評価関数Ｊの例を示す。

実際は歪み成分ｖ(n)の電力ｖ(n)ｖ(n)のアンサンブル平均、あるいはｖ(n)ｖ(n)の瞬時値を評価関数Ｊとして用いるが、本実施形態では後者のｖ(n)ｖ(n)の瞬時値を評価関数Ｊとして用いる手法を例にとって説明する。勿論、アンサンブル平均を評価関数Ｊに用いる手法をとることも可能である。

また、上記説明ではパイロット信号を含まない、パイロット信号周辺の歪み成分を一つのフィルタ１７で抽出し、その歪み成分についての評価関数を用いたが、複数の抽出フィルタを用いて複数の歪み成分を抽出し、それらの歪み成分についての評価関数を用いることも可能である。すなわち、式（８）が複数の抽出フィルタにより抽出される歪み成分の電力ｖ(n)ｖ(n)の和を評価関数として、これを最小化するように可変係数フィルタ１３のフィルタリング係数を更新するようにしてもよい。

さらに、抽出フィルタ１７によりパイロット信号帯域からパイロット信号と共に歪み成分を抽出する場合、評価関数は抽出フィルタ１７の出力信号から歪みを受けていないパイロット信号成分を差し引いた成分の電力を歪み成分についての評価関数とすればよい。

係数制御部１８によるフィルタ係数の更新式は、評価関数Ｊを用いて次式で表すことができる。

ここで、式（６）（７）（８）より

である。

図４は、上述したフィルタ係数の更新動作を行う係数制御部１８の構成をブロック図で表している。係数制御部１８には、図１中のＡＤＣ１２から出力されるディジタル化された受信信号と可変係数フィルタ１３からの出力信号が入力される。ディジタル化された受信信号はベクトルであり、そのベクトル長は可変係数フィルタ１３のタップ数と同じである。係数制御部１８では、まずα計算部３０によって評価関数Ｊの偏微分値α₀(n)〜α_L(n)が計算される。偏微分値α₀(n)〜α_L(n)は、可変係数フィルタ１３のフィルタ係数の更新の傾き（方向を含む）を表す。

今、ＡＤＣ１２からのディジタル化された受信信号のベクトル長をＬとすると、α計算部３０には受信信号ベクトルのＬ個の要素の信号ｘ₀〜ｘ_Lが入力される。信号ｘ₀〜ｘ_Lは、除算器３１１〜３１Ｌによって可変係数フィルタ１３の出力信号ｙ(n)の２乗と固定値「１」との和である１＋ｙ(n)²で除算される。除算器３１１〜３１Ｌの出力信号は、乗算器３２１〜３２Ｌに入力される。ここで、乗算器３２１〜３２Ｌの係数はＦＭコンポジット信号１０４中のパイロット信号帯域内の歪み成分を抽出する抽出フィルタ１７の最初のタップ係数と同じ構成であり、評価関数Ｊの偏微分値α₀(n)〜α_L(n)を出力する。

偏微分値α₀(n)〜α_L(n)は、乗算器３３１〜３３Ｌにおいて抽出フィルタ１７からの出力信号（歪み成分）ｖ(n)と乗算される。乗算器３３１〜３３Ｌの出力信号は、さらに乗算器３４１〜３４Ｌにおいてステップ係数μが乗じられることにより、式（９）の右辺第２項の係数更新量が決定される。乗算器３４１〜３４Ｌの出力信号は、加算器３５１〜３５Ｌに入力される。加算器３５１〜３５Ｌによって乗算器３４１〜３４Ｌの出力信号がラッチ３６１〜３６Ｌに保持されている乗算器３４１〜３４Ｌの出力信号の１時刻前の値から差し引かれることにより、式（９）に従って更新されたフィルタ係数が決定される。

このように係数制御部１８においては、ＡＤＣ１２からの受信信号を用いて抽出フィルタ部１７により抽出される歪み成分についての評価関数の偏微分値を計算する。この偏微分値に抽出フィルタ部１７により抽出される歪み成分とステップ係数を乗じることにより係数更新量を決定し、この係数更新量によってフィルタ係数を更新する。この場合、ステップ係数を適切な値（例えば０．１）に設定することで、マルチパス歪みを効果的に低減することが可能になる。

式（２）に従う従来のＣＭＡでは、可変係数フィルタの出力信号振幅がターゲット振幅と同じであれば、位相が違っても誤差が検出されないため、フィルタ係数の収束が遅いという問題があった。一方、本実施形態ではパイロット信号帯域内の歪み成分の有無を誤差としているため、フィルタ係数を速く収束させることができ、収束特性に優れた等化処理が可能になる。

（係数制御部の第２の具体例）
次に、係数制御部１８の第２の具体例について説明する。先に述べたように、ＦＭ放送波はマルチパスの影響がなければ定包絡である。そこで、可変係数フィルタ１３からの等化の出力信号ｙ(n)が定包絡になっていると仮定し、次のように評価関数Ｊを近似する。

可変係数フィルタ１３がトランスバーサルフィルタの場合を考える。トランスバーサルフィルタは、図５に示されるようにタップ付き遅延デバイスＤと、遅延デバイスＤの各タップの信号ｘ₀〜ｘ_Lに重み（タップ係数）ｗ₀〜ｗ_Lを乗じる乗算器×、及び乗算後の信号を加算する加算器Σにより構成される。このようなトランスバーサルフィルタでは、一般にｘ_l(ｎ−ｍ)＝ｘ₀(ｎ−ｍ−ｌ)の関係が成り立つ。すなわち、あるタップの信号値は１段前のタップの１時刻前の信号値と等しい。この関係から、式（１２）は

と書くことができ、これは式（１１）と等価である。ここで、ｌ＝０，１，・・・，Ｌである。

図６は、可変係数フィルタ１３にトランスバーサルフィルタを用いた場合の係数制御部１８であり、式（１３）のβ_l（ｎ）を計算するβ計算部４０を有する。β計算部４０には、ＡＤＣ１２からのディジタル化された受信信号（ベクトル）の最初（０番目）の要素の信号ｘ₀が入力される。信号ｘ₀は、除算器４１１によって可変係数フィルタ１３の出力信号ｙ(n)の２乗と固定値「１」との和である１＋ｙ(n)²で除算される。除算器４１１の出力信号は乗算器４２２に入力され、タップ係数の最初の要素β₀(n)が計算される。

このように可変係数フィルタ１３にトランスバーサルフィルタを用いると、係数制御部１８で必要なフィルタとしてはタップ係数の最初の要素β₀(n)を求めるための一つの乗算器４２２のみがあればよい。シフトレジスタ４０１〜４０Ｌは、フィルタ４２２の出力信号β₀(n)を順次シフトすることによって、タップ係数の他の要素β₁(n)〜β_L(n)を求める。図６の更新部１８は、近似を導入することにより性能のある程度の低下は予想されるが、係数制御部１８における乗算器４２２が１個でよく計算量が削減されるため、処理時間の高速化と低コスト化ができる。

（係数制御部の第３の具体例）
係数制御部１８の第３の具体例では、次式で定義される評価関数Ｊ₃を最小化するように可変係数フィルタ１３のフィルタ係数を制御する。

ここで、Ｊは係数制御部１８の第１及び第２の具体例で説明した、ＦＭコンポジット信号１０４中のパイロット信号帯域から抽出される歪み成分についての評価関数であり、例えば最小平均自乗（Least Mean Square：ＬＭＳ）アルゴリズムに従い、アンサンブル平均に代えて瞬時平均を用いた場合の評価関数である。Ｊ_CMAは従来のＣＭＡにおける誤差（可変係数フィルタ１３からの等化出力信号の振幅のターゲット振幅に対する誤差）についての評価関数である。式（１４）に示されるように、係数制御部１８の第３の具体例では第１及び第２の具体例に基づく評価関数Ｊを低減しつつ、さらにＣＭＡにおける誤差についての評価関数Ｊ_CMAをも低減させるように、可変係数フィルタ１３の係数を制御することができる。式（１４）を係数で表すと、次式のようになる。

そして、次式に従って可変係数フィルタ１３の係数を更新する。

図７は、第３の具体例に基づく係数制御部１８をブロック図で表している。図７の係数制御部１８は、β計算部５１とＣＭＡ計算部５２を併用している。係数制御部１８の第１及び第２の具体例を示した図４及び図６では、ベクトルの要素毎に各ブロックを記載しているが、図７ではベクトルに対応して一纏めにして記載している。例えば、β計算部５１は図６中のβ計算部４０と同様であり、その出力信号βはベクトルである。乗算器５３は図６中の乗算器４３１〜４３Ｌに相当し、β計算部５１の出力信号β(n)と抽出フィルタ１７からの歪み成分ｖ(n)との乗算β(n)ｖ(n)を行う。β計算部５１の代わりに、図４中に示したα計算部を用いてもよい。

一方、ＣＭＡ計算部５２では可変係数フィルタ１３からの等化出力信号ｙ(n)に対するターゲット振幅σの誤差についての評価関数（以下、簡単にＣＭＡの評価関数という）の偏微分値ｙ(n)ｘ(n)conj(ｙ(n)²−σ²)が計算される。ＣＭＡ計算部５２の計算については公知であるため、詳しい説明は省く。

次に、加算器５４により乗算器５３からの出力信号とＣＭＡ計算部５２からの出力信号が加算されることにより、式（１５）で表される評価関数Ｊ₃の偏微分値が生成され、さらに乗算器５５によりステップ係数μが乗算される。乗算器５５の出力信号に従って、加算器５６とラッチ５７により式（１６）で示されるような可変係数フィルタ１３のフィルタ係数の更新が行われる。

このように係数制御部１８の第３の具体例によると、可変係数フィルタ１３のフィルタリング係数の更新に、ＦＭコンポジット信号のパイロット信号帯域内の歪み成分に基づく第１の更新処理とＣＭＡに基づく第２の更新処理を組み合わせている。第１の更新処理と第２の更新処理のいずれか一方の処理でフィルタ係数の更新が正しくなされず、等化動作が正常に行われないようなマルチパス環境においても、他方の更新処理でフィルタ係数の更新が正常になされる可能性は高いと考えられる。従って、一種のダイバーシチの効果によりフィルタ係数の収束速度が向上する。

なお、式（１５）ではＦＭコンポジット信号を用いた評価関数Ｊの偏微分値とＣＭＡの評価関数Ｊ_CMAの偏微分値を加算器５４で加算しているが、次式のように両者の重み付けを行って加算することも可能である。

ρはＦＭコンポジット信号を用いた評価関数Ｊの偏微分値に対する重み係数であり、ρ_CMAはＣＭＡを用いた評価関数Ｊ_CMAの偏微分値に対する重み係数である。これによって、ＦＭ放送波の伝搬状況に応じたより細かな制御が可能になり、等化速度をさらに速めることが可能である。

次に、図８を用いて本発明の他の実施形態について説明する。図８のＦＭ受信機は、複数（図の例では２つ）の受信ブランチを備え、時空間等化によりマルチパス歪みを低減する。すなわち、アンテナ１０Ａ及び１０ＢによってＦＭ放送波が受信され、アンテナ１０Ａ及び１０Ｂの出力信号（ＦＭ受信信号）がフロントエンド１１Ａ及び１１Ｂにそれぞれ入力される。フロントエンド１１Ａ及び１１Ｂから出力される受信信号は、ＡＤＣ１２Ａ及び１２Ｂによりそれぞれディジタル化された後、可変係数フィルタ１３Ａ及び１３Ｂに入力される。可変係数フィルタ１３は、入力される受信信号にフィルタリングを施すことにより、各々に入力される受信信号に含まれるマルチパス歪みを低減するための等化処理を行う。可変係数フィルタ１３からの出力信号が加算器２０により合成されることにより等化出力信号が生成され、この等化出力信号がＦＭ復調器１４に入力される。ＦＭ復調器１４により生成されるＦＭコンポジット信号は抽出フィルタ１７に入力され、抽出フィルタ１７によってマルチパスに基づくパイロット信号帯域内の歪み成分が抽出される。

係数制御部１８は、ＡＤＣ１２Ａ及び１２Ｂの出力信号、可変係数フィルタ１３Ａ及び１３Ｂの出力信号、及び抽出フィルタ１７から出力されるパイロット信号帯域内の歪み成分の信号を受けて先の実施形態に述べたと同様にフィルタ係数の更新を行う。このように本発明は、時空間等化を用いてマルチパス歪みを低減するＦＭ受信機にも適用が可能である。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の一実施形態に従うＦＭ受信機を示すブロック図ＦＭステレオ放送におけるコンポジット信号の周波数配置を示す図元のコンポジット信号及びマルチパス歪みの影響を受けた後のコンポジット信号の周波数特性を示す図図１中の係数制御部の第１の具体例を示すブロック図トランスバーサルフィルタの基本構成を示すブロック図図１中の係数制御部の第２の具体例を示すブロック図図１中の係数制御部の第３の具体例を示すブロック図本発明の他の実施形態に従うＦＭ受信機を示すブロック図

符号の説明

１０，１０Ａ，１０Ｂ・・・アンテナ
１１，１１Ａ，１１Ｂ・・・フロントエンド
１２，１２Ａ，１２Ｂ・・・Ａ／Ｄ変換器
１３，１３Ａ，１３Ｂ・・・可変定数フィルタ
１４・・・ＦＭ復調器
１５・・・アークタンジェント演算器
１６・・・微分器
１７・・・抽出フィルタ
１８・・・係数制御部
１９・・・ステレオ復調器
２０・・・加算器
３０・・・α計算部（偏微分値計算部）
４０・・・β計算部（偏微分値計算部）
５１・・・β計算部（偏微分値計算部）
５２・・・ＣＭＡ計算部（偏微分値計算部）

Claims

ＦＭ放送波を受信して受信信号を出力する受信部と；
前記受信信号を可変のフィルタ係数に従ってフィルタリングする第１フィルタと；
前記第１フィルタによりフィルタリングされた受信信号を復調して、メイン信号とサブ信号及びパイロット信号を含むコンポジット信号を生成するＦＭ復調器と；
前記コンポジット信号から前記メイン信号及びサブ信号が配置された帯域以外の対象帯域内に生じる歪み成分を抽出する第２フィルタと；
前記歪み成分についての評価関数を最小化するように前記フィルタ係数を制御する係数制御部と；を具備するＦＭ受信機。
前記対象帯域は、前記メイン信号とサブ信号との間の帯域である請求項１記載のＦＭ受信機。
前記評価関数は、前記歪み成分の電力のアンサンブル平均または瞬時平均である請求項１記載のＦＭ受信機。
前記係数制御部は、
前記評価関数の偏微分値を計算する計算部と；
前記偏微分値に前記歪み成分を乗じる第１乗算器と；
前記第１乗算器の出力信号にステップ係数を乗じる第２乗算器と；
前記第２乗算器の出力信号によって前記フィルタ係数を更新する更新部と；を有する請求項１記載のＦＭ受信機。
前記計算部は、前記受信信号のベクトルの各要素について前記偏微分値を計算するように構成される請求項４記載のＦＭ受信機。
前記計算部は、前記受信信号のベクトルの一つの要素に対応する第１偏微分値を計算し、前記第１偏微分値を遅延することによって前記ベクトルの他の要素に対応する第２偏微分値を近似するように構成される請求項４記載のＦＭ受信機。
ＦＭ放送波を受信して受信信号を出力する受信部と；
前記受信信号を可変のフィルタ係数に従ってフィルタリングする第１フィルタと；
前記第１フィルタによりフィルタリングされた受信信号を復調して、メイン信号とサブ信号及びパイロット信号を含むコンポジット信号を生成するＦＭ復調器と；
前記コンポジット信号から前記メイン信号及びサブ信号が配置された帯域以外の対象帯域内に生じる歪み成分を抽出する第２フィルタと；
前記歪み成分についての第１評価関数と前記第１フィルタによりフィルタリングされた受信信号のターゲット振幅に対する誤差についての第２評価関数との加算値を最小化するように前記フィルタ係数を制御する係数制御部と；を具備するＦＭ受信機。
前記対象帯域は、前記メイン信号とサブ信号との間の帯域である請求項７記載のＦＭ受信機。
前記第１評価関数は、前記歪み成分の電力のアンサンブル平均または瞬時平均である請求項７記載のＦＭ受信機。
前記係数制御部は、前記歪み成分についての第１評価関数の偏微分値を計算する計算部と；
前記第１評価関数の偏微分値に前記歪み成分を乗じる第１乗算器と；
前記第１の乗算器の出力信号と第２評価関数の偏微分値とを加算する加算器と；
前記第１乗算器の出力信号にステップ係数を乗じる第２乗算器と；
前記第２乗算器の出力信号によって前記フィルタ係数を更新する更新部と；を有する請求項７記載のＦＭ受信機。
前記計算部は、前記受信信号のベクトルの各要素について前記偏微分値を計算するように構成される請求項７記載のＦＭ受信機。
前記計算部は、前記受信信号のベクトルの一つの要素に対応する第１偏微分値を計算し、前記第１偏微分値を遅延することによって前記ベクトルの他の要素に対応する第２偏微分値を近似するように構成される請求項７記載のＦＭ受信機。
前記加算器は、第２評価関数の偏微分値と前記第１の乗算器の出力信号とを重み付け加算するように構成される請求項７記載のＦＭ受信機。