JP2019161704A - モータ制御装置 - Google Patents
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Abstract
Description
(1)本発明の一態様に係るモータ制御装置は、モータ(例えば、実施形態でのモータ11)に対して電力を授受するインバータ(例えば、実施形態でのインバータ13)をパルス幅変調により駆動するモータ制御装置(例えば、実施形態でのモータ制御装置10)であって、前記パルス幅変調に用いるキャリアの側帯波成分の周波数と、前記モータの所定回転次数の周波数とを相違させるように、前記キャリアの周波数を設定するキャリア周波数設定部(例えば、実施形態でのキャリア周期計算部37)を備える。
上記(2)の場合、モータの磁極数及びスロット数に応じて生じるトルクリップルに起因する騒音の増大を抑制することができる。
上記(3)の場合、キャリアの側帯波成分の周波数とモータの所定回転次数の周波数とが一致し易い制御モードにおいて、騒音の増大を、より一層、効果的に抑制することができる。
図1は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置10の機能構成の一例を示すブロック図である。
本実施形態によるモータ制御装置10は、例えば、モータ11とバッテリ12との間の電力授受を行うインバータ13を制御する。モータ11、バッテリ12、及びインバータ13は、電動車両等に搭載されている。電動車両は、電気自動車、ハイブリッド車両、及び燃料電池車両等である。電気自動車は、バッテリ12を動力源として搭載する。ハイブリッド車両は、バッテリ12及び内燃機関を動力源として搭載する。燃料電池車両は、燃料電池を動力源として搭載する。
例えば、スイッチング素子は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)又はMOSFET(Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor)等のトランジスタである。ブリッジ回路においては、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームU相トランジスタUH,ULと、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームV相トランジスタVH,VLと、対を成すハイサイドアーム及びローサイドアームW相トランジスタWH,WLとが、それぞれブリッジ接続されている。
平滑コンデンサは、バッテリ12の正極及び負極の端子間に接続されている。平滑コンデンサは、ブリッジ回路の各スイッチング素子のオン/オフの切換動作に伴って発生する電圧変動を平滑化する。
複数の電流センサ14は、インバータ13とモータ11との間において、3相の各相電流、つまりU相電流Iu、V相電流Iv、及びW相電流Iwを検出する。
センサI/F(インターフェース)15は、複数の電流センサ14に接続され、各電流センサ14から出力される検出信号に基づいて各相の電流検出値を制御ユニット17に入力する。なお、センサI/F(インターフェース)15は、3相のうち少なくとも何れか2相の相電流(例えば、U相電流Iu及びV相電流Iv)を検出する2つの電流センサ14から出力される検出信号に基づき、他の1相の相電流(例えば、W相電流Iw)の電流値を算出してもよい。
回転角センサ16は、モータ11の回転角θe、つまり所定の基準回転位置からのロータの磁極の回転角度(電気角)を検出する。
角速度演算部22は、回転角センサ16から出力されるモータ11の回転角θeに応じて、角速度ωeつまり回転速度(電気角)を算出する。
電圧制御部26は、主にキャリア周期計算部37と、PWM信号生成部38と、を備えている。
インバータ13の入力電圧Vsは、バッテリ12からインバータ13のブリッジ回路に印加される電圧であって、例えば、昇圧動作の無い場合におけるバッテリ12の出力電圧である。バッテリ12の出力電圧は、例えば、バッテリ12の正極及び負極の端子間に接続される電圧センサ(図示略)によって検出される。
正弦波PWM制御は、正弦波状の電圧指令値の振幅がキャリアの振幅以下の状態でパルス幅変調を行うことによって、電圧指令値とPWM信号との線形性を維持して、モータ11の線間電圧を正弦波状にする。
過変調PWM制御は、正弦波状の電圧指令値の振幅がキャリアの振幅よりも大きい状態でパルス幅変調を行うことによって、電圧指令値とPWM信号との非線形性を許容して、モータ11の線間電圧を正弦波状から矩形波状に近づくように歪ませて、電圧利用率を増大させる。
なお、正弦波PWM制御及び過変調PWM制御において、モータ11の相電圧波形に3n次高調波(nは任意の自然数)が重畳されても線間電圧には影響がないので、電圧利用率を増大させるために正弦波状の電圧指令値に3n次高調波が重畳されてもよい。
PWMモードのマップは、例えば、同期PWM制御及び非同期PWM制御の各々におけるモータ11の回転数とキャリアの周波数fcとの対応関係を示すマップである。同期PWM制御は、モータ11の回転数に応じて(同期させて)、キャリアの周波数fcを制御する。非同期PWM制御は、モータ11の回転数に関わらずに(同期させずに)、キャリアの周波数fcを制御する。
非同期PWM制御では、例えば、低速領域での応答性の確保及びリップル成分の低減なとのためにキャリアの周波数fcを相対的に高い値(例えば、数kHzなど)に設定するとともに、キャリアのパルス数Pの切り替えに伴う音色変化を防ぐためにキャリアの周波数fcを一定値に固定する。
同期PWM制御では、例えば、モータ11の回転数の増大に伴って、キャリアの周波数fcを増大傾向に変化させるとともに、キャリアの周波数fcがインバータ13のスイッチング損失及び温度上昇に関連する所定上限値を超えないように、キャリアのパルス数Pを減少傾向に切り替える。
実施例及び比較例の各々では、第1所定回転数ω1及び第2所定回転数ω2の各々を切替回転数として、モータ11の回転数が切替回転数以下の領域に非同期PWM制御が設定され、モータ11の回転数が切替回転数よりも大きい領域に同期PWM制御が設定されている。実施例及び比較例の各々の非同期PWM制御では、キャリアの周波数fc(図3のメインキャリアfc)が、モータ11の回転数に関わらずに、一定の第1周波数f1及び第2周波数f2の各々に設定されている。実施例及び比較例の各々の同期PWM制御では、モータ11の回転数の増大に伴い、キャリアの周波数fcが増大傾向に変化するように設定されるとともに、キャリアのパルス数Pが、順次、P=15と、P=12と、P=9とに減少傾向に切り替わるように設定されている。
一方、比較例のPWMモードのマップにおいては、キャリア側帯波の周波数とモータ11の所定回転次数の周波数とが一致する領域が存在するように、キャリアの周波数fcが設定されている。例えば、第1領域a1では、パルス数PがP=15の高周波側のキャリア側帯波とモータ11の回転次数の108次との周波数が一致している。第2領域a2では、パルス数PがP=15の低周波側のキャリア側帯波とモータ11の回転次数の72次との周波数が一致している。第3領域a3では、パルス数PがP=9の高周波側のキャリア側帯波とモータ11の回転次数の72次との周波数が一致している。第4領域a4では、パルス数PがP=9の低周波側のキャリア側帯波とモータ11の回転次数の36次との周波数が一致している。
この比較例のように、モータ11のトルクリップル(トルク脈動)が発生する回転次数の周波数とキャリア側帯波の周波数とが一致する場合には、騒音が増大するという問題が生じる。これに対して実施例においては、モータ11のトルクリップル(トルク脈動)が発生する回転次数の周波数とキャリア側帯波の周波数とが相違するように設定されていることにより、騒音の増大が抑制されている。
同期PWM制御及び非同期PWM制御の各々では、回転角センサ16から出力されるモータ11の回転角θeや、角速度演算部22から出力される角速度ωe、キャリアのパルス数P及びキャリアの周波数fcなどに基づき、各相電圧指令値Vuc,Vvc,Vwcの位相と同期するキャリアの周期Tcを算出する。
Claims (3)
- モータに対して電力を授受するインバータをパルス幅変調により駆動するモータ制御装置であって、
前記パルス幅変調に用いるキャリアの側帯波成分の周波数と、前記モータの所定回転次数の周波数とを相違させるように、前記キャリアの周波数を設定するキャリア周波数設定部を備える、
ことを特徴とするモータ制御装置。 - 前記所定回転次数は、前記モータの磁極数及びスロット数に応じて前記モータにトルクリップルが発生する回転次数である、
ことを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。 - 前記キャリア周波数設定部は、前記キャリアの周波数を前記モータの回転数と同期して変化させる状態において、前記側帯波成分の周波数と前記所定回転次数の周波数とを相違させるように、前記キャリアの周波数を設定する、
ことを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のモータ制御装置。
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