JP2019138415A - 磁気浮上制御装置および真空ポンプ - Google Patents

Abstract

【課題】外乱対応に優れた動作とスパイクノイズ混入の影響の低減との両立を図ることができる磁気浮上制御装置の提供。【解決手段】磁気浮上制御を行う制御部４４は、電流設定信号ｉsetに対する電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍの偏差Δ２に基づく電圧相当信号Ｖ１、および、電流設定信号ｉsetに基づく電圧相当信号Ｖ２を生成する電流制御部４１７ｐ，４１７ｍを備え、電圧相当信号Ｖ１および電圧相当信号Ｖ２のいずれか一方を選択する切替スイッチＳＷ２を備え、切替スイッチＳＷ２により選択された電圧相当信号に基づいて励磁アンプ４３をＰＷＭ制御する。【選択図】図９

Description

本発明は、磁気浮上制御装置および真空ポンプに関する。

磁気軸受式ターボ分子ポンプのように回転体を磁気軸受で非接触支持する磁気浮上制御装置においては、ロータを所定の目標位置に浮上させるために、ロータの浮上位置と目標位置との偏差（変位）に基づいて電磁石の磁気吸引力を（すなわち、電磁石電流を）リアルタイムで制御している。ロータの変位の検出に関しては、専用の変位センサにて検出する方式のものと、変位センサを使用しないセルフセンシング方式とがある。セルフセンシング方式では、電磁石に従来のアクチュエータ機能（磁気浮上吸引力の発生）だけでなく、センシング機能も兼用させている。

いずれの方式においてもセンシング機能はインダクタンス方式であって、センサコイルまたは電磁石コイルに高周波搬送波（センサキャリア）を印加し、浮上ギャップによるインダクタンス変化でセンサキャリアを振幅変調し、それを復調することによって浮上ギャップ信号（変位信号）を得ている。復調処理においては、デジタル技術を適用して、ＡＤコンバータで変調波信号を同期サンプリングして取り込む方式、すなわち、遅延発生の起因となる平滑処理を不要とするダイレクト方式が知られている。

一方、磁気吸引力を発生するアクチュエータ機能は、電磁石コイルにＰＷＭアンプからのスイッチング電圧を印加することにより、電磁石電流を供給する構成とされている。特に、セルフセンシング方式の場合には、電磁石はアクチュエータ機能だけでなくセンシング機能も有しており、電磁石電流を検出することにより回転体の浮上位置情報（変位情報）を取得するようにしている。ＰＷＭアンプは電圧駆動であり、電磁石電流値を制御するためには、電磁石を流れている電流を検出してその値をフィードバックする制御が必要である。

ところで、ＰＷＭアンプの場合、スイッチングタイミングでサージ電圧等に起因するスパイク状のノイズが電磁石電流に発生するので、検出された電流信号にはノイズが重畳するという問題がある。また、このスパイク状のノイズは、グランドライン電流を介して他軸の電流信号検出あるいは変位信号検出にも重畳する。

このようなスパイク状のノイズが変位信号や電流信号に重畳する場合には、フィルタを適用してノイズ低減処理が施される。しかし、ノイズ低減効果と信号の時間遅延による制御安定性の劣化がトレードオフするため、簡単にフィルタリング処理を施すことはできない。ノイズ低減処理が不十分で浮上制御信号にノイズが重畳していると、それが電磁石で振動力に変換され振動発生の大きな原因となる。

そのため、特許文献１に記載の発明では、励磁アンプのＰＷＭ制御のデューティの可変範囲に制限を設けるという対策を施している。すなわち、スイッチング後に発生する過渡的なスパイクノイズが低減するまでの時間を確保するために、デューティに制限を設けた。これにより、ＰＷＭキャリア信号のオンデューティ区間（またはオフデューティ区間）の長さが、電磁石電流に生じるスパイクノイズ減衰特性に基づく所定時間幅よりも常に長くなるようにＰＷＭ制御を行い、オンデューティ区間（またはオフデューティ区間）の開始タイミングから所定時間幅が経過した後のタイミングにて、電流検出信号をＡＤコンバータへ同期サンプリングにて取り込むようにしている。

特開２０１４−１３７１１６号公報

しかしながら、特許文献１に記載の発明では、電流検出信号へのスパイクノイズの混入の低減が図られているが、スパイクノイズの振幅減衰が全く０になるタイミングで検出されているわけではない。

また、浮上しているロータに外部から外乱力が作用するとロータが所定の浮上位置から離れて変位し、地震など異常な状況ではタッチダウンベアリングへ接触する程度までに変位過大になることがある。このような際に、タッチダウン回避のため瞬発的に大きな電磁石力を作用させて所定の浮上位置へロータを復帰させる動作能力が要求されるため、ＰＷＭ駆動で電流を増加させるオンデューティ区間を可能な限りフルデューティまで広げる必要がある。さらに、外乱対応性（高速応答性）向上のために電流制御器全体のゲインはフィードバックゲインよりも大きく（１，０００〜１００，０００倍程度）設定され、前述したノイズ重畳による振動が発生しやすくなる。

このように、従来は、外乱対応に優れた動作とスパイクノイズ混入の影響の低減との両立が課題であった。

本発明の好ましい態様による磁気浮上制御装置は、励磁アンプから被支持体を磁気浮上させる電磁石へ供給される励磁電流を検出し、浮上目標位置に対する被支持体浮上位置の浮上位置偏差情報に基づく電流設定信号と励磁電流検出信号とに基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する磁気浮上制御装置において、前記電流設定信号に対する前記励磁電流検出信号の電流偏差情報に基づく第１励磁電流制御信号、および、前記電流設定信号に基づく第２励磁電流制御信号を生成する制御信号生成部と、前記第１励磁電流制御信号および前記第２励磁電流制御信号のいずれか一方を選択する第１切替部、または、前記第１励磁電流制御信号と前記第２励磁電流制御信号とを加算した第３励磁電流制御信号および前記第２励磁電流制御信号のいずれか一方を選択する第２切替部を有する選択部と、を備え、
前記選択部により選択された励磁電流制御信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する。
さらに好ましい態様では、前記電流偏差情報は、前記電流設定信号に第１ゲイン値を乗算した電流設定乗算信号と前記励磁電流検出信号に前記第１ゲイン値を乗算した電流検出乗算信号との差である電流偏差信号であり、前記制御信号生成部は、前記電流偏差信号に前記第１ゲイン値よりも大きな第２ゲイン値を乗算した信号を、積分器と比例ゲイン器とからなる電流制御器に通過させて、前記第１励磁電流制御信号としての第１電圧相当信号を生成し、前記電流設定信号に第３ゲイン値を乗算した信号を、前記電磁石の電気定数からなる第１伝達関数を相殺可能な第２伝達関数を含む伝達関数部に通過させて、前記第２励磁電流制御信号としての第２電圧相当信号を生成し、前記選択部は前記第１切替部を有し、前記第１切替部により選択された励磁電流制御信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する。
さらに好ましい態様では、前記電流偏差情報は、前記電流設定信号に第１ゲイン値を乗算した電流設定乗算信号と前記励磁電流検出信号に前記第１ゲイン値を乗算した電流検出乗算信号との差である電流偏差信号であり、前記制御信号生成部は、前記電流偏差信号に前記第１ゲイン値よりも大きな第２ゲイン値を乗算した信号を積分器に通過させて前記第１励磁電流制御信号としての第１電流相当信号を生成し、前記電流設定信号に第３ゲイン値を乗算して前記第２励磁電流制御信号としての第２電流相当信号を生成し、前記選択部は前記第１切替部を有し、前記第１切替部により選択された励磁電流制御信号を、前記電磁石の電気定数からなる第１伝達関数を相殺可能な第２伝達関数を含む伝達関数部に通過させて、電圧相当信号を生成し、生成された前記電圧相当信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する。
さらに好ましい態様では、前記電流偏差情報は、前記電流設定信号に第１ゲイン値を乗算した電流設定乗算信号と前記励磁電流検出信号に前記第１ゲイン値を乗算した電流検出乗算信号との差である電流偏差信号であり、前記制御信号生成部は、前記電流偏差信号に前記第１ゲイン値の１０倍以上１０００倍以下の大きさを有する第２ゲイン値を乗算した信号を、積分器と比例ゲイン器とからなる電流制御器に通過させて、前記第１励磁電流制御信号としての第１電圧相当信号を生成し、前記電流設定信号に第３ゲイン値を乗算した信号を、前記電磁石の電気定数からなる第１伝達関数を相殺可能な第２伝達関数を含む伝達関数部に通過させて、前記第２励磁電流制御信号としての第２電圧相当信号を生成し、
前記選択部は前記第２切替部を有し、前記第２切替部により選択された励磁電流制御信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する。
さらに好ましい態様では、前記電流偏差情報は、前記電流設定信号に第１ゲイン値を乗算した電流設定乗算信号と前記励磁電流検出信号に前記第１ゲイン値を乗算した電流検出乗算信号との差である電流偏差信号であり、前記制御信号生成部は、前記電流偏差信号に前記第１ゲイン値の１０倍以上１０００倍以下の大きさを有する第２ゲイン値を乗算した信号を積分器に通過させて前記第１励磁電流制御信号としての第１電流相当信号を生成し、前記電流設定信号に第３ゲイン値を乗算して前記第２励磁電流制御信号としての第２電流相当信号を生成し、前記選択部は前記第２切替部を有し、前記第２切替部により選択された励磁電流制御信号を、前記電磁石の電気定数からなる第１伝達関数を相殺可能な第２伝達関数を含む伝達関数部に通過させて、電圧相当信号を生成し、生成された前記電圧相当信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する。
さらに好ましい態様では、前記第２伝達関数には、前記電磁石の電気定数に基づいて設定されるインダクタンス相当値および抵抗相当値が含まれ、前記インダクタンス相当値は、前記電磁石のインダクタンスの０．１倍以上１０倍以下に設定され、前記抵抗相当値は、前記電磁石の抵抗の０．１倍以上１０倍以下に設定され、前記インダクタンス相当値と前記抵抗相当値との比（インダクタンス相当値）／（抵抗相当値）は、前記インダクタンスと前記抵抗との比（インダクタンス）／（抵抗）の０．１倍以上１０倍以下に設定される。
本発明の好ましい態様による真空ポンプは、ポンプロータを磁気浮上支持する電磁石を有する磁気軸受と、前記電磁石へ励磁電流を供給する励磁アンプと、前記ポンプロータを回転駆動するモータと、前記励磁アンプをＰＷＭ制御する請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載の磁気浮上制御装置と、を備える。

本発明によれば、外乱対応に優れた動作とスパイクノイズ混入の影響の低減との両立を図ることができる。

図１は、変位センサ方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す図である。 図２は、コントローラの概略構成を示すブロック図である。 図３は、制御軸１軸分の磁気軸受電磁石を示す模式図である。 図４は、励磁アンプの一例を示す図である。 図５は、本発明の磁気軸受制御に関する機能ブロック図である。 図６は、従来の磁気軸受制御に関する機能ブロック図である。 図７は、ノイズ発生と電流検出タイミングを説明する図である。 図８は、従来の場合の励磁電流制御に関する伝達関数ブロック図である。 図９は、第１の実施の形態における伝達関数ブロック図を示す図であり、第１の状態を示す。 図１０は、第１の実施の形態における伝達関数ブロック図を示す図であり、第２の状態を示す。 図１１は、変形例を示す図である。 図１２は、伝達関数(Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊)のボード線図である。 図１３は、式（１）に示す伝達関数のボード線図である。 図１４は、式（２）に示す伝達関数のボード線図である。 図１５は、式（３）に示す伝達関数のボード線図である。 図１６は、第２の実施の形態における伝達関数ブロック図を示す図であり、第１の状態を示す。 図１７は、第２の実施の形態における伝達関数ブロック図を示す図であり、第２の状態を示す。 図１８は、第２の実施の形態においてＰＩ制御の部分をＩ制御＋（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）という形に分解した場合の伝達関数ブロック図である。

−第１の実施の形態−
以下、図を参照して本発明を実施するための第１の実施の形態について説明する。図１は、変位センサ方式の磁気軸受装置を備えた磁気軸受式ターボ分子ポンプの概略構成を示す図である。ターボ分子ポンプは、ポンプ本体１と、ポンプ本体１を駆動制御するコントローラとにより構成されている。なお、図１では、コントローラの図示を省略した。

ロータ３に設けられたロータ軸５は、ラジアル方向の磁気軸受４Ａ，４Ｂおよびアキシャル方向の磁気軸受４Ｃによって非接触支持される。磁気軸受４Ｃは、ロータ軸５の下部に固定されたスラストディスク１０を軸方向に挟むように配置されている。ロータ軸５の浮上位置の変位は、ラジアル方向の変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，とアキシャル方向の変位センサ５１によって検出される。変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，５１には、センサコアにコイルを巻き回した構成のインダクタンス式変位センサが用いられている。

磁気軸受によって回転自在に磁気浮上されたロータ３は、モータ４２により高速回転駆動される。モータ４２にはブラシレスＤＣモータ等が用いられる。なお、図１では、模式的にモータ４２と記載しているが、より詳細には、符号４２で示した部分はモータステータを構成し、ロータ軸５側にモータロータが設けられている。

モータ４２によって回転駆動されるロータ軸５の下端には、センサターゲット２９が設けられている。上述したアキシャル方向の変位センサ５１は、センサターゲット２９の下面と対向する位置に配置されている。磁気軸受が動作していないときには、ロータ軸５は非常用のメカニカルベアリング２６ａ，２６ｂによって支持される。

ロータ３には、回転側排気機能部を構成する複数段の回転翼３ａと円筒部３ｂとが形成されている。一方、固定側には、固定側排気機能部である固定翼２２とネジステータ２４とが設けられている。複数段の固定翼２２は、軸方向に対して回転翼３ａと交互に配置されている。ネジステータ２４は、円筒部３ｂの外周側に所定のギャップを隔てて設けられている。

各固定翼２２は、スペーサリング２３を介してベース２０上に載置される。ポンプケーシング２１の固定フランジ２１ｃをボルトによりベース２０に固定すると、積層されたスペーサリング２３がベース２０とポンプケーシング２１との間に挟持され、固定翼２２が位置決めされる。ベース２０には排気ポート２５が設けられ、この排気ポート２５にバックポンプが接続される。ロータ３を磁気浮上させつつモータ４２により高速回転駆動することにより、吸気口２１ａ側の気体分子は排気ポート２５側へと排気される。

図２は、コントローラの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントローラに設けられたＤＣ電源４０によって交流から直流に変換される。ＤＣ電源４０は、インバータ４１用の電源、励磁アンプ４３用の電源、制御部４４用の電源をそれぞれ生成する。

モータ４２に電流を供給するインバータ４１には、複数のスイッチング素子が備えられている。これらのスイッチング素子のオンオフを制御部４４によって制御することにより、モータ４２が駆動される。

上述したように、ロータ軸５を磁気浮上支持する磁気軸受は、ラジアル方向に４軸、アキシャル方向に１軸の５軸制御型磁気軸受である。各軸毎に一対の磁気軸受電磁石が設けられているので、図２に示すように１０個の磁気軸受電磁石４５が設けられている。磁気軸受電磁石４５に電流を供給する励磁アンプ４３は、１０個の磁気軸受電磁石４５のそれぞれに設けられている。

モータ４２の駆動および磁気軸受の駆動を制御する制御部４４は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のデジタル演算器とその周辺回路により構成される。モータ制御に関しては、インバータ４１に設けられている複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４１が、制御部４４からインバータ４１へ入力される。また、インバータ４１から制御部４４へは、モータ４２に関する相電圧および相電流に関する信号４４２が入力される。

磁気軸受制御に関しては、制御部４４から各励磁アンプ４３へ、励磁アンプ４３に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭゲート駆動信号４４３が入力される。また、各励磁アンプ４３から制御部４４へは、各磁気軸受電磁石４５の電流値に関する電流検出信号４４４が入力される。

各変位センサ５０ｘ１，５０ｙ１，５０ｘ２，５０ｙ２，５１には、センサ回路３３がそれぞれ設けられている。制御部４４から各センサ回路３３には、センサキャリア信号（搬送波信号）３０５が入力される。各センサ回路３３から制御部４４には、ロータ軸の変位により変調されたセンサ信号３０６が入力される。

図３は、制御軸１軸分の磁気軸受電磁石４５を示す模式図である。２個の磁気軸受電磁石４５ｍ，４５ｐがロータ軸５を挟むように対向配置されている。Ｊはロータ軸５を磁気浮上させる際の浮上目標位置である。上述したように、各磁気軸受電磁石４５ｍ，４５ｐに対して、励磁アンプ４３（４３ｍ，４３ｐ）がそれぞれ設けられている。

図３のようにロータ軸５が変位ｄだけ磁気軸受電磁石４５ｐに近づいて、磁気軸受電磁石４５ｍ，４５ｐとロータ軸５とのギャップが変化すると、そのギャップ変化は一対の変位センサ５０ｘ１ｍ、５０ｘ１ｐによって検出される。そして、検出された変位に応じて磁気軸受電磁石４５ｐの励磁電流を減少させるとともに、反対側の磁気軸受電磁石４５ｍの励磁電流を増加させる。その結果、ロータ軸５は、浮上目標位置Ｊに対する実際の浮上位置の偏差が小さくなるように、磁気軸受電磁石４５ｍの方向に引き寄せられる。

図４は、各磁気軸受電磁石４５に対応して設けられている励磁アンプ４３の一例を示す図である。励磁アンプ４３は、一般に、ＰＷＭ制御に基づいて駆動される。本実施の形態では、ＰＷＭ制御回路で最も一般的な２象限タイプの励磁アンプ４３を例に説明する。２象限タイプの励磁アンプ４３は、図４に示すように２個のスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１を備え、そのスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１を同時にオンオフすることで２象限駆動される。ここで、２象限とは、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１のオンオフで、電磁石コイルに流れる励磁電流は常に１方向のままであるのに対して、ＤＣ電源からの電流方向の正負が逆転する動作を表現している。

図４に示すように、励磁アンプ４３は、スイッチング素子とダイオードとを直列接続したものを、ＤＣ電源に対して２つ並列接続したものである。磁気軸受電磁石４５は、スイッチング素子ＳＷ１０およびダイオードＤ１０の中間と、スイッチング素子ＳＷ１１およびダイオードＤ１１の中間との間に接続される。

スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１には、制御部４４からＰＷＭゲート駆動信号４４３が入力される。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１を同時にオンすると、実線矢印で示すように電流が流れ、同時にオフすると破線矢印で示すように電流が流れる。オン時の電流値は電流センサ１０１Ａにより計測され、オフ時の電流値は電流センサ１０１Ｂにより計測される。電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂには例えばシャント抵抗が用いられ、シャント抵抗の電圧を電流検出信号として用いる。電流検出信号４４４は制御部４４に入力される。このとき、２つの電流検出信号を直接入力するケース（図示）、あるいは、２つの電流検出信号を平均化回路で平均処理し１信号にした上で入力するケース（不図示）があるがいずれでも良い。

図５は、本発明の磁気軸受制御に関する機能ブロック図である。なお、図５では、制御軸５軸の内の１軸分（例えば、図３に示す１軸分）について示した。図３に示したように、制御軸１軸分には一対の磁気軸受電磁石４５ｐ、４５ｍが設けられており、各磁気軸受電磁石４５ｐ、４５ｍに対して励磁アンプ４３（４３ｐ、４３ｍ）がそれぞれ設けられている。図示していないが、図５の励磁アンプ４３ｐ、４３ｍには電磁石電流を検出する電流センサ（図４に示す電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂ）が各々設けられており、励磁アンプ４３ｐからは電流検出信号Ｉｐが出力され、励磁アンプ４３ｍからは電流検出信号Ｉｍが出力される。なお、図５においては、説明をシンプルにするため、上述した１信号化した電流信号（図４不図示のケース）の構成として示している。

センサキャリア生成回路４１１で生成されたセンサキャリア信号（デジタル信号）はデジタル信号からアナログ信号に変換された後、位相調整用のフィルタ回路を通して一対の変位センサ５０ｘ１ｍ、５０ｘ１ｐに印加される。変位センサ５０ｘ１ｍ、５０ｘ１ｐで変調されたセンサ信号は差動アンプ５０１により差分が取られ、その差分信号はバンドパスフィルタ５０２でフィルタ処理された後にＡＤコンバータ４１３によりＡＤサンプリングされる。

復調演算部４１４では、サンプリングデータに基づいて復調演算が行われる。ゲイン・オフセット調整部４１５では、復調された信号に対してゲイン調整およびオフセット調整が行われる。一般的に、ロータ軸５の浮上目標位置Ｊ（図３参照）は変位センサ５０ｘ１ｍ、５０ｘ１ｐの中間位置に設定される。その場合、ゲイン・オフセット調整部４１５から出力される変位信号は、浮上目標位置Ｊに対するロータ浮上位置の偏差（以下では、偏差Δ１と呼ぶことにする）を表している。

浮上制御器４１６では、ゲイン・オフセット調整部４１５から出力された変位信号（偏差Δ１）に基づいて比例制御、積分制御および微分制御、位相補正、その他の制御補償を行い、浮上制御電流設定を生成する。そして、Ｐ側の制御には、生成された浮上制御電流設定を逆符号としたものにバイアス電流設定量を加算したものが電流設定信号ｉsetとして用いられ、Ｍ側の制御には、生成された浮上制御電流設定にバイアス電流設定量を加算したものが電流設定信号ｉsetとして用いられる。ここで、電流設定信号ｉsetは、Ｐ側、Ｍ側で上述の通り互いに異なる値になるが、以下においても説明をシンプルにするため、Ｐ側、Ｍ側で区別せずにｉsetで表す。

本実施形態では、電流設定信号ｉsetは２つに分岐され、一方は電流制御器４１７ｐ，４１７ｍに直接入力される。分岐された電流設定信号ｉsetの他方はＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれた電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍが減算され、その減算結果（以下では、偏差Δ２と呼ぶ）が電流制御器４１７ｐ，４１７ｍに入力される。電流制御器４１７ｐ，４１７ｍは、入力された電流設定信号ｉsetと偏差Δ２とに基づいて励磁アンプ４３ｐ、４３ｍをＰＷＭ制御するための電圧相当信号を生成する。ＰＷＭ演算部４１２ｐ，４１２ｍは、電流制御器４１７ｐ，４１７ｍからの電圧相当信号に基づいてＰＷＭ制御指令を生成する。

ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｐ側の励磁アンプ４３ｐにＰＷＭゲート駆動信号４４３ｐを出力する。同様に、ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて、Ｍ側の励磁アンプ４３ｍにゲート駆動信号４４３ｍを出力する。そして、ＰＷＭゲート駆動信号４４３ｐ，４４３ｍに基づいて各励磁アンプ４３ｐ，４３ｍのスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１（図４参照）がオンオフ制御される。

ここで、前述した従来の磁気軸受制御装置における課題について、図６，７および８を用いて説明する。図６は、従来の磁気軸受制御に関する機能ブロック図を示したものである。電流設定信号ｉsetは、ＡＤコンバータ４００ｐ，４００ｍにより取り込まれた電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍが減算され、減算後の偏差Δ２が電流制御器４１７ｐ，４１７ｍに入力される。なお、その他の構成は、図５に示した機能ブロック図と同様である。

図７は、励磁アンプ４３ｐ，４３ｍのスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１のオンオフに伴って発生するノイズを説明する図である。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１のオンオフによって、磁気軸受電磁石４５には図７（ｂ）に示すような矩形電圧が印加される。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１がオンのときにはＨ電圧（入力ＤＣ電圧）が印加され、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１がオフのときにはＬ電圧（０Ｖ）が印加される。なお、Ｔoffはオフデューティ区間を示し、Ｔonはオンデューティ区間を示す。Ｔpwmは、ＰＷＭキャリアの一周期を示す。

通常、繰り返し電圧はＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子により高速に導通・遮断動作が行われ、その際に、図７（ａ）に示すようなスパイク状のノイズＮが励磁電流に発生し、このノイズが励磁アンプ４３ｐ，４３ｍの電流センサ信号ラインに重畳することになる。そのため、特許文献１に記載の発明では、ノイズの影響が小さくなるタイミングＴ１，Ｔ２において電流検出を行うようにしている。

しかし、ターボ分子ポンプの浮上体（ロータ）に外部から外乱力が作用するとロータ軸５が浮上目標位置Ｊから変位するので、地震などの異常な状況においては、ロータ軸５がタッチダウンベアリングへ接触する程度まで、変位が大きくなる場合がある。そのような場合、タッチダウン回避のための瞬発的に大きな電磁石力を作用させて、浮上目標位置Ｊへロータ軸５を復帰させる動作能力が磁気軸受に要求される。そのため、ＰＷＭ駆動で電流を増加させるオン区間（Ｈ電圧となる区間）を可能な限りフルデューティまで広げる必要がある。しかし、図７（ｂ）の破線のようにオン区間をフルデューティ付近まで広げると、オン区間の立ち上がり直前のタイミングＴ３で電流検出を行ってもノイズＮの影響を避けることができない。

図８は、図６に示す従来の場合の励磁電流制御に関する伝達関数ブロック図である。図８を用いて従来の構成におけるノイズ重畳の影響を説明する。電流制御器（図６の電流制御器４１７ｐ，４１７ｍ）は、電流設定信号ｉsetとの定常偏差を極力低減するようにＰＩ制御、すなわち比例（Ｐ）要素および積分（Ｉ）要素から構成される。従来は、フィードバック制御により励磁電流を制御しており、電流設定信号ｉsetにゲインｋを乗算した電流設定乗算信号ｉset・ｋと電流検出信号Ｉｐに所定のゲインｋを乗算した電流検出乗算信号Ｉｐ・ｋとの差分である偏差Δ２が生成される。この偏差Δ２に対してゲインＧが乗算され、信号Δ２・ＧをＰＩ伝達関数に通過させることで電圧相当信号Ｖ１が生成される。

電流制御器全体のゲイン（Ｇ）はフィードバックラインのゲイン（ｋ）に比べて大きく設定されている（Ｇ≫ｋ）。通常、Ｇはｋの１０００倍以上、場合によっては１０万倍程度まで大きく設定される。これにより、励磁アンプの閉ループゲインがフィードバックゲインの逆数値（１／ｋ）になる、一定ゲインのリニアアンプとみなすことができる。電磁石に関する伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）は応答が遅いので、上述のようにゲインＧを大きくすることで応答性を良くしている。なお、入力の電流設定信号ｉsetが概ねそのまま出力に相当するように、１／ｋを相殺するｋゲインブロックが入力部に設けられる。なお、ｋ＝１の場合は、ｋゲインブロックは明示されなくても良い。

図８の従来構成において、フィードバックラインの電流検出信号ラインにノイズが重畳すると、重畳したノイズはゲインＧに比例して増幅されることになる。磁気軸受の励磁アンプには、電流設定信号ｉsetの急激な変化に対して高速応答性が求められると共に、定常偏差特性が求められる。これらの特性を得るために、ゲインＧは上述したように大きな値に設定される。そのため、大きなゲインＧによってノイズが大きく増幅されてしまう。増幅されたノイズは偏差信号に重畳され、ＰＩ伝達関数を通過して電圧信号（ＰＷＭ電圧）として電磁石に印加される。その結果、ノイズの影響により励磁電流による吸引力の変動でロータ軸５が振動し、その反作用でポンプ本体が振動することになる。

本実施の形態では、このようなノイズの影響を低減するために、図５に示すように電流設定信号ｉsetを２つに分岐し、分岐された一方の電流設定信号ｉsetと電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍとから生成される偏差Δ２を電流制御器４１７ｐ，４１７ｍに入力すると共に、分岐された他方の電流設定信号ｉsetを電流制御器４１７ｐ，４１７ｍに入力する構成とした。

図９，１０は、本実施の形態（図５の構成の場合）における伝達関数ブロック図を示したものである。図９，１０に示す伝達関数ブロック図においては、分岐した一方の電流設定信号ｉsetに対して設けられたフィードバックラインに加えて、分岐した他方の電流設定信号ｉsetを用いるフィードフォワードラインが設けられ、さらに切替スイッチＳＷ１，ＳＷ２が設けられている。切替スイッチＳＷ２は２つのスイッチを備え、連動して図示上側または図示下側に切り替えられる。図５に示した切替制御器４２０は、切替スイッチＳＷ１，ＳＷ２を図９に示す第１の状態と、図１０に示す第２の状態とに切り替える。

図９に示す第１の状態では切替スイッチＳＷ１，ＳＷ２は図示上側に切り替えられ、フィードフォワードラインと加算点４２１との接続が遮断されると共に、ＰＩブロックと加算点４２１とが接続される。その結果、加算点４２１から出力される電圧相当信号ＶはＶ＝Ｖ１となり、その電圧相当信号Ｖ＝Ｖ１に基づいてＰＷＭ電圧が生成される。すなわち、図９に示す第１の状態では、図８の場合と同様のフィードバック制御となり、従来と同様に良好な定常偏差特性が得られる。

一方、図１０に示す第２の状態では切替スイッチＳＷ１，ＳＷ２を図示下側に切り替えられ、フィードフォワードラインと加算点４２１とが接続されると共に、ＰＩブロックと加算点４２１との接続が遮断され、フィードフォワード制御とされる。第２の状態では、減算点４２２には同一の電流検出乗算信号Ｉｐ・ｋがそれぞれ入力され、偏差Δ２が強制的にゼロとされる。さらに、ＳＷ２を図示下側へ切り替える処理とあわせて、ＰＩブロックにおける積分出力値を０値にリセットする処理が行われる（不図示）。そのため、フィードフォワード制御においては偏差Δ２がゼロに維持され積分器で積分出力が積み上がるのを防止でき、積分出力値の残存も無くせるので、図１０の第２の状態（フィードフォワード制御）から図９の第１の状態（フィードバック制御）に切り替えられた際に浮上位置がずれるのを防止することができる。

第２の状態のフィードフォワード制御では、フィードフォワードライン側に分岐された電流設定信号ｉsetは、所定の一定ゲインαが乗算される。ゲインαは１付近の値とされる。電流設定信号ｉsetにゲインαを乗算した信号は伝達関数部４２４に入力され、伝達関数部４２４を通過させることで第２電圧相当信号Ｖ２が生成される。伝達関数部４２４は、電磁石のインダクタンスＬおよび抵抗Ｒからなる伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）を概ね相殺可能な伝達関数（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を少なくとも含む伝達関数部である。加算点４２１から出力される電圧相当信号ＶはＶ＝Ｖ２となり、電圧相当信号Ｖ２に基づいてＰＷＭ電圧が生成される。

このように、図１０に示す第２の状態では、フィードバックラインは切り離されてフィードフォワード制御のみとなるので、フィードバックラインの電流検出信号ラインにノイズが重畳しても、励磁電流へのノイズの影響を防止することができる。その結果、ノイズの影響による振動発生が防止され、装置側の低振動要求に応えることができる。また、電流設定信号ｉsetの急激な変化に対して、高速に応答することができる。

なお、図９，１０に示す構成では、切替スイッチＳＷ２に２つのスイッチを設けて、フィードフォワードラインの接続・遮断だけでなく、ＰＩブロックと加算点４２１との接続・遮断を行っているが、フィードバック制御の接続・遮断については切替スイッチＳＷ１の切り替えだけで可能なので、ＰＩブロックと加算点４２１との間のスイッチを省略してＰＩブロックと加算点４２１とを接続状態としても良い。但し、その場合は、図１０の第２の状態のように切替スイッチＳＷ１を図示下側に切り替えるのと合わせて、ＰＩブロックの積分出力を０値にリセットする処理を行う。それにより、偏差Δ２がゼロに維持されるので積分出力の積み上がりが無く、さらに積分出力値の残存もゼロとされるので、フィードバック機能は働かなくなることになる。

切替スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、図５の切替制御器４２０からの切替信号Ｓにより制御される。切替制御器４２０は、ターボ分子ポンプの運転状況に応じて切替信号Ｓを出力する。例えば、電子顕微鏡のように低振動が要求される装置においては、切替制御器４２０は、装置コントローラからの指令に従って低振動要求期間（例えば、電子顕微鏡による観察が行われている期間）では、切替スイッチＳＷ１，ＳＷ２を第２の状態に切り替える切替信号Ｓを電流制御器４１７ｐ，４１７ｍへ出力する。一方、低振動が要求されないロータ加減速時や大きな外乱力が加わった状況においては、切替スイッチＳＷ１，ＳＷ２を第１の状態に切り替える切替信号Ｓを電流制御器４１７Ｐ，４１７ｍへ出力する。

例えば、切替制御器４２０は、モータ駆動制御信号からロータ加減速運転状態か否かを判定し、ゲイン・オフセット調整部４１５から出力される偏差Δ１に基づいて大外乱発生状況か否かを判定する。偏差Δ１が予め設定した閾値を超えたか否かで、大外乱発生状況か否かを判定することができる。通常は図１０の第２の状態で制御し、ロータ加減速運転状態または大外乱発生状況と判定された場合には図９の第１の状態に切り替える。

また、上位コントローラである装置コントローラ５００（図５参照）からの指令により切替スイッチＳＷ１，ＳＷ２の切り替えを行うようにしても良い。例えば、装置コントローラ５００から電子顕微鏡による観察が行われていることを報知する信号が切替制御器４２０に入力され、切替制御器４２０は、報知信号が入力されていない場合には第１の状態に切り替え、報知信号が入力された場合には第２の状態に切り替える。

さらにまた、ロータ加減速時や大外乱時には第１の状態に切り替えるとともに観測不可信号を切替制御器４２０から装置コントローラ５００へ出力し、ターボ分子ポンプが定格回転状態になったならば第２の状態に切り替えると共に観測可能信号を切替制御器４２０から出力するようにしても良い。装置コントローラ５００は、観測可能信号が入力されている場合に、例えば、電子顕微鏡による観測が可能であることを電子顕微鏡のオペレータに報知する。

（伝達関数部４２４の説明）
通常、ターボ分子ポンプは回転軸が重力方向に向くように正立姿勢で設置されることが多いが、直角方向（水平姿勢）や、その他の任意の方向に向けて設置されることがある。そのような場合、ロータ軸５を所定の浮上目標位置Ｊに浮上維持するために、重力方向と反対向きの力を発生させる電磁石にバイアス電流以上の直流電流が流れることになる。

電磁石のコイルは、珪素鋼板を積層したコアなどの強磁性コア材に巻かれるため、コア材のＢＨカーブに従いインダクタンスが決まる。一般に、電流が大きい場合や温度が高い場合にはインダクタンスＬが小さくなり、抵抗Ｒは大きくなる傾向がある。そのため、伝達関数（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を少なくとも含む伝達関数部４２４は、励磁電流、周囲温度により適宜パラメータ値を変更して伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）の効果を相殺することが原理的に可能である。ただし、冗長性を考慮して、Ｌ^＊はＬの０．１倍〜１０倍程度、Ｒ^＊はＲの０．１倍〜１０倍程度で、かつ、（Ｌ^＊／Ｒ^＊）が（Ｌ／Ｒ）の０．１倍以上１０倍以下であれば、同様の効果を発揮することができる。

（変形例）
図１１は上述した実施の形態の変形例を示す図であり、図９のブロック図に対応する第１の状態を示したものである。なお、第２の状態のブロック図については図示を省略した。図１１では、図９のＰＩ制御の部分をＩ制御＋（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）という形に分解した構造となっている。Ｉ制御ブロックと伝達関数部４２４との間には切替スイッチＳＷ２を介して加算点４２３が設けられ、αゲインブロックから出力される電流相当信号Ｉ２とＩ制御ブロックから出力される電流相当信号Ｉ１とが、切替スイッチＳＷ２を介して加算点４２３に入力される。そして、加算点４２３から出力された電流相当信号を（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数部４２４に通過させることで、電圧相当信号Ｖが生成される。このような構成としても、図９，１０に示す構成の場合と同様の作用効果を奏することができる。

ところで、図９〜１１において（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数部４２４はプロパーである必要があり、例えば、微分器＋比例器という構成を、次式（１）〜（３）のような疑似微分器＋比例器という構成としても良い。図１２は(Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊)のボード線図を示したものである。これに対して、図１３は式（１）の場合のボード線図、図１４は式（２）の場合のボード線図、図１５は式（３）の場合のボード線図である。
（１）ωn２(Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊)／(Ｓ２＋２ξωnＳ＋ωn２) ただし、１／ωn≪Ｌ^＊／Ｒ^＊
（２）(Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊)／(ＴnＳ＋１) ただし、Ｔn≪Ｌ^＊／Ｒ^＊
（３）Ｌ^＊Ｓ／(ＴnＳ＋１)＋Ｒ^＊ ただし、Ｔn≪Ｌ^＊／Ｒ^＊

本実施の形態では、図１０に示す第２の状態ではフィードバック制御が完全に遮断されるため、応答性能の冗長性が低下することがある。また、電磁石パラメータ値Ｒ，Ｌも誤差や使用状況での変動を有するので、電流設定信号ｉsetに対して実際に励磁される電流値がずれてしまうことがある。しかし、ロータ位置を所定位置にするための浮上制御のフィードバック制御系の出力として電流設定信号ｉsetが決められるので、通常浮上状態であれば直流値（主に直流電流）が多少ずれても浮上運転には問題ない。つまり、地震などの外部からの衝撃力が印加されること無く、加減速運転状態ではない一定速度の定格運転であれば浮上運転に問題がない。

−第２の実施の形態−
図１６，１７は本発明の第２の実施の形態を説明する図である。第２の実施の形態では、上述した図９に示すＰ側のブロック図を図１６に示すブロック図に置き換え、図１０に示すｍ側のブロック図を図１７に示すブロック図に置き換える。図１６，１７に示すブロック図は、切替スイッチＳＷ２に代えて切替スイッチＳＷ３を設け、電流制御器全体のゲインをＧ１とした点が、図９，１０に示したブロック図と異なる。

第２の実施の形態では、フィードフォワードラインは常に接続状態とし、切替スイッチＳＷ１，ＳＷ３を切り替えることで、図１６に示すフィードバックラインも接続された第１の状態と、図１７に示すフィードバックラインが遮断されてフィードフォワード制御のみとされる第２の状態とに切り替えられる。ちなみに、図１７に示す切替スイッチＳＷ１，ＳＷ３が第２の状態へ切り替えられる際には、図１０の切替スイッチＳＷ１，ＳＷ２が第２の状態へ切り替えられる際と同様に積分出力値は０値にリセットされる。以下では、フィードバック制御とフィードフォワード制御とが同時に行われる第１の状態における制御を、混合制御と称することにする。

第１の実施の形態における第１の状態（図９や図１１に示す状態）ではフィードバック制御が行われるので、図８に示す従来の場合と同様にノイズの影響を受けやすい。そこで、第２の実施の形態では、第１の状態におけるノイズの影響を低減するために、フィードバック制御に代えて図１６に示すような混合制御を第１の状態で行うようにした。ゲインＧ１は図８に示す従来のゲインＧの１／１０以下に設定される。すなわち、ゲインｋの１０倍以上、１０００倍以下の値に設定される。このように、ゲインＧ１をＧよりも小さくすることで、混合制御におけるノイズ重畳の影響を低減することができる。

第２の実施の形態においても、ターボ分子ポンプに対して低振動が特に要求される状況においては図１７に示す第２の状態（フィードフォワード制御）とされ、それ以外の状況においては図１６に示す第１の状態（混合制御）とされる。

図１６に示す第１の状態では、切替スイッチＳＷ１，ＳＷ３はいずれも図示上側に切り替えられフィードバック制御とフィードフォワード制御とを備える混合制御により励磁電流が制御される。混合制御においては、上述したようにゲインＧ１が従来のゲインＧの１／１０以下に設定されるので、フィードバック制御におけるノイズ影響を低減することができ、低振動とすることができる。さらに、フィードフォワードラインを設けて、電圧相当信号Ｖ２のように、分岐した電流設定信号ｉsetをＰＩ出力である電圧相当信号Ｖ１にダイレクトに加算することで高速応答性が可能となる。そのため、ノイズ影響低減のためにゲインＧ１の値を従来のゲインＧより小さくしても、必要な高速性を確保することができる。一方で、従来と同様のフィードバックラインを有しているので、定常偏差の低減機能も併せ持つことができる。

一方、図１７に示す第２の状態では、切替スイッチＳＷ１，ＳＷ３はいずれも図示下側に切り替えられ、フィードバックラインが遮断されフィードフォワード制御のみにより励磁電流が制御される。そのため、第１の実施の形態における第２の状態（フィードフォワード制御）の場合と同様にノイズの影響による振動発生が防止され、装置側の低振動要求に応えることができると共に、電流設定信号ｉsetの急激な変化に対して高速に応答することができる。

第２の実施形態の場合、αは１付近を目安とするが、ゲインＧ１の値が従来のＧよりも極端に低くなければ（例えば、１／１０程度）、０．５程度でも効果を発揮することができる。

なお、第２の実施の形態においても、上述した第１の実施の形態の変形例（図１１参照）の場合と同様に、図１８に示すようにＰＩ制御の部分をＩ制御＋（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）という形に分解し、加算点４２３の後段に（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数部４２４を設けるような構成としても良い。このような構成としても、図１６，１７に示す構成の場合と同様の作用効果を奏することができる。

（Ｃ１）上述した第１および第２の実施の形態では、磁気浮上制御装置としての制御部４４は、電流設定信号ｉsetに対する電流検出信号Ｉｐ，Ｉｍの偏差Δ２に基づく第１励磁電流制御信号（例えば、電圧相当信号Ｖ１）、および、電流設定信号ｉsetに基づく第２励磁電流制御信号（例えば、電圧相当信号Ｖ２）を生成する制御信号生成部である電流制御部４１７ｐ，４１７ｍを備え、第１の実施の形態の場合には、図９，１０に示すように第１励磁電流制御信号および第２励磁電流制御信号のいずれか一方を選択する切替スイッチＳＷ２を有する選択部（切替スイッチＳＷ２および図５の切替制御器４２０が対応する）を備え、第２の実施の形態の場合には、図１６，１７に示すように第１励磁電流制御信号と第２励磁電流制御信号とを加算した第３励磁電流制御信号および第２励磁電流制御信号のいずれか一方を選択する切替スイッチＳＷ３を有する選択部（切替スイッチＳＷ３および図５の切替制御器４２０が対応する）を備える。そして、制御部４４は、選択部により選択された励磁電流制御信号に基づいて励磁アンプ４３をＰＷＭ制御する。

その結果、第１励磁電流制御信号または第３励磁電流制御信号が選択された場合には、外乱対応に優れた動作を行わせることができ、第２励磁電流制御信号が選択された場合には、スパイクノイズ混入の影響が低減された低振動な動作を行わせることができる。

（Ｃ２）図９，１０に示すように第１励磁電流制御信号および第２励磁電流制御信号のいずれか一方を選択する第１切替部である切替スイッチＳＷ２を有する構成であって、第１および第２励磁電流制御信号が第１および第２電圧相当信号Ｖ１，Ｖ２である場合には、電流偏差信号である偏差Δ２に第１ゲイン値ｋよりも大きな第２ゲイン値Ｇを乗算した信号を、積分器と比例ゲイン器とからなる電流制御器に通過させて第１電圧相当信号Ｖ１を生成し、電流設定信号ｉsetに第３ゲイン値αを乗算した信号を、電磁石の電気定数からなる第１伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）を相殺可能な第２伝達関数（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数部４２４に通過させて第２電圧相当信号Ｖ２を生成する。

（Ｃ３）図１１に示すように第１切替部である切替スイッチＳＷ２を有する構成であって、第１および第２励磁電流制御信号が第１および第２電流相当信号Ｉ１，Ｉ２である場合には、電流偏差信号である偏差Δ２に第１ゲイン値ｋよりも大きな第２ゲイン値Ｇを乗算した信号を積分器に通過させて第１電流相当信号Ｉ１を生成し、電流設定信号ｉsetに第３ゲイン値αを乗算して第２電流相当信号Ｉ２を生成する。切替スイッチＳＷ２により選択された電流相当信号Ｉ１，Ｉ２を、電磁石の電気定数からなる第１伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）を相殺可能な第２伝達関数（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数部４２４に通過させて、電圧相当信号Ｖを生成し、生成された電圧相当信号Ｖに基づいて励磁アンプ４３をＰＷＭ制御する。

（Ｃ４）図１６，１７に示すように第２切替部（切替スイッチＳＷ３と加算点４２１が相当）を有する構成であって、第１および第２励磁電流制御信号が第１および第２電圧相当信号Ｖ１，Ｖ２である場合には、電流偏差信号である偏差Δ２に第１ゲイン値ｋの１０倍以上１０００倍以下の大きさを有する第２ゲイン値Ｇ１を乗算した信号を、積分器と比例ゲイン器とからなる電流制御器に通過させて第１電圧相当信号Ｖ１を生成し、電流設定信号ｉsetに第３ゲイン値αを乗算した信号を、電磁石の電気定数からなる第１伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）を相殺可能な第２伝達関数（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数部４２４に通過させて第２電圧相当信号Ｖ２を生成する。

（Ｃ５）また、図１８に示すように第２切替部（切替スイッチＳＷ３と加算点４２１が相当）を有する構成であって、第１および第２励磁電流制御信号が第１および第２電流相当信号Ｉ１，Ｉ２である場合には、電流偏差信号である偏差Δ２に第１ゲイン値ｋの１０倍以上１０００倍以下の大きさを有する第２ゲイン値Ｇ１を乗算した信号を積分器に通過させて第１電流相当信号Ｉ１を生成し、電流設定信号ｉsetに第３ゲイン値αを乗算して第２電流相当信号Ｉ２を生成する。第２切替部により選択された電流相当信号Ｉ１，Ｉ２を、電磁石の電気定数からなる第１伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）を相殺可能な第２伝達関数（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を含む伝達関数部４２４に通過させて第２電圧相当信号Ｖを生成する。

このように、図１６〜１８におけるゲインＧ１を図９等に示すゲインＧよりも小さくすることでノイズ重畳の影響を低減することができるので、ロータの振動が低減され、低振動な磁気軸受装置や磁気軸受式ターボ分子ポンプなどを提供することができる。

（Ｃ６）さらに、第２伝達関数（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）には、電磁石の電気定数に基づいて設定されるインダクタンス相当値および抵抗相当値が含まれ、インダクタンス相当値は、電磁石のインダクタンスの０．１倍以上１０倍以下に設定され、抵抗相当値は、電磁石の抵抗の０．１倍以上１０倍以下に設定され、インダクタンス相当値と抵抗相当値との比（インダクタンス相当値）／（抵抗相当値）は、インダクタンスと抵抗との比（インダクタンス）／（抵抗）の０．１倍以上１０倍以下に設定されるのが好ましい。伝達関数（Ｌ^＊Ｓ＋Ｒ^＊）を少なくとも含む伝達関数部４２４は、励磁電流、周囲温度により適宜パラメータ値を変更して伝達関数１／（ＬＳ＋Ｒ）の効果を原理的に相殺することが可能であるが、上記のようにインダクタンス相当値および抵抗相当値を設定することで、同様の相殺効果を得ることができる。

なお、上述した実施の形態では、変位センサによりロータ軸５の変位を検出する構成の磁気軸受装置を例に説明したが、変位センサを使用しないセルフセンシング方式の磁気軸受装置にも同様に適用することができる。セルフセンシング方式の場合、電磁石電流には、浮上制御電流およびバイアス電流に加えて変位検出用のセンサキャリア成分の電流も含まれる。センサキャリア成分はロータ変位により振幅変調されるので、これを検波することにより変位情報が得られる。そして、セルフセンシング方式の場合にはこの変位情報に基づいて電流設定信号ｉsetが生成される。そのため、セルフセンシング方式の磁気軸受装置に適用した場合にも、上述した変位センサを用いる方式の場合と同様の作用効果を奏することができる。

なお、上述した実施の形態では、真空ポンプである磁気軸受式ターボ分子ポンプを例に説明したが、本発明は真空ポンプに限らず、レーザ装置用ブロア等の磁気軸受式回転機械や、除振台等の磁気浮上式機械にも適用できる。

上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１…ポンプ本体、３…ロータ、５…ロータ軸、４Ａ，４Ｂ，４Ｃ…磁気軸受、４２…モータ、４３…励磁アンプ、４４…制御部、４５…磁気軸受電磁石、４１６…浮上制御器、４１７ｍ、４１７ｐ…電流制御器、４２０…切替制御器、４２４…伝達関数部、５００…装置コントローラ、Ｉ１，Ｉ２…電流相当信号、Ｖ，Ｖ１，Ｖ２…電圧相当信号、ＳＷ１〜ＳＷ３…切替スイッチ

Claims (7)

1. 励磁アンプから被支持体を磁気浮上させる電磁石へ供給される励磁電流を検出し、浮上目標位置に対する被支持体浮上位置の浮上位置偏差情報に基づく電流設定信号と励磁電流検出信号とに基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する磁気浮上制御装置において、
   前記電流設定信号に対する前記励磁電流検出信号の電流偏差情報に基づく第１励磁電流制御信号、および、前記電流設定信号に基づく第２励磁電流制御信号を生成する制御信号生成部と、
   前記第１励磁電流制御信号および前記第２励磁電流制御信号のいずれか一方を選択する第１切替部、または、前記第１励磁電流制御信号と前記第２励磁電流制御信号とを加算した第３励磁電流制御信号および前記第２励磁電流制御信号のいずれか一方を選択する第２切替部を有する選択部と、を備え、
   前記選択部により選択された励磁電流制御信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する磁気浮上制御装置。
2. 請求項１に記載の磁気浮上制御装置において、
   前記電流偏差情報は、前記電流設定信号に第１ゲイン値を乗算した電流設定乗算信号と前記励磁電流検出信号に前記第１ゲイン値を乗算した電流検出乗算信号との差である電流偏差信号であり、
   前記制御信号生成部は、前記電流偏差信号に前記第１ゲイン値よりも大きな第２ゲイン値を乗算した信号を、積分器と比例ゲイン器とからなる電流制御器に通過させて、前記第１励磁電流制御信号としての第１電圧相当信号を生成し、前記電流設定信号に第３ゲイン値を乗算した信号を、前記電磁石の電気定数からなる第１伝達関数を相殺可能な第２伝達関数を含む伝達関数部に通過させて、前記第２励磁電流制御信号としての第２電圧相当信号を生成し、
   前記選択部は前記第１切替部を有し、
   前記第１切替部により選択された励磁電流制御信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する磁気浮上制御装置。
3. 請求項１に記載の磁気浮上制御装置において、
   前記電流偏差情報は、前記電流設定信号に第１ゲイン値を乗算した電流設定乗算信号と前記励磁電流検出信号に前記第１ゲイン値を乗算した電流検出乗算信号との差である電流偏差信号であり、
   前記制御信号生成部は、前記電流偏差信号に前記第１ゲイン値よりも大きな第２ゲイン値を乗算した信号を積分器に通過させて前記第１励磁電流制御信号としての第１電流相当信号を生成し、前記電流設定信号に第３ゲイン値を乗算して前記第２励磁電流制御信号としての第２電流相当信号を生成し、
   前記選択部は前記第１切替部を有し、
   前記第１切替部により選択された励磁電流制御信号を、前記電磁石の電気定数からなる第１伝達関数を相殺可能な第２伝達関数を含む伝達関数部に通過させて、電圧相当信号を生成し、生成された前記電圧相当信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する磁気浮上制御装置。
4. 請求項１に記載の磁気浮上制御装置において、
   前記電流偏差情報は、前記電流設定信号に第１ゲイン値を乗算した電流設定乗算信号と前記励磁電流検出信号に前記第１ゲイン値を乗算した電流検出乗算信号との差である電流偏差信号であり、
   前記制御信号生成部は、前記電流偏差信号に前記第１ゲイン値の１０倍以上１０００倍以下の大きさを有する第２ゲイン値を乗算した信号を、積分器と比例ゲイン器とからなる電流制御器に通過させて、前記第１励磁電流制御信号としての第１電圧相当信号を生成し、前記電流設定信号に第３ゲイン値を乗算した信号を、前記電磁石の電気定数からなる第１伝達関数を相殺可能な第２伝達関数を含む伝達関数部に通過させて、前記第２励磁電流制御信号としての第２電圧相当信号を生成し、
   前記選択部は前記第２切替部を有し、
   前記第２切替部により選択された励磁電流制御信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する磁気浮上制御装置。
5. 請求項１に記載の磁気浮上制御装置において、
   前記電流偏差情報は、前記電流設定信号に第１ゲイン値を乗算した電流設定乗算信号と前記励磁電流検出信号に前記第１ゲイン値を乗算した電流検出乗算信号との差である電流偏差信号であり、
   前記制御信号生成部は、前記電流偏差信号に前記第１ゲイン値の１０倍以上１０００倍以下の大きさを有する第２ゲイン値を乗算した信号を積分器に通過させて前記第１励磁電流制御信号としての第１電流相当信号を生成し、
   前記電流設定信号に第３ゲイン値を乗算して前記第２励磁電流制御信号としての第２電流相当信号を生成し、
   前記選択部は前記第２切替部を有し、
   前記第２切替部により選択された励磁電流制御信号を、前記電磁石の電気定数からなる第１伝達関数を相殺可能な第２伝達関数を含む伝達関数部に通過させて、電圧相当信号を生成し、生成された前記電圧相当信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する磁気浮上制御装置。
6. 請求項２から請求項５までのいずれか一項に記載の磁気浮上制御装置において、
   前記第２伝達関数には、前記電磁石の電気定数に基づいて設定されるインダクタンス相当値および抵抗相当値が含まれ、
   前記インダクタンス相当値は、前記電磁石のインダクタンスの０．１倍以上１０倍以下に設定され、
   前記抵抗相当値は、前記電磁石の抵抗の０．１倍以上１０倍以下に設定され、
   前記インダクタンス相当値と前記抵抗相当値との比（インダクタンス相当値）／（抵抗相当値）は、前記インダクタンスと前記抵抗との比（インダクタンス）／（抵抗）の０．１倍以上１０倍以下に設定される、磁気浮上制御装置。
7. ポンプロータを磁気浮上支持する電磁石を有する磁気軸受と、
   前記電磁石へ励磁電流を供給する励磁アンプと、
   前記ポンプロータを回転駆動するモータと、
   前記励磁アンプをＰＷＭ制御する請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載の磁気浮上制御装置と、を備える真空ポンプ。
   

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