JP6269080B2

JP6269080B2 - 磁気軸受装置および真空ポンプ

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Publication number: JP6269080B2
Application number: JP2014004428A
Authority: JP
Inventors: 小崎　純一郎; 純一郎小崎
Original assignee: Shimadzu Corp
Current assignee: Shimadzu Corp
Priority date: 2014-01-14
Filing date: 2014-01-14
Publication date: 2018-01-31
Anticipated expiration: 2034-01-14
Also published as: JP2015132340A

Description

本発明は、磁気軸受装置および真空ポンプに関する。

ターボ分子ポンプなどの磁気軸受搭載装置では、回転体、すなわち、ロータをステータと非接触で所定の目標位置に浮上維持すべく、ロータの浮上変位と目標位置との偏差量に基づいてアクチュエータとなる電磁石の磁気吸引力、すなわち、励磁電流をリアルタイムでフィードバック制御している。

ロータ浮上変位の検出では、専用センサにて検出するタイプが主流であった。近年、コンパクト化、低価格化、信頼性向上のために、専用センサを省略して、浮上制御力を発生する電磁石に従来のアクチュエータ機能だけでなく、センシング機能も兼用させたセンサレスタイプ、すなわち、セルフセンシングタイプのものが実用化されつつある。

上述のどちらのタイプであっても、センシング機能としてインダクタンス方式が採用されている。センサレスタイプのものにおいて、インダクタンス方式は、電磁石コイル（以下、単にコイルとも呼ぶ）に高周波搬送波、すなわち、センサキャリアを印加し、浮上ギャップ、すなわち、電磁石コイルとシャフト間のギャップの変化によるインダクタンス変化でセンサキャリアを振幅変調して、それを復調することで浮上ギャップ（変位）信号を得る。復調処理にあたっては、デジタル技術を適用してＡＤコンバータから変調波信号を同期サンプリングして取り込み、遅延が生じることになる平滑処理を不要にしたダイレクト方式が提案されている（例えば、特許文献１）。

一般的にターボ分子ポンプにおいては、５軸ある制御軸、すなわち、上Ｘ軸、上Ｙ軸、下Ｘ軸、下Ｙ軸、スラストＺ軸のそれぞれに、対向する電磁石、すなわち、Ｐ側電磁石、Ｍ側電磁石が設けられている。それぞれの電磁石のコイルに流れる電流は、機能別で成分を分けると、回転体ユニットＲに作用する重力との釣り合い力、浮上力の直線性改善、変位センシングのためのバイアス用として用いられる直流のバイアス電流ibと、回転体を所定位置に浮上させるための制御電流icと、位置検出用のセンサキャリア成分の電流isとから構成されている。

上述した電磁石のコイルに流れる電流成分から変位信号を得るにあたって、２つの誤差が生じることが知られている。一つは、復調処理前の変調波信号に加算的に残留している制御電流成分icが復調の過程で変位信号として混入してしまう誤差（以下、第１誤差と呼ぶ）である。もう一つは、電磁石の鉄心、すなわち、電磁石コアの磁気特性の非線形性から生じる変位信号の誤差（以下、第２誤差と呼ぶ）である。第２誤差は、電磁石コイルに流れる電流が大きくなると顕著になる。なお、以下では、第１誤差を取り除く課題を第１課題と呼び、第２誤差を取り除く課題を第２課題と呼ぶ。また、誤差を有する変位信号から第１誤差および第２誤差を除去した信号を、特に真の推定変位信号と呼ぶ。

特許文献１においては、磁気軸受装置における対向して対となる２つ電磁石の制御電流icの大きさが等しく符号が逆になるようにすることで、第１課題を解決している。しかし、この場合、制御電流icの変化範囲に|ic| < ib程度という狭い制限を設けなければならない。この制限があることで、電磁石のコイルに流れる総電流は小さく設定される。すなわち、特許文献１では電磁石のコイルに大電流が流れることを想定していないので、第２誤差は顕著にならず、第２課題は問題とならない。

真空チェンバへ取り付けられるターボ分子ポンプは、縦向き、すなわち、回転体の回転軸の軸心が鉛直方向に延在して取り付けられることだけでなく、横向き、すなわち、回転体の回転軸の軸心が鉛直方向に直交する方向に延在して取り付けられることもある。横向きの場合、具体的には、対向している電磁石コイルのうち、回転体よりも上方に位置する一方のみに大きな制御電流icを流す必要がある。このように、ターボ分子ポンプの磁気軸受装置は、ターボ分子ポンプの取り付けられる向きに応じた制御をしなければならない。

また、地震など外部から振動が加えられた場合、回転体は過渡的に所定浮上位置から大きく変位するが、それに伴い所定浮上位置へ戻すべく、対向している電磁石コイルのうち、回転体が遠ざかった一方のみに大振幅の制御電流icを流す必要がある。

以上のように、対向している電磁石コイルのうちの一方にのみ大電流を流さなければならない場合においては、特許文献１に記載の発明では、第１課題も第２課題も解決できない。

特開２００１−１７７９１９号公報

上述した非対称性の電流が印加される場合において、第１課題については、特願２０１３−０２１６８１号に記載の発明で解決できる。しかしながら、第２課題については解決されない。

すなわち、対向している電磁石コイルのうちの一方にのみ大電流を流す場合においても、電磁石コアの磁気特性の非線形性から生じる変位信号の誤差を取り除く必要がある。

（１）本発明の好ましい実施形態による磁気軸受装置は、回転体と、回転体を浮上制御するために複数の制御軸のそれぞれに設けられ、制御軸のそれぞれに回転体を介して対向配置された第１電磁石および第２電磁石と、第１電磁石および第２電磁石のそれぞれに印加される電圧をＰＷＭ制御し、回転体の浮上位置を検知するためのセンサキャリア信号が重畳された電磁石電流を供給する第１電磁石および第２電磁石のそれぞれに設けられた励磁アンプと、励磁アンプのそれぞれに設けられ、電磁石電流を検出する電流センサと、電磁石電流に基づいて推定変位信号を取得し、推定変位信号に基づいて励磁アンプをＰＷＭ制御する制御部と、を備え、制御部は、複数の制御軸の各制御軸における推定変位信号を得るにあたり、第１電磁石に流れる電磁石電流の検出信号（以下、第１電流信号）、第２電磁石に流れる電磁石電流の検出信号（以下、第２電流信号）、および、第１電流信号と第２電流信号とを足し合わせて得られる和信号についてそれぞれセンサキャリア信号に同期してＡＤサンプリングを行い、センサキャリア信号に同期してＡＤサンプリングされた和信号により復調変位信号を生成し、第１電磁石の磁気特性の非線形性に起因する復調変位信号への影響を低減するための第１補正信号を、ＡＤサンプリング後の第１電流信号および第１電磁石の磁気特性の非線形性に基づいて演算処理で生成し、第２電磁石の磁気特性の非線形性に起因する復調変位信号への影響を低減するための第２補正信号を、ＡＤサンプリング後の第２電流信号および第２電磁石の磁気特性の非線形性に基づいて演算処理で生成し、第１補正信号および第２補正信号の差分としての第３補正信号を演算処理で生成し、復調変位信号から第３補正信号を減算することで、推定変位信号を得ることを特徴とする。
（２）さらに好ましい実施形態では、前記和信号は、前記センサキャリア信号の周波数をfcとしたときに、fc＝(n+1/2)・fs（ただし、nは０以上の整数）を満たすサンプリング周波数fsで、かつ、前記センサキャリア信号の最大ピーク位置近傍となるタイミングおよび最小ピーク位置近傍となるタイミングでＡＤサンプリングされ、前記最大ピーク位置近傍でサンプリングされた和信号のデータ値をｄ１、前記最小ピーク位置近傍でサンプリングされた和信号のデータ値をｄ２としたときに、ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２により算出される値ｄ３を前記復調変位信号とする。
（３）さらに好ましい実施形態では、回転体は、可動境界を有し、第１補正信号は、第１電流信号からなる関数（以下、第１関数）より成り、第２補正信号は、第２電流信号からなる関数（以下、第２関数）より成り、第１関数に用いられる係数が最適化される調整（以下、第１係数調整）が実施される際は、回転体を第１電磁石側の回転体の可動境界まで移動させ、所定のバイアス電流値で回転体を磁気的に吸引し固定した上で、第１係数調整が実施され、第２関数に用いられる係数が最適化される調整（以下、第２係数調整）が実施される際は、回転体を第２電磁石側の回転体の可動境界まで移動させ、所定のバイアス電流値で回転体を磁気的に吸引し固定した上で、第２係数調整が実施されることを特徴とする。
（４）さらに好ましい実施形態では、第１係数調整は、予め定めた周波数を有する印加信号が少なくとも第１電磁石側の電磁石電流に重畳された上で、予め定めた周波数を有する推定変位信号の振幅が所定レベル以下になるように実施され、第２係数調整は、予め定めた周波数を有する印加信号が少なくとも第２電磁石側の前記電磁石電流に重畳された上で、予め定めた周波数を有する推定変位信号の振幅が所定レベル以下になるように実施されることを特徴とする。
（５）さらに好ましい実施形態では、所定のバイアス電流値は、複数設けられ、第１係数調整および第２係数調整は、複数設けられた所定のバイアス電流値の各々において実施されることを特徴とする。
（６）さらに好ましい実施形態では、第１係数調整及び第２係数調整は、所定のバイアス電流値において複数回実施されることを特徴とする。
（７）さらに好ましい実施形態では、前記第３補正信号は、前記第１補正信号と前記第２補正信号とを所定比率で差分演算することにより生成され、前記所定比率は、前記回転体が時間的に位置変化しないように磁気浮上制御された状態において、第１電磁石に流れる電磁石電流に前記予め定めた周波数を有する印加信号を重畳した場合の磁気吸引力と、第２電磁石に流れる電磁石電流に前記予め定めた周波数を有する印加信号を重畳した場合の磁気吸引力とが相殺されるように設定される。
（８）本発明の好ましい実施形態による真空ポンプは、排気機能部が形成されたポンプロータと、ポンプロータを回転駆動するモータと、ポンプロータの回転体を磁気浮上支持する、請求項１〜７のいずれか一項に記載の磁気軸受装置と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、対向している電磁石コイルのうちの一方にのみ大電流を流す場合においても、回転体の変位信号に関して良好なＳ／Ｎ比を維持することができる。さらには、ポンプケーシングの振動を低減でき、回転体の浮上制御性能を向上させることができる。

真空ポンプのポンプユニット１の概略構成を示す図。コントロールユニットの概略構成を示すブロック図。磁気軸受に備えられた制御軸１軸分の磁気軸受電磁石４５を示す模式図。各磁気軸受電磁石４５に設けられている励磁アンプ４３の構成を示す図。励磁アンプ４３による電磁石コイルへの印加電圧および電磁石コイルに流れる電流を示す図。ポンプユニット１が横向きに配置された時のシャフト５と電磁石４５を示した図。電流リミット回路４０８ｐ、４０８ｍにおける電磁石コイル４５５に流れる電流の制御信号依存性を示す図。制御部４４における磁気軸受制御の一軸分の機能ブロック図。（ａ）電磁石コアの積層珪素鋼板のＢＨカーブと、（ｂ）比透磁率の逆数量を示した図。調整時の回転体ユニットＲのシャフト５の位置を示した図。調整時の補正処理演算部４１５の動作を示した図。通常制御時の補正処理演算部４１５の動作を示した図。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、本実施の形態の真空ポンプの概略構成を説明する図であり、磁気浮上式ターボ分子ポンプのポンプユニット１の断面の構成を示す。ターボ分子ポンプは、図１に示すポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するコントロールユニット（不図示）とを備えている。

ポンプユニット１は、回転翼４ａと固定翼６２とで構成されるターボポンプ部と、円筒部４ｂとネジステータ６４とで構成されるドラッグポンプ部、すなわち、ネジ溝ポンプとを有している。ここではネジステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。回転側排気機能部である回転翼４ａおよび円筒部４ｂはポンプロータ４に形成されている。ポンプロータ４とシャフト５とロータディスク５５は、互いに締結されて回転体ユニットＲを構成する。

複数段の固定翼６２は、軸方向に対して回転翼４ａと交互に配置されている。各固定翼６２は、スペーサリング６３を介してベース６０上に載置される。ポンプケーシング６１の固定フランジ６１ｃをボルトによりベース６０に固定すると、積層されたスペーサリング６３がベース６０とポンプケーシング６１の係止部６１ｂとの間に挟持され、固定翼６２が位置決めされる。

シャフト５は、ベース６０に設けられた磁気軸受６７，６８，６９によって非接触支持される。後述するように磁気軸受６７，６８，６９は、センサキャリア成分が重畳された電磁石電流に基づいて浮上位置の変化を推定するセルフセンシングの磁気軸受である。なお、軸方向の磁気軸受６９を構成する電磁石は、シャフト５の下端に設けられたロータディスク５５を軸方向に挟むように配置されている。シャフト５はモータ４２により回転駆動される。

モータ４２は同期モータであり、本実施の形態では、ＤＣブラシレスモータが用いられている。モータ４２は、ベース６０に配置されるモータステータ４２ａと、シャフト５に設けられるモータロータ４２ｂとを有している。モータロータ４２ｂには、永久磁石が設けられている。磁気軸受が作動していない時には、シャフト５は非常用のタッチダウンベアリング６６ａ，６６ｂによって支持される。

ベース６０の排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５にバックポンプが接続される。回転体ユニットＲを磁気浮上させつつモータ４２により高速回転駆動することにより、吸気口６１ａ側の気体分子は排気ポート６５側へと排気される。

図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＤＣ電源４０によって交流から直流に変換される。ＤＣ電源４０は、インバータ４１用の電源、励磁アンプ４３用の電源、制御部４４用の電源をそれぞれ生成する。

モータ４２に電流を供給するインバータ４１には、複数のスイッチング素子が備えられている。これらのスイッチング素子のオンオフを制御部４４によって制御することにより
、モータ４２が駆動される。

図２に示した１０個の磁気軸受電磁石４５（以下、電磁石４５とも呼ぶ）は、各磁気軸受６７，６８，６９に設けられている磁気軸受電磁石を示している。図１に示したターボ分子ポンプに用いられている磁気軸受は５軸制御型磁気軸受であって、径方向の磁気軸受６７，６８は各々２軸の磁気軸受であって、それぞれ２対、すなわち、４個の磁気軸受電磁石４５を備えている。また、軸方向の磁気軸受６９は１軸の磁気軸受であって、１対、すなわち、２個の磁気軸受電磁石４５を備えている。磁気軸受電磁石４５に電流を供給する励磁アンプ４３は１０個の磁気軸受電磁石４５のそれぞれに設けられており、コントロールユニットには合計で１０個の励磁アンプ４３が備えられている。

モータ４２の駆動および磁気軸受の駆動を制御する制御部４４は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のデジタル演算器とその周辺回路より構成される。制御部４４は、インバータ４１に対しては、インバータ４１に設けられている複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４１を出力し、各励磁アンプ４３に対しては、各励磁アンプ４３に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭゲート駆動信号４４３をそれぞれ出力する。また、制御部４４には、後述するようにモータ４２に関する相電圧および相電流に関する信号４４２や、磁気軸受に関する電磁石電流信号４４４が入力される。

図３は、磁気軸受６７，６８に備えられた制御軸１軸分の磁気軸受電磁石４５を示す模式図である。磁気軸受電磁石４５は、電磁石コア４５０に電磁石コイル４５５が巻回されることにより構成される。２個の磁気軸受電磁石４５が浮上中心軸、すなわち、浮上目標位置Ｊを挟むように対向配置されている。上述したように、各磁気軸受電磁石４５に対して、励磁アンプ４３がそれぞれ設けられている。図３では、図示右側のＰ側の磁気軸受電磁石４５に近づくような変位ｄを正とする。変位が負側の磁気軸受電磁石４５をＭ側の磁気軸受電磁石４５と呼ぶことにする。

（電磁石電流Ｉp，Ｉm、および和信号Ｉp+Ｉmの説明）
本実施の形態における５軸制御型磁気軸受では、各磁気軸受電磁石４５の電磁石電流には、機能別で成分に分けると、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃおよび位置検出用のセンサキャリア成分の電流ｉｓが含まれている。Ｐ側の磁気軸受電磁石４５を流れる電流をＩp、Ｍ側の磁気軸受電磁石４５を流れる電流をＩmとすると、次式（１）のように表される。ｉspはＰ側のセンサキャリア成分で、ｉsmはＭ側のセンサキャリア成分である。ただし、ｉspとｉsmとは振幅が逆符号になっている。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ＋ｉsp
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋ｉsm …（１）

バイアス電流ｉｂは直流あるいは極めて低い周波数帯であり、回転体ユニットＲに作用する重力との釣り合い力、浮上力の直線性改善、変位センシングのためのバイアス用として用いられる。

浮上制御電流ｉｃは、シャフト５、すなわち、回転体ユニットＲを所定位置に浮上させる制御電流である。浮上制御電流ｉｃは浮上位置の変動に応じて変化するので、その周波数帯は直流から１ｋＨｚ程度となる。

センサキャリア成分ｉｓは、シャフト５の浮上位置変位、すなわち、回転体ユニットＲの浮上位置変位の検出に用いられる電流成分である。センサキャリア成分ｉｓには、浮上制御電流への影響を極力抑えるべく、通常は数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ（１ｋＨｚ≪fc≪１００ｋＨｚ）の周波数帯における周波数が使用される。

一般に、産業用途の磁気軸受では、励磁アンプ４３として電圧制御型のＰＷＭアンプが使用される。すなわち、磁気軸受電磁石４５の電磁石コイルに印加される電圧を制御することで、電磁石電流の制御を行っている。

電磁石コイルに印加される電圧Ｖp、Ｖmの内の、センサキャリア成分ｖsp，ｖsmはそれぞれ逆位相で印加されるので、次式（２）のように表される。ただし、ωc＝２πfcであって、fcはセンサキャリア周波数である。また、tは時間、ｖは一定振幅値である。
ｖsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ）
ｖsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ） …（２）

ところで、磁気軸受電磁石４５とシャフト５との間のギャップ（図３参照）と電磁石コイルのインダクタンスとは反比例するので、Ｐ側電磁石コイルおよびＭ側電磁石コイルのインダクタンスＬp，Ｌmに関して、次式（３）が成り立つ。なお、Ｄはシャフト５が浮上中心軸、すなわち、浮上目標位置にある場合のギャップで、ｄは浮上目標位置からの変位である。Ａは定数である。
１／Ｌp＝Ａ×（Ｄ−ｄ）
１／Ｌm＝Ａ×（Ｄ＋ｄ） …（３）
なお、本発明では、第２課題を解決するために、後述する式（３ａ）のように式（３）を修正する。

センサキャリア成分に関して、電磁石コイルに印加される電圧と電磁石コイルを流れる電流との間には次式（４）に示すような関係がある。ただし、コイル抵抗は無視した。
ｖsp＝Ｌp×d（ｉsp）／dt
ｖsm＝Ｌm×d（ｉsm）／dt …（４）

上述した式（２），（３），（４）から、電磁石コイルを流れる電流のセンサキャリア成分ｉsp，ｉsmは次式（５）のように表される。なお、Ｂ＝v×Ａ／ωcである。このように、センサキャリア成分ｉsp，ｉsmは、変位ｄの時間変化により振幅変調される。一方、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃは周波数が低いため、変位変動の影響は無視できる。
ｉsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌp）
＝−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
ｉsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌm）
＝Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２） …（５）
なお、本発明では、第２課題を解決するために、後述する式（５ａ）のように式（５）を修正する。

以上の結果をまとめると、センサキャリア成分ｉsp，ｉsmを検波すれば、変位ｄの情報が得られる。Ｐ側およびＭ側の磁気軸受電磁石４５を流れるトータルの電流Ｉp，Ｉmは、次式（６）のように表される。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２） …（６）
なお、本発明では、第２課題を解決するために、後述する式（６ｂ）のように式（６）を修正する。

（二象限励磁アンプの説明）
図４は、各磁気軸受電磁石４５に対応して設けられている励磁アンプ４３の構成を示す図である。励磁アンプ４３は、直列接続されたスイッチング素子とダイオードとを直列接続したものを、さらに２つ並列接続したものである。磁気軸受電磁石４５は、スイッチン
グ素子ＳＷ１０およびダイオードＤ１０の中間と、スイッチング素子ＳＷ１１およびダイオードＤ１１の中間との間に接続される。

スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１には、制御部４４からゲート信号（ゲート駆動電圧）として、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃおよびセンサキャリア成分ｉｓを制御するためのＰＷＭ制御信号（図２のＰＷＭゲート駆動信号４４３）が入力される。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は同時にオンオフされ、両方ともオンの場合には実線矢印で示すように電流（上述した電流Ｉp，Ｉm）が流れ、両方ともオフの場合には破線矢印で示すように電流（上述した電流Ｉp，Ｉm）が流れる。オン時の電流値は電流センサ１０１Ａにより計測され、オフ時の電流値は電流センサ１０１Ｂにより計測される。電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂには例えばシャント抵抗が用いられ、シャント抵抗の電圧を電流検出信号として用いる。電流検出信号は制御部４４に入力される。

図５は、励磁アンプ４３による電磁石コイルへの印加電圧（ラインＬ１）および電磁石コイルに流れる電流（ラインＬ２）の一例を示す図である。２つのスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１をオンすると、電圧が電磁石コイルに印加されて電流が増加する。また、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１をオフすると、ダイオードＤ１０，Ｄ１１の導通により電磁石コイルに逆電圧が印加され電流が減少する。そのため、電流ラインＬ２は、ＰＷＭキャリア１周期における電流の増加および減少と、より周期の長い正弦波的な変化との両方を示している。この正弦波的な変化が、センサキャリア成分の変化に相当している。

ここで、以下の理由から、第１課題および第２課題を考える上で、上述した式（６）を後述の式（６ａ）に変形する。なお、後述するように、式（６）は、第２誤差を除去するための補正信号を導くために、式（６ｂ）にも変形される。図６は、ポンプユニット１が、横向き、すなわち、回転体ユニットＲの回転軸が重力方向と直角に配置された時における回転体ユニットＲのシャフト５と磁気軸受６７の電磁石４５を一例として示している。なお、図６では磁気軸受６７の電磁石４５について説明したが、磁気軸受６８の電磁石４５についても同様である。ここで、磁気軸受６７の電磁石４５の符号を付し直す。図示右上のＭ側の電磁石４５を電磁石４５１ｍとし、電磁石４５１ｍと対向する図示左下のＰ側の電磁石４５を電磁石４５１ｐとする。同様に、図示左上のＭ側の電磁石４５を電磁石４５２ｍとし、電磁石４５２ｍと対向する図示右下のＰ側の電磁石４５を電磁石４５２ｐとする。

電磁石４５１ｍと電磁石４５２ｍは、回転体ユニットＲのシャフト５よりも上方に位置する。そのため、シャフト５にかかる重力に対抗するために、すなわち、シャフト５を磁気吸引により支えるために、電磁石４５１ｍと電磁石４５２ｍの電磁石コイル４５５には、大電流が流れる。一方、電磁石４５１ｐと電磁石４５２ｐは、シャフト５よりも下方に位置する。そのため、シャフト５を支える必要はないが、後述するように、電磁石４５１ｐと電磁石４５２ｐの電磁石コイル４５５には限界直流電流i_limitと呼ばれる小電流が流れる。

図７は、図８に示す電流リミット回路４０８ｐ、４０８ｍにおける電磁石コイル４５５に流れる電流の制御信号依存性を示している。図７（ａ）はＰ側の電磁石コイル４５５に流れる電流に関する図で、図７（ｂ）はＭ側の電磁石コイル４５５に流れる電流に関する図である。上述の図６に示したように、これらの電流は、ポンプユニット１が横向きに配置された場合、図７の図示右方または図示左方に大きくずれる。図７では、図６に示した場合に合わせた図となっている。図７に示す通り、大電流を流すＭ側の電磁石コイル４５５には、バイアス電流ibの数倍という大きな直流制御電流icを含んだ大電流が流れる。一方、対向するＰ側の電磁石コイル４５５には、バイアス電流ibよりも小さな直流電流が流
れており、センサキャリアを重畳するために必要な限界直流電流i_limitに到達している状態となる。

これまでポンプユニット１が横向きに配置された場合について述べたが、その他にも対向している電磁石コイル４５５のうちの一方にのみ大電流を流す場合はある。例えば、地震など外部から振動が加えられた場合である。この場合、回転体は過渡的に所定浮上位置から大きく変位するが、それに伴い所定浮上位置へ戻すべく、対向している電磁石コイル４５５のうち、回転体が遠ざかった一方のみに大振幅の制御電流icを流す必要がある。地震などの外部からの振動は様々な方向で生じうるため、この場合は、磁気軸受６７，６８，６９のいずれにおいても、対向している電磁石コイル４５５のうちの一方にのみ大電流を流す可能性がある。

以上より、本発明は、各軸の磁気軸受において、対向している電磁石コイル４５５のうちの一方にのみ大電流を流すことも想定している。
これにより、以下の２つのことを考慮しなければならなくなる。１つ目として、Ｐ側の電磁石コイル４５５とＭ側の電磁石コイル４５５で制御電流icの大きさが異なるものになる。そのため、Ｐ側の電磁石コイル４５５、Ｍ側の電磁石コイル４５５に流れる制御電流を各々icp,icmと表記する必要がある。なお、後述するようにicpとicmがキャンセルされないことが第１誤差の原因である。上述したが、第１誤差を除去する課題を第１課題と呼ぶ。

２つ目として、電磁石コイル４５５に大電流が流れると、後述するように、電磁石コア４５０の磁気特性の非線形性が顕著になる。これが主な原因となって、Ｐ側、Ｍ側の制御電流成分がセンサキャリアに変調された量であるNp(icp)およびNm(icm)が回転体の変位信号に誤差として含まれる。これが第２誤差の原因である。上述したが、第２誤差を除去する課題を第２課題と呼ぶ。

以上より、第１課題および第２課題を考える上で、式（６）を以下の式（６ａ）に変形する。
Ip = ib + icp - B{(D-d) + Np(icp)}×sin(ωc×t - π/2)
Im = ib - icm + B{(D+d) + Nm(icm)}×sin(ωc×t - π/2) ・・・（６ａ）

Ｉp，Ｉmは式（６ａ）のように表すことができるので、後述する和信号（Ｉp＋Ｉm）は、以下の式（７）で表される。
Ip + Im = 2×ib + △icpm + B{2d - Np(icp) + Nm(icm)}×sin(ωc×t - π/2)
・・・（７）
ここで、△icpm = icp - icm とする。

式（７）において、第１誤差の原因となる△icpmが現れる。また、第２誤差である[- Np(icp) + Nm(icm)]が現れる。式（７）に示される和信号は、復調前にセンサキャリア周波数fcを中心としたＢＰＦなどのフィルタを通過することで△icpmは減衰される。そのため、減衰後の△icpmをR(△icpm)とする。これが第１誤差である。
以上より、復調後の変位信号は、R(△icpm)+ B{2d - Np(icp) + Nm(icm)}となり、真の変位である2Bdに、R(△icpm)+ [- Np(icp) + Nm(icm)]という誤差が含まれる。

本発明の前提として、特願２０１３−０２１６８１号に記載の発明を用いて、まず第１誤差R(△icpm)を除去する。第１誤差の除去については、図８に示すＡＤコンバータ４００と信号処理演算部４０６の説明箇所で簡単に述べる。詳細は、特願２０１３−０２１６８１号に説明されているので、ここでは詳細な説明は省略する。また、本発明である、第２誤差である[- Np(icp) + Nm(icm)]の除去については、後述する。

図８は、制御部４４における磁気軸受制御の機能ブロック図であって、制御軸５軸の内の１軸分について示したものである。ここでは、通常制御時の磁気軸受制御について説明する。調整時における磁気軸受制御については、後述する。
上述したように、制御軸１軸分にはＰ側およびＭ側の一対の磁気軸受電磁石４５が設けられており、各磁気軸受電磁石４５に対して励磁アンプ４３がそれぞれ設けられている。１０個の励磁アンプ４３からはそれぞれ電流検出信号が出力される。

制御部４４のゲート信号生成部４０１ｐは、Ｐ側の励磁アンプ４３のスイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する。同様に、ゲート信号生成部４０１ｍは、Ｍ側の励磁アンプ４３のスイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する。ゲート信号に基づいて各励磁アンプ４３のスイッチング素子がオンオフ制御されると、磁気軸受電磁石４５の電磁石コイルに電圧が印加され、上述した電流Ｉp、Ｉmが流れる。Ｐ側の励磁アンプ４３の電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｐ側の磁気軸受電磁石４５に流れる電流Ｉpの電流検出信号（電流と同様のＩpで示す）が出力される。一方、Ｍ側の励磁アンプ４３の電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｍ側の磁気軸受電磁石４５に流れる電流Ｉmの電流検出信号（電流と同様のＩmで示す）が出力される。

電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂから出力された電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれローパスフィルタ４０３，４０４を介してＡＤコンバータ４００に入力される。また、ＡＤコンバータ４００には、ローパスフィルタ４０３，４０４を通過した電流検出信号Ｉp，Ｉmの和信号（Ｉp＋Ｉm）が、センサキャリア周波数ｆｃを中心周波数とするバンドパスフィルタ４０５を介して入力される。なお、これらの信号Ｉp，Ｉm,（Ｉp＋Ｉm）は、図２の電磁石電流信号４４４に対応している。

電流検出信号Ｉp，Ｉmをローパスフィルタ４０３，４０４に通すと、高周波数のノイズ成分が除去される。また、和信号（Ｉp＋Ｉm）をバンドパスフィルタ４０５に通すと、和信号（Ｉp＋Ｉm）に含まれているバイアス成分（２×ｉｂ）が除去される。ちなみに、４０５はバイアス成分を除去する点では、バンドパスフィルタの代わりにハイパスフィルタで構成しても良い。

ＡＤコンバータ４００は、電流検出信号Ｉp，Ｉmおよび和信号（Ｉp＋Ｉm）をサンプリング周波数ｆsで取り込む。ここで、サンプリング周波数fsと、センサキャリア周波数fcには、
fc = (n + 1/2) × fs ・・・（８）
の関係がある。ただし、nは、０以上の整数である。
以上の式（８）に基づいて、ＡＤコンバータ４００は、最大ピーク位置近傍のデータ値ｄ１と最小ピーク位置近傍のデータ値ｄ２をサンプリングして取り込む。ＡＤコンバータ４００でサンプリングされた和信号（Ｉp＋Ｉm）は、信号処理演算部４０６に入力される。信号処理演算部４０６は、サンプリングデータに基づいてシャフト５の変位情報を演算する。

信号処理演算部４０６では、ＡＤコンバータ４００のサンプリングにより取り込まれた最大ピーク位置近傍のデータ値ｄ１と最小ピーク位置近傍のデータ値ｄ２とに基づいて、復調演算出力として以下の式（９）を演算する。
d3 = (d1 - d2)/2 ・・・（９）
ただし、出力タイミングが最大ピークタイミングの場合は、１サンプリング前の直前のデータ値ｄ１を適用し、最小ピークタイミングの場合は、１サンプリング前の直前のデータ値ｄ２を適用する。以上の式（９）に示す演算で、センサキャリアよりも低い制御電流成分は、Ｐ側、Ｍ側で大きさが非対称であってもキャンセルされる。これにより第１誤差
であるR(△icpm)を除去できる。これは、特願２０１３−０２１６８１号に記載されているとおりである。

ＡＤコンバータ４００でサンプリングされた電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれ対応する信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍに入力される。信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍは、サンプリングデータに基づいてセンサキャリア成分isを除去して、浮上制御力へ寄与する電流成分であるバイアス電流ｉｂと浮上制御電流ｉｃに関する情報のみを演算出力する。

信号処理演算部４０９ｐの演算結果は、アンプ制御器４１０ｐを通した後に、差分器４２０ｐにて電流リミット回路４０８ｐからの出力に対して減算処理される。さらに差分器４２１ｐにてこの減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が減算され、その減算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｐにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧、すなわち、ゲート信号を生成する。なお、差分器４２１ｐとＰＷＭ演算部４１２ｐとの間には加算器４２２ｐが設けられているが、後述する加振器４１７ｐによる加振を行うとき以外は信号を素通りさせる働きしか持たない。

また、信号処理演算部４０９ｍの演算結果は、アンプ制御器４１０ｍを通した後に、差分器４２０ｍにて電流リミット回路４０８ｍからの出力に対して減算処理される。さらに加算器４２１ｍにて、この減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が加算され、その加算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｍにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧を生成する。なお、加算器４２１ｍとＰＷＭ演算部４１２ｍとの間には加算器４２２ｍが設けられているが、後述する加振器４１７ｍによる加振を行うとき以外は信号を素通りさせる働きしか持たない。

信号処理演算部４０６、４０９ｐ、および、４０９ｍの演算結果は、それぞれ補正処理演算部４１５に入力される。補正処理演算部４１５では、信号Ip、信号Imを用いて、第２誤差を除去するための補正信号を生成する。さらに、補正処理演算部４１５では、信号Ip+Imから得られる変位信号から、上述の第２誤差を除去するための補正信号を減算する演算を行う。これによって、信号Ip+Imから得られる変位信号に含まれる第２誤差[- Np(icp) + Nm(icm)]を除去し、真の推定変位信号を出力することができる。なお、補正処理演算部４１５が行う演算に関しては、後述する第２誤差の除去の説明箇所で詳細に述べる。

浮上制御器４０７では、補正処理演算部４１５が出力した真の推定変位信号に基づいて比例制御、積分制御および微分制御等により浮上制御電流設定を生成する。Ｐ側の制御に関しては、差分器４１９ｐにてバイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算したものが用いられ、Ｍ側の制御に関しては、差分器４１９ｍにてバイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算したものが用いられる。
スイッチ４１８ｐ、スイッチ４１８ｍは、図に示すように通常はオンの状態になっている。しかし、後述する調整のうち粗調の時には、浮上制御を遮断するためにオフにする。

さらに、ポンプユニット１が横向きに配置された場合やポンプに過大な外乱等が加わってシャフト５が大きく変位した場合などに、対向する磁気軸受電磁石４５の一方、例えばＰ側の励磁電流が大きくなり、他方であるＭ側の励磁電流がゼロになって、センサキャリア成分電圧が片側だけ印加されるようなことが生じないように、電流リミット回路４０８ｐ，４０８ｍがそれぞれ設けられている。電流リミット回路４０８ｐ，４０８ｍを設けた
ことにより、磁気軸受電磁石４５には常にセンサキャリア電圧が印加されることになる。

（第２誤差の除去）
ここでは、以下の順番で第２誤差の除去について説明する。
・第２誤差の原因
・調整
・補正信号による第２誤差の除去

＜第２誤差の原因＞
図９（ａ）は、電磁石コア４５０を構成する積層珪素鋼板のＢＨカーブであり、このＢＨカーブの接線の傾きが透磁率μである。ここで、μ＝μr×μ0 である。μrは比透磁率を表す。μ0は真空の透磁率で一定値である。積層珪素鋼板のＢＨカーブは、磁界Ｈが小さい領域では直線で近似でき、かつ、傾きが大きい。しかし、磁界Ｈが大きくなるとその傾きが小さくなる。

図９（ｂ）は、比透磁率μrの逆数量である1/μrに関する電磁石コイル４５０に流れる励磁電流Ｉの依存性を示したものである。なお、磁界Ｈは励磁電流Ｉにおおよそ比例するので、1/μrと磁界Ｈの関係も図９（ｂ）と同様な振る舞いとなる。図９（ｂ）には、励磁電流Ｉが小さい領域に平坦部が見られる。これは、図９（ａ）に示したＢＨカーブの磁界Ｈが小さい領域に対応する。図９（ｂ）において、励磁電流Ｉが大きくなると、1/μrが上昇する。以上をまとめると、励磁電流Ｉが小さい領域のみを考慮する場合では1/μrは定数とみなせるが、励磁電流Ｉが大きい領域まで考慮すると1/μrは定数とみなせなくなる。これが、第２誤差の原因である。

＜調整＞
ところで、電磁石コイル４５５のインダクタンスの逆数量1/Lp、1/Lmは、電磁石コイル４５５の電流Ｉが大きい領域までを扱う場合には、上述した式（３）を以下の式（３ａ）のように修正して、積層珪素鋼板の比透磁率の非線形磁気特性を考慮しなければならない。
1/Lp = A×{(D-d) + lp/μrp}
1/Lm = A×{(D+d) + lm/μrm} ・・・（３ａ）
ここで、lp,lmは、それぞれＰ側、Ｍ側の電磁石コイルに関する距離の次元を有する定数である。μrp,μrmは、それぞれＰ側、Ｍ側の電磁石コアの比透磁率である。

ここで、第２誤差と、第２誤差を除去するための補正信号を以下に示すように関係づける。上述したように、第２誤差を除去するための補正信号を生成するために、上述の式（３）を上述の式（３ａ）のように修正した。

その結果、式（５）、（６）も以下の式（５ａ）、（６ｂ）のように修正される。
isp = -v×sin(ωc×t-π/2)/(ωc×Lp)
= - B{(D-d) + lp/μrp}×sin(ωc×t-π/2)
ism = v×sin(ωc×t-π/2)/(ωc×Lm)
= B{(D+d) + lm/μrm}×sin(ωc×t-π/2) ・・・（５ａ）

Ip = ib + ic - B{(D-d) + lp/μrp}×sin(ωc×t-π/2)
Im = ib - ic + B{(D+d) + lm/μrm}×sin(ωc×t-π/2) ・・・（６ｂ）

よって、式（６ｂ）から、以下の式（１０）を導くことができる。
Ip + Im = 2×ib + △icpm + B{2d - lp/μrp + lm/μrm }×sin(ωc×t - π/2)
・・・（１０）
式（７）と式（１０）を比較すると、
[- Np(icp) + Nm(icm)] = (- lp/μrp + lm/μrm) ・・・（１１）
となる。すなわち、第２誤差[- Np(icp) + Nm(icm)]が、(- lp/μrp + lm/μrm)に起因することが理解される。

第２誤差を除去するためには、図９（ｂ）に示す1/μrと電流の関係をより正確にとらえる必要がある。すなわち、1/μrと電流の関係を近似する必要がある。
ここで、図９（ｂ）に示す1/μrと電流の関係を近似するために、1/μrを電流でべき級数展開する。具体的には、以下の式（１２）のように、lp/μrp、lm/μrmを電流Ip,Imでべき級数展開する。
lp/μrp = a0p + a1p×Ip + a2p×Ip² + a3p×Ip³+ …
lm/μrm = a0m + a1m×Im + a2m×Im² + a3m×Im³ + … ・・・（１２）
lp やlmも含めて展開したので、係数a0p, a1p, a2p, a3p,…, a0m, a1m, a2m, a3m,…は距離の次元を有している。調整では、主に、これらの係数a0p, a1p, a2p, a3p,…, a0m, a1m, a2m, a3m,…の最適化を行う。

図８と図１０と図１１を用いて調整方法について詳細に説明をする。図８については通常制御時と同様の箇所は説明を省略する。調整は、出荷検査時にメーカで行ったり、真空ポンプ納品後にユーザが定期的に行ったりする。調整時の真空ポンプの配置は、通常制御時の配置、すなわち、真空ポンプを使用する時の配置に合わせてもよい。

調整は、粗調と後述する微調に分かれる。粗調を行った後、微調を行う。粗調では、上述の係数a0p, a1p, a2p, a3p,…, a0m, a1m, a2m, a3m,…の最適化、および、後述する係数Ｑの最適化を行う。微調では、後述する信号Ipから得られる補正信号、すなわち、Ｐ側補正信号と、後述する信号Imから得られる補正信号、すなわち、Ｍ側補正信号のゲインバランスを司る後述の全体ゲイン比ｒを最適化する。

―粗調―
図１０は、調整時における回転体ユニットＲのシャフト５の位置を示している。ここでは、一例として、磁気軸受６７の対向する電磁石４５１ｐ、４５１ｍの軸について調整するときの様子が描かれている。図１０（ａ）、（ｂ）は、粗調の様子を示し、図１０（ｃ）は後述する微調の様子を示す。図１０（ａ）〜（ｃ）に描かれている可動境界６００は、タッチダウンベアリング６６ａ、６６ｂによって決定されるものであり、シャフト５の可動境界となっている。すなわち、シャフト５は、可動境界６００内を動くことができる。

ここでは、まずＰ側の粗調について説明する。粗調では、図８に示すスイッチ４１８ｐ、４１８ｍを開放して浮上制御を遮断する。その上で、図１０（ａ）に示すように、タッチダウンベアリング６６ａ、６６ｂにシャフト５を吸引接触させることで、調整する側の電磁石であるＰ側の電磁石４５１ｐ側の可動境界６００までシャフト５を移動させる。この時、この吸引接触状態を維持するために、図８に示すバイアス電流設定部４２３からの指令により、吸引側の電磁石であるＰ側の電磁石４５１ｐの電磁石コイル４５５には直流の大電流が流れる。一方、対向側であるＭ側の電磁石４５１ｍの電流値は、図８に示すバイアス電流設定部４２３によってi_limit値に設定されている。ちなみに、図７に、浮上制御時の電流リミット回路４０８ｐ、４０８ｍにおける電磁石コイル４５５に流れる電流の制御信号依存性を示したが、非浮上制御状態である粗調時は、上述の通り、Ｐ側、Ｍ側でバイアス電流値が異なるため、図７とは異なる。すなわち、粗調時には、バイアス電流設定部４２３からＰ側、Ｍ側、各々へ出力される異なる値の信号が素通しされるように、電流リミット回路４０８ｐ、４０８ｍは作動する。

このように、吸引状態を維持することにより、回転体ユニットＲを静止させておくことができる。すなわち、真の変位ｄを、時間的に変化させないようにすることができる。なお、この吸引状態は、後述する加振を施しても維持される。

上述の吸引接触状態で、図８に示す加振器４１７ｐは、調整する側のＰ側の電磁石４５１ｐに予め定めた周波数の信号を加算器４２２ｐにおいて加算印加して電流変動、すなわち、加振を施す。他方、Ｍ側の励磁アンプに作用する加振器４１７ｍは作動させずに、加算器４２２ｍは信号を素通しする。

励磁アンプ４３から出力された信号Ip、Imは、通常制御時と同様に、ＡＤコンバータ４００、信号処理演算部４０９ｐ、４０９ｍを通過して、補正処理演算部４１５に入力される。

一方、和信号Ip+Imも、通常制御時と同様に、バンドパスフィルタ４０５、ＡＤコンバータ４００、信号処理演算部４０６を通過して、補正処理演算部４１５に入力される。以下に詳述する。
和信号Ip+Imは、式（７）、すなわち、
Ip + Im = 2×ib + △icpm + B{2d - Np(icp) + Nm(icm)}×sin(ωc×t - π/2)
・・・（７）
で表される。

和信号Ip+Imがバンドパスフィルタ４０５を通過すると、信号は、R(△icpm)+ B{2d - Np(icp) + Nm(icm)}となる。
さらに、ＡＤコンバータ４００と信号処理演算部４０６を通過することによって、第１誤差R(△icpm)が除去され、B{2d - Np(icp) + Nm(icm)} となる。すなわち、真の推定変位信号2Bdに第２誤差[- Np(icp) + Nm(icm)]が付加された信号となっている。
この信号が補正処理演算部４１５に入力される。

以下、補正処理演算部４１５における最適化について以下に示す。
上述のように、和信号Ip+Imに起因する信号は、補正処理演算部４１５に入力される際には、真の推定変位信号2Bdに第２誤差[- Np(icp) + Nm(icm)]が付加された信号となっている。真の推定変位ｄは上述のように時間的に変化しないので、真の推定変位信号2Bdは直流成分しか持たない。よって、和信号Ip+Imに起因する信号のうち、交流成分は第２誤差[- Np(icp) + Nm(icm)]のみに起因するものであることが分かる。調整時の補正処理演算部４１５は、直流成分となる真の推定変位信号2Bdを除去し、交流成分である第２誤差[- Np(icp) + Nm(icm)]を抽出する。

調整では、補正処理演算部４１５で、和信号Ip+Imから得られる第２誤差と、信号Ip,Imによって生成された補正信号とを比較して最適化を行う。和信号Ip+Imは、補正処理演算部４１５に入力されるまでにバンドパスフィルタ４０５を通過することで減衰の影響を受ける。一方、信号Ip,Imは、その影響を受けない。よって、補正処理演算部４１５で、第２誤差と補正信号を比較するために、式（１１）を以下の式（１３）のように修正する。
[-Np(icp)+Nm(icm)] = Q(-lp/μrp+ lm/μrm) ・・・（１３）
ここで、
Q = b/(1+Ts) ・・・（１４）
である。

関数Ｑは、バンドパスフィルタ４０５を通過したときの減衰の影響を補正するためのローパスフィルタの伝達関数である。ｂは全体ゲインと呼ばれ、粗調の時には変数であるが、後述する微調の時や通常制御時は粗調によって定められた値の定数である。Tは、ロー
パスフィルタの時定数で、粗調の時には変数であるが、微調の時や通常制御時は粗調によって定められた値の定数である。また、sはラプラス変換の複素変数であり、jを虚数、印加する信号の周波数をfとするとき、s=jx2πxfである。また、伝達関数Ｑは通常デジタルフィルタとして組み込まれるため、式（１４）の構成で陽に表現されることはないが、係数を求める調整時のみに陽に表現される。

式（１３）に、式（１４）を代入すると、以下の式（１５）となる。
[-Np(icp)+Nm(icm)] = {b/(1+Ts)}×(-lp/μrp+ lm/μrm) ・・・（１５）

一方、信号Ip,Imは、式（１２）、すなわち、
lp/μrp = a0p + a1p×Ip + a2p×Ip² + a3p×Ip³+ …
lm/μrm = a0m + a1m×Im + a2m×Im² + a3m×Im³ + … ・・・（１２）
に示すように、lp/μrpやlm/μrmと関係がある。

式（１５）に式（１２）を代入すると、以下の式（１６）となる。
[-Np(icp) + Nm(icm)] = {b/(1+Ts)}×{-( a0p + a1p×Ip + a2p×Ip² + a3p×Ip³ + …)+( a0m + a1m×Im + a2m×Im² + a3m×Im³ + …)} ・・・（１６）

図１１は、調整時の補正処理演算部４１５の動作を示している。以下では、まず、図１１を用いて、Ｐ側の粗調時の補正処理演算部４１５の動作について説明する。図１１に示すように、補正処理演算部４１５は、信号変換部８０１、８０２と、ゲイン調節部８０３、８０４と、差分器８０５と、補正部８０６と、ハイパスフィルタ演算器８０７と、差分器８０８と、演算部８０９とを備えている。

信号Ipは信号変換部８０１に入力され、信号変換部８０１に記憶されている上述の式（１２）またはその簡易式によって信号Ipが信号lp/μrpに変換されて出力される。信号lp/μrpはゲイン調節部８０３に入力されるが、粗調の時にはゲイン調節部８０３は作動せず、信号lp/μrpがそのまま出力される。後述するが、これは全体ゲイン比ｒがゼロに設定されていることを意味する。なお、本明細書では、信号lp/μrpのことをＰ側補正信号とも呼ぶ。

信号Imは信号変換部８０２に入力され、信号変換部８０２に記憶されている上述の式（１２）またはその簡易式によって信号ImがＭ側補正信号lm/μrmに変換されて出力される。信号lm/μrmはゲイン調節部８０４に入力されるが、粗調の時にはゲイン調節部８０４は作動せず、信号lm/μrmがそのまま出力される。後述するが、これは全体ゲイン比ｒがゼロに設定されていることを意味する。なお、本明細書では、信号lm/μrmのことをＭ側補正信号とも呼ぶ。

信号lp/μrpと信号lm/μrmはそれぞれ差分器８０５に入力され、差分器８０５において信号lm/μrmから信号lp/μrpが減算され、その結果である信号(-lp/μrp + lm/μrm)が出力される。

信号(-lp/μrp + lm/μrm)は補正部８０６に入力され、補正部８０６に記憶されているローパスフィルタ伝達関数Ｑ、すなわち、伝達関数{b/(1+Ts)}に相当するデジタルフィルタ演算にて補正され、その結果である補正信号Q(-lp/μrp + lm/μrm)が出力される。さらに、補正信号Q(-lp/μrp + lm/μrm)のうち、直流あるいはきわめて低い周波数（例えば１０Ｈｚ以下）成分をハイパスフィルタ演算器８０７に通過させることで除去して、差分器８０８に入力される。

一方、和信号Ip+Imに起因する信号は演算部８０９に入力され、演算部８０９において
直流成分である真の推定変位信号2Bdが取り除かれ、上述した式（１５）の左辺に示す第２誤差である[- Np(icp) + Nm(icm)]のみが出力される。第２誤差[- Np(icp) + Nm(icm)]は、差分器８０８に入力される。

差分器８０８において、式（１３）に示す左辺から右辺が減算される。すなわち、左辺の第２誤差[- Np(icp) + Nm(icm)]から、右辺の補正信号Q(-lp/μrp + lm/μrm)が減算される。

上述したように、ここでは、Ｐ側の粗調、すなわち、Ｐ側の係数である係数a0p, a1p, a2p, a3p,…の調整、すなわち、Ｐ側係数調整を行う。Ｐ側の粗調の場合、Ipがibの数倍もの大電流である一方、Imはi_limitであり小電流であるため、式（１６）に示す( a0m +
a1m×Im + a2m×Im² + …)の影響は小さい。そのため、係数 a0m, a1m, a2m, a3m,…には初期値として、例えば、ゼロを入れ固定しておき、先に係数a0p, a1p, a2p, a3p,…に対する最適化計算、すなわち、例えば、最小二乗法による最適化処理を行うことができる。

具体的には、吸引状態が維持可能な範囲で図８のバイアス電流設定部４２３からいろいろな大きさのバイアス電流ibを設定する。さらに、図８の加振器４１７ｐからいろいろな大きさに変化させながら加振信号を印加して図１１のＩｐへ入力し、図１１に示す信号変換部８０１に記憶されている式（１２）の係数a0p, a1p, a2p, a3p,…を最小二乗法で演算、算出する。上述の図１１に示す演算を繰り返して、上述の減算結果が予め定めた所定の許容レベルまで低減する最適な係数a0p, a1p, a2p, a3p,…を求める。最適化された係数a0p, a1p, a2p, a3p,…は信号変換部８０１に記憶される。

Ｐ側の粗調が終了したら、図１０（ｂ）に示すように、対向側であるＭ側の電磁石４５１ｍが回転体ユニットＲのシャフト５を吸引することで、シャフト５を電磁石４５１ｍ側の可動境界６００まで移動させる。そして、図８に示す加振器４１７ｍを作動させて加振させる。その際、加振器４１７ｐは作動させない。その上でＭ側の粗調、すなわち、Ｍ側の係数である係数a0m, a1m, a2m, a3m,…の調整、すなわち、Ｍ側係数調整を行う。

Ｍ側での粗調でも同様に、吸引状態が維持可能な範囲で図８のバイアス電流設定部４２３からいろいろな大きさのバイアス電流ibを設定する。さらに、図８の加振器４１７ｍからいろいろな大きさに変化させながら加振信号を印加して図１１のＩｍへ入力し、図１１に示す信号変換部８０２に記憶されている式（１２）の係数 a0m, a1m, a2m, a3m,…を最小二乗法で演算、算出する。上述の図１１に示す演算を繰り返して、差分器８０８の減算結果が予め定めた所定の許容レベルまで低減する最適な係数 a0m, a1m, a2m, a3m,…を求める。最適化された係数 a0m, a1m, a2m, a3m,…は信号変換部８０２に記憶される。なお、言うまでもないが、Ｍ側の粗調の時、信号演算部８０１にはＰ側の粗調で最適化された係数a0p, a1p, a2p, a3p,…が記憶されている。

Ｐ側およびＭ側の粗調によって、係数a0p, a1p, a2p, a3p,…, a0m, a1m, a2m, a3m,…が最適化されたら、差分器８０８の減算結果がさらに小さくなるように、補正部８０６に記憶されているローパスフィルタの伝達関数Ｑ、すなわち、全体ゲインb、および、ローパスフィルタの時定数Tを最適化し、その値を新たに記憶し直す。このとき、ゲイン調節部８０３、８０４にも、最適化された全体ゲインｂが記憶される。

以上に示した粗調は、Ｐ側の電磁石４５１ｐから行ったが、Ｍ側の電磁石４５１ｍから行ってもよい。同様の操作を複数回繰り返す過程で許容レベルを下げることで、さらなる調整をすることが可能となる。また、図９（ｂ）に示すように、励磁電流Ｉによって比透磁率の逆数量は変化する。そのため、粗調する際のバイアス電流はより多く設けたほうが
良い。様々なバイアス電流設定値にて最適化された係数を補正処理演算部４１５の各部に記憶させておくことで、通常制御時に印加する様々なバイアス電流に対処しやすくなり、第２誤差が低減されやすくなる。

磁気軸受６７の対向する電磁石４５１ｐ、電磁石４５１ｍの粗調が終了したら、同様に磁気軸受６７の対向する電磁石４５２ｐ、４５２ｍや、他の磁気軸受６８、６９の電磁石４５でも粗調を行う。ただし、磁気軸受６９に関しては、シャフト５の代わりにロータディスク５５を移動させて同様に調整する。

―微調―
以下では、粗調の後に行う微調について説明する。各係数が上述の粗調で得られた後に、図８で示すスイッチ４１８ｐ、４１８ｍをオンにして浮上制御へ切り替えて、図１０（ｃ）に示すように、シャフト５を含む回転体ユニットＲを所定位置へ浮上させた状態で、図８に示す加振器４１７ｐ、４１７ｍを用いて、Ｐ側およびＭ側へ同符号の予め定めた周波数の信号を加算重畳する。この場合、Ｐ側に引き付けようとする吸引力とＭ側に引き付けようとする吸引力とが等しく釣り合うので、加算重畳した調整用の信号成分は小さい。

しかし、Ｐ側、Ｍ側のゲインバランスをさらに調整するために、後述する全体ゲイン比ｒを微調によって最適化する。なお、全体ゲイン比ｒは微調の時には変数であるが、粗調の時にはゼロに設定されており、通常制御時は微調によって定められた値の定数に設定されている。

図１１を用いて、微調について具体的に説明する。粗調と同様の箇所は説明を省略する。微調時には、信号ゲイン調節部８０３において信号lp/μrpに係数(1+r/b)が乗算され、信号ゲイン調節部８０４において信号lm/μrmに係数(1-r/b)が乗算されることが大きな違いである。厳密には、粗調でも上述の係数は乗算されていたが、全体ゲイン比ｒがゼロに設定されていたため、素通しとなっていた。その結果、差分器８０８に入力される補正信号は、Q{-(1+r/b)×lp/μrp + (1-r/b)×lm/μrm}の交流成分となる。なお、ゲイン調節部８０３、８０４には全体ゲイン比ｒだけでなく全体ゲインｂも記憶されているが、上述のように粗調によって最適化された全体ゲインｂが記憶されている。

そのため、上述したように、式（１６）を以下に示す式（１７）に修正して用いる。
[-Np(icp) + Nm(icm)] = {b/(1+Ts)}×{-(1+r/b)×( a0p + a1p×Ip + a2p×Ip² + a3p×Ip³ + …)+ (1-r/b)×( a0m + a1m×Im + a2m×Im² + a3m×Im³ + …)} ・・・（１７）

差分器８０８では、以上の式（１７）に示す左辺から右辺が減算される。すなわち、左辺の第２誤差[- Np(icp) + Nm(icm)]から、右辺の補正信号Q{-(1+r/b)×lp/μrp + (1-r/b)×lm/μrm}の交流成分が減算される。その減算結果が予め定めた所定の許容レベルまで低減するように、すなわち、加振のために印加した信号の周波数成分の振幅値が所定レベル以下になるように、ゲイン調節部８０３、８０４に記憶された全体ゲイン比rのみを変化させて、差分器８０８の減算結果が許容レベル以下になるような最適な全体ゲイン比ｒを求める。

すなわち、粗調の時は、信号変換部８０１に記憶されている係数a0p + a1p×Ip + a2p×Ip²+ …、信号変換部８０２に記憶されている係数a0m + a1m×Im + a2m×Im² + …、補正部８０６に記憶されているローパスフィルタの伝達関数Ｑの係数（全体ゲインｂ、時定数T）を変化させることでそれらの係数を最適化したが、微調の時は、ゲイン調節部８０３、８０４に記憶されている全体ゲイン比ｒを変化させることで調整を行う。

微調での最適化を行う際、全体ゲイン比ｒは、全体ゲイン±ｂの範囲内で変化させる。全体ゲイン比ｒが最適化されたら、その最適値がゲイン調節部８０３、８０４にそれぞれ記憶される。

磁気軸受６７の対向する電磁石４５１ｐ、４５１ｍの微調が終了した後は、磁気軸受６７の対向する電磁石４５２ｐ、４５２ｍや、磁気軸受６８、６９の電磁石４５においても同様に微調を行う。また、粗調の時と同様に、全体ゲイン比ｒの精度向上のために複数回行うことが好ましい。さらに、様々なバイアス電流で微調を行ったほうが、通常制御時の様々なバイアス電流下における第２誤差の除去に的確に対処できる。

上述のように、補正処理演算部４１５は、各軸において最適化された係数a0p, a1p, a2p, a3p,…, a0m, a1m, a2m, a3m,…、ローパスフィルタの伝達関数Ｑの係数（全体ゲインｂ、時定数T）、全体ゲイン比ｒの値を記憶する。そして、後述するように、補正処理演算部４１５は、記憶した各軸の係数a0p, a1p, a2p, a3p,…, a0m, a1m, a2m, a3m,…、ローパスフィルタの伝達関数Ｑの係数（全体ゲインｂ、時定数T）、全体ゲイン比ｒを用いて、通常制御時に第２誤差が除去された真の推定変位信号2Bdを生成し、出力する（図１２参照）。

―調整の具体例―
以上のとおり、調整について述べたが、以下では、調整時の具体的な一例を示す。
式（１２）の簡単な例として、以下の式（１２ａ）を用いる。
lp/μrp = a0p + a1p×Ip + a2p×Ip²
lm/μrm = a0m + a1m×Im + a2m×Im² ・・・（１２ａ）
さらに、
Q = b/(1+Ts) ・・・（１４）
を用いる。

すると、式（１６）より、
補正信号 = {b/(1+Ts)}×{- ( a0p + a1p×Ip + a2p×Ip²)+ ( a0m + a1m×Im + a2m×Im²)} ・・・（１８）
となる。この式（１８）に示されたa0p, a1p, a2p, a0m, a1m, a2m, b, T に適当な初期値を与えて、調整を開始する。

図８に示すスイッチ４１８ｐ、４１８ｍをオフにすることで浮上制御を遮断する。さらに、Ｐ側にバイアス電流の例えば４倍の直流電流を流して、図１０（ａ）に示すように、Ｐ側に回転体ユニットＲのシャフト５を吸引する。図８に示す加振器４１７ｐを用いて、初期の加振信号である１００Ｈｚの加振信号をＰ側の電磁石４５へ印加する。この時、Ｍ側の電磁石コイルに流れる電流はi_limitである。この状態で、復調信号から調整時に直流成分のみとなる真の推定変位信号2Bdを除いて抽出された第２誤差から、以上の式（１８）で演算される補正信号をハイパスフィルタ演算器８０７を通過させて抽出した交流成分を減算したデータ、すなわち、第２誤差と補正信号の差のまとまりで最小二乗法などを適用して、a0p, a1p, a2pを算出する。

同様に、図１０（ｂ）に示すように、Ｍ側へ回転体ユニットＲのシャフト５を移動し吸引させて、a0m, a1m, a2mを算出する。個別の磁気軸受装置によるが、必要な場合は、a0p, a1p, a2p, a0m, a1m, a2mの精度を向上させるために、吸引状態が維持可能な範囲でいろいろなバイアス電流値に設定した上で、様々な振幅値の加振信号に変えながら上記調整操作を複数回繰り返す。

次に、加振信号の周波数を増やして、例えば２００Ｈｚで、上記調整を繰り返す。これ
を１０００Ｈｚまで順次周波数を増やした条件で係数a0p, a1p, a2p, a0m, a1m, a2mを求める。それぞれの加振周波数において係数a0p, a1p, a2p, a0m, a1m, a2mが得られるが、これらが極力一致するように、様々な全体ゲインbおよび時定数Tで上記の最適化計算を行う。すなわち、これによって全体ゲインbおよび時定数Tの最適化計算も行っていることになる。最適化計算後、係数a0p, a1p, a2p, a0m, a1m, a2m、および、全体ゲインbおよび時定数Tを固定する。

粗調で最適化した係数a0p, a1p, a2p, a0m, a1m, a2mを与えたうえで、微調を行う。図８に示すスイッチ４１８ｐ、４１８ｍをオンにして回転体ユニットＲを浮上させて、さらに、回転体ユニットＲを静止浮上状態にして、Ｐ側、Ｍ側の両方に位相を合わせた加振信号を加振器４１７ｐ、４１７ｍを用いて印加する。以下の式（１９）に示す補正信号によって減算された後の信号に含まれる加振信号周波数成分が許容レベル以下になるように、式（１９）に示す補正信号の全体ゲイン値比rを最適化する。
補正信号 = {b/(1+Ts)}×{-(1+r/b)×(a0p + a1p×Ip + a2p×Ip²) + (1-r/b)×(a0m + a1m×Im + a2m×Im²)} ・・・（１９）
例えば、全体ゲインbの±２０％の範囲で全体ゲイン値比rを調節する。

＜補正信号による第２誤差の除去＞
図１２は、通常制御時の補正処理演算部４１５の動作を示している。図１２を用いて、図８に示した補正処理演算部４１５の通常制御時の動作について説明する。補正処理演算部４１５の通常制御時の動作は、上述の調整によって最適化された各パラメータと信号Ip,Imを用いて第２誤差を除去するための補正信号を生成し、信号Ip+Imから得られる変位信号からその補正信号を減算することで第２誤差を除去し、真の推定変位信号2Bdを出力することである。以下、詳述する。

補正処理演算部４１５は、図１２に示すように、信号変換部８０１、８０２と、ゲイン調節部８０３、８０４と、差分器８０５と、補正部８０６と、ハイパスフィルタ演算器８０７と、差分器８０８と、演算部８０９が備えられている。ただし、演算部８０９は通常制御時は作動しないため、図示していない。

信号Ipは信号変換部８０１に入力され、信号変換部８０１に記憶されている上述の式（１２）またはその簡易式によって信号Ipが信号lp/μrpに変換されて出力される。信号lp/μrpはゲイン調節部８０３に入力され、ゲイン調節部８０３に記憶されている係数(1+r/b)が乗算されて出力され、信号(1+r/b)×lp/μrpが出力される。

信号Imは信号変換部８０２に入力され、信号変換部８０２に記憶されている上述の式（１２）またはその簡易式によって信号Imが信号lm/μrmに変換されて出力される。信号lm/μrmはゲイン調節部８０４に入力され、ゲイン調節部８０４に記憶されている係数(1-r/b)が乗算されて出力され、信号(1-r/b)×lm/μrmが出力される。

信号(1+r/b)×lp/μrpと信号(1-r/b)×lm/μrmはそれぞれ差分器８０５に入力され、差分器８０５において信号(1-r/b)×lm/μrmから信号(1+r/b)×lp/μrpが減算され、その結果である信号{-(1+r/b)×lp/μrp + (1-r/b)×lm/μrm}が出力される。

信号{-(1+r/b)×lp/μrp + (1-r/b)×lm/μrm}は補正部８０６に入力され、補正部８０６記憶されているローパスフィルタの伝達関数Ｑ、すなわち、伝達関数{b/(1+Ts)}に相当するデジタルフィルタ演算にて補正され、その結果である補正信号Q{-(1+r/b)×lp/μrp + (1-r/b)×lm/μrm}が出力される。補正信号Q{-(1+r/b)×lp/μrp + (1-r/b)×lm/μrm}は、ハイパスフィルタ演算器８０７を通過して交流成分が抽出されて差分器８０８に入力される。

上述した調整によって各種パラメータが最適化されることにより、第２誤差[-Np(icp) + Nm(icm)]と補正信号Q{-(1+r/b)×lp/μrp+ (1-r/b)×lm/μrm}には、以下の式（２０）に示す関係が成り立つ。
[-Np(icp) + Nm(icm)] = Q{-(1+r/b)×lp/μrp+ (1-r/b)×lm/μrm} ・・・（２０）
なお、これは、式（１２）と式（１４）を参照すれば分かるとおり、式（１７）と等しいものである。

一方、和信号Ip+Imから得られる信号は、差分器８０８に入力される。なお、信号Ip+Imから得られる信号が補正処理演算部４１５に入力されるときには、すでに第１誤差R(△icpm)は除去されており、和信号Ip+Imから得られる信号には、真の推定変位信号２Ｂｄに第２誤差[-Np(icp) + Nm(icm)]が付加された信号となっている。

差分器８０８において、和信号Ip+Imから得られる信号から、補正信号Q{-(1+r/b)×lp/μrp + (1-r/b)×lm/μrm}が減算され、すなわち、第２誤差が除去され、真の推定変位信号２Ｂｄが出力される。

上述した調整が完了した後に、接触位置の移動距離、浮上中心位置に相当する信号のゲイン、オフセットを調整してもよい（機能ブロックは省略）。また、吸引過程で、復調信号の直流レベルからゲインオフセット調整を行うことができる。

上述した調整において、補正信号の近似および精度向上と、調整時間はトレードオフの関係にある。調整時間の縛りが緩い場合は、精度向上のために高次の近似を適用してもよい（式（１２）、式（１２ａ）を参照）。

以上の実施形態では、本発明は主に第２誤差を除去することに用いたが、本発明で第２誤差を除去する際に、同時に第１誤差を除去することも可能である。なぜならば、本実施形態では、第２誤差のみが真の推定変位信号2Bdに含まれている状態で補正信号を最適化計算で求めたが、それを第１誤差および第２誤差が真の推定変位信号2Bdに含まれている状態で補正信号を最適化計算で求めるようにすればよいからである。よって、特願２０１３−０２１６８１号に記載の発明を用いずとも本発明だけで第１誤差および第２誤差を除去できる。しかし、以上の実施形態で示したように、特願２０１３−０２１６８１号に記載の発明を用いて第１誤差を除去した後に、本発明を用いて第２誤差を除去することが精度を向上させるうえで好ましいのは言うまでもない。例えば、特願２０１３−０２１６８１号に記載の発明を用いたが、何らかの理由で、結果的に第１誤差が十分に除去できていない場合でも、本発明を実施することで、第２誤差だけでなく、その十分に除去できなかった第１誤差も除去できる。このように、第１誤差を２つの発明で除去することができ、精度をより向上させることができる。

本発明における調整は、出荷検査時に半自動、半手動で実施してもよい。また、出荷後の使用時の合間に、定期的かつ自動で調整を行ってもよい。
さらに、場合によっては、粗調だけ行って微調を省略することもできる。

以上説明したように、本発明によるコントロールユニットの磁気軸受装置および当該磁気軸受装置を備えるターボ分子ポンプによれば、以下のような作用効果を奏することができる。
（１）本発明のコントロールユニットの磁気軸受装置は、回転体ユニットＲと、回転体ユニットＲを浮上制御するために複数の制御軸のそれぞれに設けられ、制御軸のそれぞれに回転体を介して対向配置されたＰ側の電磁石４５およびＭ側の電磁石４５と、Ｐ側の電磁石４５およびＭ側の電磁石４５のそれぞれに印加される電圧をＰＷＭ制御し、回転体ユニ
ットＲの浮上位置を検知するためのセンサキャリア信号が重畳された電磁石電流Ip,Imを供給するＰ側の電磁石４５およびＭ側の電磁石４５のそれぞれに設けられた励磁アンプ４３と、励磁アンプ４３のそれぞれに設けられ、電磁石電流Ip,Imを検出する電流センサ１０１Ａ、１０１Ｂと、電磁石電流Ip,Imに基づいて真の推定変位信号2Bdを取得し、真の推定変位信号2Bdに基づいて励磁アンプ４３をＰＷＭ制御する制御部４４と、を備える。
制御部４４のＡＤコンバータ４００は、Ｐ側の電磁石４５に流れる電磁石電流Ipの検出信号Ip、Ｍ側の電磁石４５に流れる電磁石電流Imの検出信号Im、および、電流信号Ipと電流信号Imとを足し合わせて得られる和信号Ip+ImについてＡＤサンプリングを行う。その際、ＡＤコンバータ４００は、和信号Ip+Imから最大ピーク値近傍のデータ値d1と最小ピーク値近傍のデータ値d2をＡＤサンプリングする。
制御部４４の信号処理演算部４０６は、データ値d1,d2を用いてd3=(d1-d2)/2という演算処理を行うことでデータ値d3を得ることで第１誤差を除去する。さらに、信号処理演算部４０は、でデータ値d3に基づいて復調変位信号2Bd+[-Np(icp) + Nm(icm)]を生成する。
制御部４４の補正処理演算部４１５において、信号変換部８０１は、ＡＤサンプリング後の信号Ipから、補正信号lp/μrpを演算処理で生成する。信号変換部８０２は、ＡＤサンプリング後の信号Imから、補正信号lm/μrmを演算処理で生成する。ゲイン調節部８０３は、補正信号lp/μrpに(1+r/b)を乗算して、信号(1+r/b)×lp/μrpを生成する。ゲイン調節部８０４は、補正信号lm/μrmに(1-r/b)を乗算して、信号(1-r/b)×lm/μrmを生成する。差分器８０５は、信号(1-r/b)×lm/μrmから信号(1+r/b)×lp/μrpを減算して信号{-(1+r/b)×lp/μrp+ (1-r/b)×lm/μrm}を生成する。補正部８０６は、信号{-(1+r/b)×lp/μrp+ (1-r/b)×lm/μrm}をローパスフィルタの伝達関数Ｑを通過演算して補正信号Q{-(1+r/b)×lp/μrp+ (1-r/b)×lm/μrm}を生成する。さらに、ハイパスフィルタ演算器８０７を通過して交流成分が抽出され、差分器８０８にて、復調変位信号2Bd+[-Np(icp) + Nm(icm)]から補正信号Q{-(1+r/b)×lp/μrp+ (1-r/b)×lm/μrm}を減算することで、第２誤差[-Np(icp) + Nm(icm)]を除去して、真の推定変位信号2Bdを得る。
以上のように、ＡＤコンバータ４００と信号処理演算部４０６が第１誤差を除去し、補正処理演算部４１５が第２誤差を除去することにより、対向している電磁石コイルのうちの一方にのみ大電流を流す場合においても第１誤差および第２誤差を的確に除去し、回転体の変位信号に関して良好なＳ／Ｎ比を維持することができる。

（２）回転体ユニットＲは、可動境界６００を有する。補正信号lp/μrpは、信号Ipからなる関数（例えば、式（１２）の第１式）から成る。補正信号lm/μrmは、信号Imからなる関数（例えば、式（１２）の第２式）から成る。信号Ipからなる関数に用いられる係数が最適化されるＰ側の粗調が実施される際は、回転体ユニットＲをＰ側の電磁石４５側の可動境界６００まで移動させ、所定のバイアス電流値ibで回転体ユニットＲを磁気的に吸引し固定した上で、Ｐ側の粗調が実施される。信号Imからなる関数に用いられる係数が最適化されるＭ側の粗調が実施される際は、回転体ユニットＲをＭ側の電磁石４５側の可動境界６００まで移動させ、所定のバイアス電流値ibで回転体ユニットＲを磁気的に吸引し固定した上で、Ｍ側の粗調が実施される。
このＰ側の粗調、Ｍ側の粗調を実施することで、所定のバイアス電流ibを用いた通常制御時において生じる第２誤差を適切に除去することができる。

（３）Ｐ側の粗調は、予め定めた周波数を有する印加信号がＰ側の電磁石４５側の電磁石電流Ipに重畳された上で、その印加した周波数成分となる真の推定変位信号2Bdの振幅値が許容レベル以下になるように実施される。Ｍ側の粗調は、予め定めた周波数を有する印加信号がＭ側の電磁石４５側の電磁石電流Imに重畳された上で、その印加した周波数成分となる真の推定変位信号2Bdの振幅値が許容レベル以下になるように実施される。
このように、その交流成分を用いて信号Ipからなる関数に用いられる係数や信号Imからなる関数に用いられる係数などを容易に最適化できる。

（４）粗調および微調は、より多くの複数のバイアス電流値ibで実施されるほうが好ましい。これにより、電磁石コアの磁気特性の非線形性をより正確にとらえることができ、通常制御時における様々なバイアス電流値ibにおいて、より的確に第２誤差を除去することができる。なお、その実施されるバイアス電流値ibの設定数は多ければ多いほど、上述した電磁石コアの磁気特性の非線形性をより正確にとらえることができる。

（５）粗調および微調は、所定のバイアス電流値ibにおいて複数回、すなわち、繰り返し実施されるようにしてもよい。これによって、そのバイアス電流値ibでの最適化をより精度よく行うことができ、通常制御時における第２誤差をより的確に除去することができる。

（６）本発明のコントロールユニットの磁気軸受装置は、Ｐ側の粗調およびＭ側の粗調が終了した後に、回転体ユニットＲを時間的に位置変化しないように磁気浮上制御する。さらに、予め定めた周波数を有する印加信号を、Ｐ側の電磁石４５およびＭ側の電磁石４５に流れる電磁石電流Ip,Imのそれぞれに重畳する。その際、電流Ipに重畳された上述の印加信号に起因する回転体ユニットＲにかかるＰ側への磁気吸引力と、電流Imに重畳された上述の印加信号に起因する回転体ユニットＲにかかるＭ側への磁気吸引力が、互いに相殺するように設定しており、その結果、やはり回転体ユニットＲを時間的に位置変化しないように磁気浮上制御する。その上で、補正信号Q{-(1+r/b)×lp/μrp+ (1-r/b)×lm/μrm}内の、補正信号lp/μrpと補正信号lm/μrmのゲインバランスを司る全体ゲイン比ｒを調整する微調を実施する。
この微調によって、補正信号Q{-(1+r/b)×lp/μrp+ (1-r/b)×lm/μrm}が第２誤差を除去するのに最適なものとなり、通常制御時における第２誤差をより的確に除去することができる。

（７）ターボ分子ポンプが本発明のコントロールユニットの磁気軸受装置を備えることで、対向している電磁石コイルのうちの一方にのみ大電流を流す場合においても第１誤差および第２誤差を的確に除去し、回転体の変位信号に関して良好なＳ／Ｎ比を維持することができる。さらには、ポンプケーシングの振動を低減でき、回転体の浮上制御性能を向上させるという作用効果を奏することができる。

なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態ではターボポンプ部とドラッグポンプ部とを有するターボ分子ポンプを例に説明したが、回転体を磁気軸受装置で支持する構成の装置であれば、同様に適用することができる。

１：ポンプユニット、４：ポンプロータ、４ａ：回転翼、４ｂ：円筒部、
５：シャフト、４０：ＤＣ電源、４１：インバータ、４２：モータ、
４２ａ：モータステータ、４２ｂ：モータロータ、４３：励磁アンプ、
４４：制御部、４５：磁気軸受電磁石、５５：ロータディスク、６０：ベース、
６０ａ：排気口、６１：ポンプケーシング、６１ａ：吸気口、６１ｂ：係止部、
６１ｃ：固定フランジ、６２：固定翼、６３：スペーサリング、
６４：ネジステータ、６５：排気ポート、
６６ａ、６６ｂ：タッチダウンベアリング、６７、６８、６９：磁気軸受、
１０１Ａ、１０１Ｂ：電流センサ、４００：ＡＤコンバータ、
４０１ｐ、４０１ｍ：ゲート信号生成部、４０３、４０４：ローパスフィルタ、
４０５：バンドパスフィルタ、４０６：信号処理演算部、４０７：浮上制御器、
４０８ｐ、４０８ｍ：電流リミット回路、４０９ｐ、４０９ｍ：信号処理演算部、
４１０ｐ、４１０ｍ：アンプ制御器、４１５：補正処理演算部、
４１７ｐ、４１７ｍ：加振器、４１８ｐ、４１８ｍ：スイッチ、
４２０ｐ、４２０ｍ、４２１ｐ：差分器、
４２１ｍ、４２２ｐ、４２２ｍ：加算器、４２３：バイアス電流設定部、
４４１：ＰＷＭ制御信号、４４２：信号、ＰＷＭゲート駆動信号４４３、
４４４：電磁石電流信号、４５０：電磁石コア、
４５１ｐ、４５１ｍ、４５２ｐ、４５２ｍ：磁気軸受電磁石、４５５：電磁石コイル、６００：可動境界、８０１、８０２：信号変換部、８０３、８０４：ゲイン調節部、８０５：差分器、８０６：補正部、８０７：ハイパスフィルタ演算器、
８０８：差分器、８０９：演算部、
ｄ：変位、Ｄ１０、Ｄ１１：ダイオード、Ｊ：浮上中心軸（浮上目標位置）、
Ｌ１、Ｌ２：ライン、Ｒ：回転体ユニット、ＳＷ１０、ＳＷ１１：スイッチング素子

Claims

回転体と、
前記回転体を浮上制御するために複数の制御軸のそれぞれに設けられ、前記制御軸のそれぞれに前記回転体を介して対向配置された第１電磁石および第２電磁石と、
前記第１電磁石および前記第２電磁石のそれぞれに印加される電圧をＰＷＭ制御し、前記回転体の浮上位置を検知するためのセンサキャリア信号が重畳された電磁石電流を供給する前記第１電磁石および第２電磁石のそれぞれに設けられた励磁アンプと、
前記励磁アンプのそれぞれに設けられ、前記電磁石電流を検出する電流センサと、
前記電磁石電流に基づいて推定変位信号を取得し、前記推定変位信号に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、
前記複数の制御軸の各制御軸における前記推定変位信号を得るにあたり、
前記第１電磁石に流れる前記電磁石電流の検出信号（以下、第１電流信号）、前記第２電磁石に流れる前記電磁石電流の検出信号（以下、第２電流信号）、および、前記第１電流信号と前記第２電流信号とを足し合わせて得られる和信号についてそれぞれ前記センサキャリア信号に同期してＡＤサンプリングを行い、
前記センサキャリア信号に同期してＡＤサンプリングされた和信号により復調変位信号を生成し、
前記第１電磁石の磁気特性の非線形性に起因する前記復調変位信号への影響を低減するための第１補正信号を、前記ＡＤサンプリング後の前記第１電流信号および前記第１電磁石の磁気特性の非線形性に基づいて演算処理で生成し、
前記第２電磁石の磁気特性の非線形性に起因する前記復調変位信号への影響を低減するための第２補正信号を、前記ＡＤサンプリング後の前記第２電流信号および前記第２電磁石の磁気特性の非線形性に基づいて演算処理で生成し、
前記第１補正信号および前記第２補正信号の差分としての第３補正信号を演算処理で生成し、
前記復調変位信号から前記第３補正信号を減算することで、前記推定変位信号を得る磁気軸受装置。
請求項１に記載の磁気軸受装置において、
前記和信号は、前記センサキャリア信号の周波数をfcとしたときに、fc＝(n+1/2)・fs（ただし、nは０以上の整数）を満たすサンプリング周波数fsで、かつ、前記センサキャリア信号の最大ピーク位置近傍となるタイミングおよび最小ピーク位置近傍となるタイミングでＡＤサンプリングされ、
前記最大ピーク位置近傍でサンプリングされた和信号のデータ値をｄ１、前記最小ピーク位置近傍でサンプリングされた和信号のデータ値をｄ２としたときに、ｄ３＝（ｄ１−ｄ２）／２により算出される値ｄ３を前記復調変位信号とする、磁気軸受装置。
請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、
前記回転体は、可動境界を有し、
前記第１補正信号は、前記第１電流信号からなる関数（以下、第１関数）より成り、
前記第２補正信号は、前記第２電流信号からなる関数（以下、第２関数）より成り、
前記第１関数に用いられる係数が最適化される調整（以下、第１係数調整）が実施される際は、前記回転体を前記第１電磁石側の前記回転体の前記可動境界まで移動させ、所定のバイアス電流値で前記回転体を磁気的に吸引し固定した上で、前記第１係数調整が実施され、
前記第２関数に用いられる係数が最適化される調整（以下、第２係数調整）が実施される際は、前記回転体を前記第２電磁石側の前記回転体の前記可動境界まで移動させ、前記所定のバイアス電流値で前記回転体を磁気的に吸引し固定した上で、前記第２係数調整が実施される磁気軸受装置。
請求項３に記載の磁気軸受装置において、
前記第１係数調整は、予め定めた周波数を有する印加信号が少なくとも第１電磁石側の前記電磁石電流に重畳された上で、前記予め定めた周波数を有する前記推定変位信号の振幅が所定レベル以下になるように実施され、
前記第２係数調整は、前記予め定めた周波数を有する印加信号が少なくとも第２電磁石側の前記電磁石電流に重畳された上で、前記予め定めた周波数を有する前記推定変位信号の振幅が所定レベル以下になるように実施される磁気軸受装置。
請求項４に記載の磁気軸受装置において、
前記所定のバイアス電流値は、複数設けられ、
前記第１係数調整および前記第２係数調整は、前記複数設けられた所定のバイアス電流値の各々において実施される磁気軸受装置。
請求項４または５に記載の磁気軸受装置において、
前記第１係数調整及び前記第２係数調整は、前記所定のバイアス電流値において複数回実施される磁気軸受装置。
請求項４〜６のいずれか一項に記載の磁気軸受装置において、
前記第３補正信号は、前記第１補正信号と前記第２補正信号とを所定比率で差分演算することにより生成され、
前記所定比率は、前記回転体が時間的に位置変化しないように磁気浮上制御された状態において、前記第１電磁石に流れる電磁石電流に前記予め定めた周波数を有する印加信号を重畳した場合の磁気吸引力と、前記第２電磁石に流れる電磁石電流に前記予め定めた周波数を有する印加信号を重畳した場合の磁気吸引力とが相殺されるように設定される、磁気軸受装置。
排気機能部が形成されたポンプロータと、
前記ポンプロータを回転駆動するモータと、
前記ポンプロータの回転体を磁気浮上支持する、請求項１〜７のいずれか一項に記載の磁気軸受装置と、を備える真空ポンプ。